JP2000156937A - 電力回生装置 - Google Patents
電力回生装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 放電回路が不要で、回生効率に優れた電力回
生装置を提供する。 【解決手段】 本発明の電力回生装置は、電圧発生回路
１と、正逆方向昇降圧調整器２と、バッテリ３とを備え
る。電圧発生回路１は、充電時にはAC-DCコンバータと
して作用し、回生時にはDC-DCインバータとして作用す
る。正逆方向昇降圧調整器２は、トランスＴと、電圧発
生回路１から出力された直流電圧を矩形波電圧に変換し
てトランジスタの１次側巻き線に供給する単方向スイッ
チＳ１〜Ｓ４と、トランスＴの２次側巻き線に接続され
た双方向スイッチＳ５，Ｓ６と、単方向スイッチＳ１〜
Ｓ４および双方向スイッチＳ５，Ｓ６のオン・オフを切
り替えて各スイッチを位相角制御するスイッチ制御回路
５と、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方向スイッチＳ
５，Ｓ６の切替タイミングの位相ずれに応じて両端電圧
が変化するコンデンサＣ５とを有する。
生装置を提供する。 【解決手段】 本発明の電力回生装置は、電圧発生回路
１と、正逆方向昇降圧調整器２と、バッテリ３とを備え
る。電圧発生回路１は、充電時にはAC-DCコンバータと
して作用し、回生時にはDC-DCインバータとして作用す
る。正逆方向昇降圧調整器２は、トランスＴと、電圧発
生回路１から出力された直流電圧を矩形波電圧に変換し
てトランジスタの１次側巻き線に供給する単方向スイッ
チＳ１〜Ｓ４と、トランスＴの２次側巻き線に接続され
た双方向スイッチＳ５，Ｓ６と、単方向スイッチＳ１〜
Ｓ４および双方向スイッチＳ５，Ｓ６のオン・オフを切
り替えて各スイッチを位相角制御するスイッチ制御回路
５と、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方向スイッチＳ
５，Ｓ６の切替タイミングの位相ずれに応じて両端電圧
が変化するコンデンサＣ５とを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を用いて
充電器を充電するとともに、充電器の放電電力を交流電
源側に回生させて電力の有効利用を図る技術に関する。
充電器を充電するとともに、充電器の放電電力を交流電
源側に回生させて電力の有効利用を図る技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電源を用いてバッテリに充電した充
電電力の一部を、放電時に交流電源側に回生させる電力
回生装置が知られている。図９はこの種の従来の電力回
生装置の概略構成を示すブロック図であり、図９（ａ）
はサイリスタＱ11を用いて同期整流回路を構成したサイ
リスタ型の電力回生装置、図９（ｂ）は電力用トランジ
スタＱ12を用いて同期整流回路を構成したトランジスタ
型の電力回生装置である。
電電力の一部を、放電時に交流電源側に回生させる電力
回生装置が知られている。図９はこの種の従来の電力回
生装置の概略構成を示すブロック図であり、図９（ａ）
はサイリスタＱ11を用いて同期整流回路を構成したサイ
リスタ型の電力回生装置、図９（ｂ）は電力用トランジ
スタＱ12を用いて同期整流回路を構成したトランジスタ
型の電力回生装置である。
【０００３】図９（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置
は、充電時にAC/DCコンバータとして作用し放電時にDC/
DCインバータとして作用する充電器兼インバータ５１
と、バッテリ５２と、バッテリ５２の充電電力を強制的
に放電させる放電回路５３と、充電器兼インバータ５１
とバッテリ５２の間に接続された切替スイッチ５４とを
有する。
は、充電時にAC/DCコンバータとして作用し放電時にDC/
DCインバータとして作用する充電器兼インバータ５１
と、バッテリ５２と、バッテリ５２の充電電力を強制的
に放電させる放電回路５３と、充電器兼インバータ５１
とバッテリ５２の間に接続された切替スイッチ５４とを
有する。
【０００４】充電時には、図示の右向き矢印の経路を通
ってバッテリ５２への充電が行われる。具体的には、図
９（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置は、充電時に
は、切替スイッチ５４を図９（ａ）の位置ａに切り替え
てサイリスタＱ11を位相角制御し、放電時には、切替ス
イッチ５４を位置ｂに切り替えてバッテリ５２を電源と
するインバータ動作を行う。
ってバッテリ５２への充電が行われる。具体的には、図
９（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置は、充電時に
は、切替スイッチ５４を図９（ａ）の位置ａに切り替え
てサイリスタＱ11を位相角制御し、放電時には、切替ス
イッチ５４を位置ｂに切り替えてバッテリ５２を電源と
するインバータ動作を行う。
【０００５】図９（ａ）の装置の場合、バッテリ５２の
充電電圧を商用の入力交流電圧の最大値（２1/2×実効
値）以上の電圧にまで引き上げることはできないため、
バッテリ５２の放電電圧は商用の入力交流電圧よりも低
くなり、電力の回生を行う場合には別途、昇圧用の変圧
器が必要となる。
充電電圧を商用の入力交流電圧の最大値（２1/2×実効
値）以上の電圧にまで引き上げることはできないため、
バッテリ５２の放電電圧は商用の入力交流電圧よりも低
くなり、電力の回生を行う場合には別途、昇圧用の変圧
器が必要となる。
【０００６】また、図９（ａ）の充電器兼インバータ５
１は、バッテリ５２に充電されたエネルギーの一部しか
回生できず、残りのエネルギーはバッテリ５２に並列接
続された放電回路５３により熱として消費され、電力回
生効率はあまりよくない。
１は、バッテリ５２に充電されたエネルギーの一部しか
回生できず、残りのエネルギーはバッテリ５２に並列接
続された放電回路５３により熱として消費され、電力回
生効率はあまりよくない。
【０００７】さらに、図９（ａ）のサイリスタ型の充電
器兼インバータ５１に交流電圧を供給する交流電源は高
調波を多く含むため、大きなフィルタが必要となる。
器兼インバータ５１に交流電圧を供給する交流電源は高
調波を多く含むため、大きなフィルタが必要となる。
【０００８】これに対して、図９（ｂ）のトランジスタ
型の電力回生装置は、入力交流電圧よりも高い直流電圧
を出力できるため、バッテリ５２の電圧を入力交流電圧
よりも高い電圧に設定できる。また、入力交流電圧の電
圧振幅がかなり広範囲に変化しても安定した直流電圧を
出力することができ、また、交流電源に含まれる高調波
の影響も受けにくい。さらに、放電時には、バッテリ５
２の放電電圧が充電器兼インバータ５１ａの最低動作電
圧に達するまでは、電力の回生を行うことができる。ま
た、サイリスタ型の電力回生装置に設けられていた切替
スイッチ５４も不要であり、現在では図９（ｂ）に示す
トランジスタ型の電力回生装置が主流となっている。
型の電力回生装置は、入力交流電圧よりも高い直流電圧
を出力できるため、バッテリ５２の電圧を入力交流電圧
よりも高い電圧に設定できる。また、入力交流電圧の電
圧振幅がかなり広範囲に変化しても安定した直流電圧を
出力することができ、また、交流電源に含まれる高調波
の影響も受けにくい。さらに、放電時には、バッテリ５
２の放電電圧が充電器兼インバータ５１ａの最低動作電
圧に達するまでは、電力の回生を行うことができる。ま
た、サイリスタ型の電力回生装置に設けられていた切替
スイッチ５４も不要であり、現在では図９（ｂ）に示す
トランジスタ型の電力回生装置が主流となっている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図９
（ｂ）に示す従来のトランジスタ型の電力回生装置に
も、以下の問題がある。すなわち、従来のトランジスタ
型の電力回生装置は、装置内部に昇圧型の充電器兼イン
バータ５１ａを有するため、バッテリ５２の電圧を入力
交流電圧よりも低くするには、絶縁変圧器等を用いて電
圧変換を行わなければならない。
（ｂ）に示す従来のトランジスタ型の電力回生装置に
も、以下の問題がある。すなわち、従来のトランジスタ
型の電力回生装置は、装置内部に昇圧型の充電器兼イン
バータ５１ａを有するため、バッテリ５２の電圧を入力
交流電圧よりも低くするには、絶縁変圧器等を用いて電
圧変換を行わなければならない。
【００１０】また、バッテリ５２の放電電圧を充電器兼
インバータ５１ａの最低動作電圧以下にするには、図９
（ａ）の装置と同様に、放電回路５３が必要となる。放
電回路５３は、電力エネルギーを熱として無駄に消費す
るだけであり、回生効率があまりよくない。
インバータ５１ａの最低動作電圧以下にするには、図９
（ａ）の装置と同様に、放電回路５３が必要となる。放
電回路５３は、電力エネルギーを熱として無駄に消費す
るだけであり、回生効率があまりよくない。
【００１１】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、放電回路が不要で、回生効率
に優れた電力回生装置を提供することにある。
ものであり、その目的は、放電回路が不要で、回生効率
に優れた電力回生装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明は、充電器の充電時には入力交流電圧を
直流電圧に変換するAC-DCコンバータとして作用し、前
記充電器の回生時にはDC-DCインバータとして作用する
電圧発生回路を備えた電力回生装置であって、前記電圧
発生回路から出力された直流電圧に基づいて前記充電器
を充電するとともに、前記充電器の放電電力を前記電圧
発生回路側に回生させる正逆方向昇降圧調整器を備え、
前記正逆方向昇降圧調整器は、変圧器と、前記電圧発生
回路から出力された直流電圧を矩形波電圧に変換して前
記変圧器の１次側巻き線に供給する１次側交流スイッチ
と、前記変圧器の２次側巻き線に接続された２次側交流
スイッチと、前記変圧器の２次側に設けられ前記１次側
交流スイッチと前記２次側交流スイッチとの切替タイミ
ングの位相ずれに応じた直流電圧が両端に印加されるキ
ャパシタと、を有し、前記電圧発生回路の出力電圧に前
記キャパシタの両端電圧を加えた電圧により前記充電器
を充電する。
ために、本発明は、充電器の充電時には入力交流電圧を
直流電圧に変換するAC-DCコンバータとして作用し、前
記充電器の回生時にはDC-DCインバータとして作用する
電圧発生回路を備えた電力回生装置であって、前記電圧
発生回路から出力された直流電圧に基づいて前記充電器
を充電するとともに、前記充電器の放電電力を前記電圧
発生回路側に回生させる正逆方向昇降圧調整器を備え、
前記正逆方向昇降圧調整器は、変圧器と、前記電圧発生
回路から出力された直流電圧を矩形波電圧に変換して前
記変圧器の１次側巻き線に供給する１次側交流スイッチ
と、前記変圧器の２次側巻き線に接続された２次側交流
スイッチと、前記変圧器の２次側に設けられ前記１次側
交流スイッチと前記２次側交流スイッチとの切替タイミ
ングの位相ずれに応じた直流電圧が両端に印加されるキ
ャパシタと、を有し、前記電圧発生回路の出力電圧に前
記キャパシタの両端電圧を加えた電圧により前記充電器
を充電する。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電力回生装置
について、図面を参照しながら具体的に説明する。
について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００１４】図１は本発明に係る電力回生装置の一実施
形態の回路図である。図１の電力回生装置は、放電回路
が不要で、しかも、バッテリの充電電圧を、入力直流電
圧よりも高い所定の電圧から０Ｖ付近までの広範囲にわ
たって可変制御できることを特徴とする。
形態の回路図である。図１の電力回生装置は、放電回路
が不要で、しかも、バッテリの充電電圧を、入力直流電
圧よりも高い所定の電圧から０Ｖ付近までの広範囲にわ
たって可変制御できることを特徴とする。
【００１５】図１の電力回生装置は、電圧発生回路１
と、正逆方向昇降圧調整器２と、バッテリ３とを備え
る。電圧発生回路１は、充電時にはAC-DCコンバータと
して作用し、回生時にはDC-DCインバータとして作用す
る。
と、正逆方向昇降圧調整器２と、バッテリ３とを備え
る。電圧発生回路１は、充電時にはAC-DCコンバータと
して作用し、回生時にはDC-DCインバータとして作用す
る。
【００１６】電圧発生回路１の内部には、三相交流電圧
を同期整流する交流スイッチＳ11〜Ｓ16と、交流スイッ
チＳ11〜Ｓ16を通過した電圧を平滑化するコンデンサＣ
１と、交流スイッチＳ11〜Ｓ16のオン・オフを制御する
スイッチ制御回路４と、三相交流ラインのノイズを吸収
するコイルＬ１〜Ｌ６およびコンデンサＣ２〜Ｃ４とが
設けられる。
を同期整流する交流スイッチＳ11〜Ｓ16と、交流スイッ
チＳ11〜Ｓ16を通過した電圧を平滑化するコンデンサＣ
１と、交流スイッチＳ11〜Ｓ16のオン・オフを制御する
スイッチ制御回路４と、三相交流ラインのノイズを吸収
するコイルＬ１〜Ｌ６およびコンデンサＣ２〜Ｃ４とが
設けられる。
【００１７】正逆方向昇降圧調整器２は、バッテリ３の
充電時にはバッテリ３の充電電圧を調整する制御を行
い、回生時にはバッテリ３の放電電力を電圧発生回路１
側に回生させる制御を行う。
充電時にはバッテリ３の充電電圧を調整する制御を行
い、回生時にはバッテリ３の放電電力を電圧発生回路１
側に回生させる制御を行う。
【００１８】正逆方向昇降圧調整器２の内部には、トラ
ンスＴと、電圧発生回路１から出力された直流電圧を矩
形波電圧に変換してトランジスタの１次側巻き線に供給
する単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と、トランスＴの２次側
巻き線に接続された双方向スイッチＳ５，Ｓ６と、単方
向スイッチＳ１〜Ｓ４および双方向スイッチＳ５，Ｓ６
のオン・オフを切り替えて各スイッチを位相角制御する
スイッチ制御回路５と、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双
方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相ずれに
応じて両端電圧が変化するコンデンサＣ５と、トランス
Ｔの１次側巻き線のスパーク電圧を抑制するためのコン
デンサＣ６および抵抗Ｒ１と、トランスＴの２次側巻き
線のスパーク電圧を抑制するためのコンデンサＣ７およ
び抵抗Ｒ２と、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方向スイ
ッチＳ５，Ｓ６の接続点Ｎの電圧を平滑化するコイルＬ
７とを有する。
ンスＴと、電圧発生回路１から出力された直流電圧を矩
形波電圧に変換してトランジスタの１次側巻き線に供給
する単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と、トランスＴの２次側
巻き線に接続された双方向スイッチＳ５，Ｓ６と、単方
向スイッチＳ１〜Ｓ４および双方向スイッチＳ５，Ｓ６
のオン・オフを切り替えて各スイッチを位相角制御する
スイッチ制御回路５と、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双
方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相ずれに
応じて両端電圧が変化するコンデンサＣ５と、トランス
Ｔの１次側巻き線のスパーク電圧を抑制するためのコン
デンサＣ６および抵抗Ｒ１と、トランスＴの２次側巻き
線のスパーク電圧を抑制するためのコンデンサＣ７およ
び抵抗Ｒ２と、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方向スイ
ッチＳ５，Ｓ６の接続点Ｎの電圧を平滑化するコイルＬ
７とを有する。
【００１９】トランスＴの２次側巻き線は、中間タップ
を境にして巻き線の巻き方が逆になっている。これによ
り、１次側巻き線に印加される交流電圧を整流すること
ができる。
を境にして巻き線の巻き方が逆になっている。これによ
り、１次側巻き線に印加される交流電圧を整流すること
ができる。
【００２０】単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方向スイッ
チＳ５，Ｓ６はいずれも、トランジスタＱとダイオード
Ｄを並列接続した構成になっている。このような構成に
より、トランジスタＱがオンのときは、トランジスタＱ
のコレクタ端子からエミッタ端子に電流を流すことがで
き、また、トランジスタＱがオフのときには、トランジ
スタＱのエミッタ端子側からダイオードＤを通ってコレ
クタ端子側に電流を流すことができる。
チＳ５，Ｓ６はいずれも、トランジスタＱとダイオード
Ｄを並列接続した構成になっている。このような構成に
より、トランジスタＱがオンのときは、トランジスタＱ
のコレクタ端子からエミッタ端子に電流を流すことがで
き、また、トランジスタＱがオフのときには、トランジ
スタＱのエミッタ端子側からダイオードＤを通ってコレ
クタ端子側に電流を流すことができる。
【００２１】なお、図１のコンデンサＣ５，Ｃ６と抵抗
Ｒ１，Ｒ２は、必ずしも必須の構成ではなく、省略して
もよい。
Ｒ１，Ｒ２は、必ずしも必須の構成ではなく、省略して
もよい。
【００２２】正逆方向昇降圧調整器２は、単方向スイッ
チＳ１〜Ｓ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミ
ングの位相ずれを調整することにより、コンデンサＣ５
の両端電圧を可変制御する。バッテリ３の充電電圧は、
電圧発生回路１の出力電圧Ｅ１にコンデンサＣ５の両端
電圧（±Ｅ２）を加えた電圧になる。
チＳ１〜Ｓ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミ
ングの位相ずれを調整することにより、コンデンサＣ５
の両端電圧を可変制御する。バッテリ３の充電電圧は、
電圧発生回路１の出力電圧Ｅ１にコンデンサＣ５の両端
電圧（±Ｅ２）を加えた電圧になる。
【００２３】図２は双方向スイッチＳ５，Ｓ６に流れる
電流の方向を説明する図である。図示のように、双方向
スイッチＳ５，Ｓ６はいずれも、２個のトランジスタＱ
１，Ｑ２と２個のダイオードＤ１，Ｄ２からなり、トラ
ンジスタＱ１がオンでトランジスタＱ２がオフの場合に
は、図示の実線矢印Ａに沿って電流が流れ、トランジス
タＱ１がオフでトランジスタＱ２がオンの場合には、図
示の点線矢印Ｂに沿って電流が流れる。
電流の方向を説明する図である。図示のように、双方向
スイッチＳ５，Ｓ６はいずれも、２個のトランジスタＱ
１，Ｑ２と２個のダイオードＤ１，Ｄ２からなり、トラ
ンジスタＱ１がオンでトランジスタＱ２がオフの場合に
は、図示の実線矢印Ａに沿って電流が流れ、トランジス
タＱ１がオフでトランジスタＱ２がオンの場合には、図
示の点線矢印Ｂに沿って電流が流れる。
【００２４】図３は単方向スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・
オフとトランスＴの１次側巻き線の両端電圧との関係を
示す図である。単方向スイッチＳ１，Ｓ３と単方向スイ
ッチＳ２，Ｓ４は交互にオン・オフし、これらスイッチ
Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフに応じて、トランスＴの１次側
巻き線には図３に示すように矩形波電圧が供給される。
すなわち、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４は、電圧発生回路
１から出力された直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換
する。
オフとトランスＴの１次側巻き線の両端電圧との関係を
示す図である。単方向スイッチＳ１，Ｓ３と単方向スイ
ッチＳ２，Ｓ４は交互にオン・オフし、これらスイッチ
Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフに応じて、トランスＴの１次側
巻き線には図３に示すように矩形波電圧が供給される。
すなわち、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４は、電圧発生回路
１から出力された直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換
する。
【００２５】図４は単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方向
スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相ずれと正逆
方向昇降圧調整器２の出力電圧との関係を示す図であ
り、図４（ａ）は位相ずれが45度の例、図４（ｂ）は位
相ずれが90度の例、図４（ｃ）は位相ずれが135度の例
を示している。また、図５は位相ずれが45度の場合の各
スイッチＳ１〜Ｓ６の切替タイミング波形を拡大して示
した図である。
スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相ずれと正逆
方向昇降圧調整器２の出力電圧との関係を示す図であ
り、図４（ａ）は位相ずれが45度の例、図４（ｂ）は位
相ずれが90度の例、図４（ｃ）は位相ずれが135度の例
を示している。また、図５は位相ずれが45度の場合の各
スイッチＳ１〜Ｓ６の切替タイミング波形を拡大して示
した図である。
【００２６】図５に示すように、単方向スイッチＳ１〜
Ｓ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６のオン期間の長さとオ
フ期間の長さは略同じであり、単方向スイッチの一部が
オフしてからその他の単方向スイッチがオンするまでの
間と、双方向スイッチの一部がオフしてからその他の双
方向スイッチがオンするまでの間には、それぞれ休止期
間が設けられている。
Ｓ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６のオン期間の長さとオ
フ期間の長さは略同じであり、単方向スイッチの一部が
オフしてからその他の単方向スイッチがオンするまでの
間と、双方向スイッチの一部がオフしてからその他の双
方向スイッチがオンするまでの間には、それぞれ休止期
間が設けられている。
【００２７】このような休止期間を設ける理由は、各ス
イッチＳ１〜Ｓ６を構成するトランジスタは、オン状態
からオフ状態になるのに時間がかかるためであり、完全
にトランジスタをオフにするために、休止期間を設けて
いる。
イッチＳ１〜Ｓ６を構成するトランジスタは、オン状態
からオフ状態になるのに時間がかかるためであり、完全
にトランジスタをオフにするために、休止期間を設けて
いる。
【００２８】例えば、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方
向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相ずれが０
度の場合には、双方向スイッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７
との接続点Ｎには常に同方向に電流が流れ、この接続点
Ｎの電圧は略一定になる。この場合、双方向スイッチＳ
５，Ｓ６とコイルＬ７との接続点Ｎの平均電圧Ｅ０は、
Ｅ０＝Ｅ１＋Ｅ２になり、コンデンサＣ５の両端電圧は
電圧Ｅ２になる。このとき、コンデンサＣ５の充電電圧
は最大になり、この充電電圧に電圧発生回路１の出力電
圧Ｅ１を加えた電圧（Ｅ１＋Ｅ２）がバッテリ３の充電
電圧Ｅ０になる。
向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相ずれが０
度の場合には、双方向スイッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７
との接続点Ｎには常に同方向に電流が流れ、この接続点
Ｎの電圧は略一定になる。この場合、双方向スイッチＳ
５，Ｓ６とコイルＬ７との接続点Ｎの平均電圧Ｅ０は、
Ｅ０＝Ｅ１＋Ｅ２になり、コンデンサＣ５の両端電圧は
電圧Ｅ２になる。このとき、コンデンサＣ５の充電電圧
は最大になり、この充電電圧に電圧発生回路１の出力電
圧Ｅ１を加えた電圧（Ｅ１＋Ｅ２）がバッテリ３の充電
電圧Ｅ０になる。
【００２９】一方、位相ずれが45度の場合には、双方向
スイッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７の接続点Ｎの電圧波形
は図４（ａ）のようになる。すなわち、単方向スイッチ
Ｓ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）と双方向スイッチＳ５（Ｓ
６）がともにハイレベルの期間に接続点Ｎの電圧はピー
ク値になる。この場合の接続点Ｎの平均電圧Ｅ45は、Ｅ
45＝Ｅ１＋Ｅ２／２であり、コンデンサＣ５の両端電圧
はＥ２／２になる。また、バッテリ３の充電電圧Ｅ０
は、Ｅ０＝Ｅ１＋Ｅ２／２になる。
スイッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７の接続点Ｎの電圧波形
は図４（ａ）のようになる。すなわち、単方向スイッチ
Ｓ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）と双方向スイッチＳ５（Ｓ
６）がともにハイレベルの期間に接続点Ｎの電圧はピー
ク値になる。この場合の接続点Ｎの平均電圧Ｅ45は、Ｅ
45＝Ｅ１＋Ｅ２／２であり、コンデンサＣ５の両端電圧
はＥ２／２になる。また、バッテリ３の充電電圧Ｅ０
は、Ｅ０＝Ｅ１＋Ｅ２／２になる。
【００３０】一方、位相ずれが90度の場合には、双方向
スイッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７の接続点Ｎの電圧波形
は図４（ｂ）のようになる。この場合、単方向スイッチ
Ｓ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）と双方向スイッチＳ５（Ｓ
６）がともにハイレベルになる期間と、単方向スイッチ
Ｓ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）がハイレベルで双方向スイッ
チＳ５（Ｓ６）がローレベルになる期間とが略等しくな
り、接続点Ｎの電圧波形は、時比率が略50％の矩形波に
なる。したがって、接続点Ｎの平均電圧Ｅ90は電圧発生
回路１の出力電圧Ｅ１に略等しくなり、コンデンサＣ５
の両端電圧は略０Ｖになる。また、バッテリ３の充電電
圧Ｅ０は、Ｅ０＝Ｅ１になる。
スイッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７の接続点Ｎの電圧波形
は図４（ｂ）のようになる。この場合、単方向スイッチ
Ｓ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）と双方向スイッチＳ５（Ｓ
６）がともにハイレベルになる期間と、単方向スイッチ
Ｓ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）がハイレベルで双方向スイッ
チＳ５（Ｓ６）がローレベルになる期間とが略等しくな
り、接続点Ｎの電圧波形は、時比率が略50％の矩形波に
なる。したがって、接続点Ｎの平均電圧Ｅ90は電圧発生
回路１の出力電圧Ｅ１に略等しくなり、コンデンサＣ５
の両端電圧は略０Ｖになる。また、バッテリ３の充電電
圧Ｅ０は、Ｅ０＝Ｅ１になる。
【００３１】一方、位相ずれが135度の場合には、双方
向スイッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７の接続点Ｎの電圧波
形は図４（ｃ）のようになる。この場合、単方向スイッ
チＳ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）と双方向スイッチＳ５（Ｓ
６）がともにハイレベルになる期間よりも、単方向スイ
ッチＳ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）がハイレベルで双方向ス
イッチＳ５（Ｓ６）がローレベルになる期間の方が長い
ため、接続点Ｎの電圧波形は、時比率が略25％の矩形波
になる。したがって、接続点Ｎの平均電圧Ｅ135は、Ｅ1
35＝Ｅ１−Ｅ２／２になり、コンデンサＣ５の両端電圧
は（−Ｅ２／２）になる。また、バッテリ３の充電電圧
Ｅ０は、Ｅ０＝Ｅ１−Ｅ２／２になる。
向スイッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７の接続点Ｎの電圧波
形は図４（ｃ）のようになる。この場合、単方向スイッ
チＳ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）と双方向スイッチＳ５（Ｓ
６）がともにハイレベルになる期間よりも、単方向スイ
ッチＳ１，Ｓ３（Ｓ２，Ｓ４）がハイレベルで双方向ス
イッチＳ５（Ｓ６）がローレベルになる期間の方が長い
ため、接続点Ｎの電圧波形は、時比率が略25％の矩形波
になる。したがって、接続点Ｎの平均電圧Ｅ135は、Ｅ1
35＝Ｅ１−Ｅ２／２になり、コンデンサＣ５の両端電圧
は（−Ｅ２／２）になる。また、バッテリ３の充電電圧
Ｅ０は、Ｅ０＝Ｅ１−Ｅ２／２になる。
【００３２】一方、位相ずれが180度の場合には、単方
向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切
替タイミングの位相は互いに反転するため、双方向スイ
ッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７との接続点Ｎの電圧は略一
定になる。すなわち、接続点Ｎの平均電圧Ｅ180は、Ｅ1
80＝Ｅ１−Ｅ２になり、コンデンサＣ５の両端電圧は
（−Ｅ２）になる。また、バッテリ３の充電電圧Ｅ０
は、Ｅ０＝Ｅ１−Ｅ２になる。
向スイッチＳ１〜Ｓ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切
替タイミングの位相は互いに反転するため、双方向スイ
ッチＳ５，Ｓ６とコイルＬ７との接続点Ｎの電圧は略一
定になる。すなわち、接続点Ｎの平均電圧Ｅ180は、Ｅ1
80＝Ｅ１−Ｅ２になり、コンデンサＣ５の両端電圧は
（−Ｅ２）になる。また、バッテリ３の充電電圧Ｅ０
は、Ｅ０＝Ｅ１−Ｅ２になる。
【００３３】このように、本実施形態は、単方向スイッ
チＳ１〜Ｓ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミ
ングの位相ずれをスイッチング制御回路５で任意に調整
できるようにしたため、コンデンサＣ５の両端電圧を任
意に変更でき、結果として、バッテリ３の充電電圧Ｅ０
を電圧発生回路１の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖ
付近までの広範囲にわたって可変制御することができ
る。
チＳ１〜Ｓ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミ
ングの位相ずれをスイッチング制御回路５で任意に調整
できるようにしたため、コンデンサＣ５の両端電圧を任
意に変更でき、結果として、バッテリ３の充電電圧Ｅ０
を電圧発生回路１の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖ
付近までの広範囲にわたって可変制御することができ
る。
【００３４】図６は正逆方向昇降圧調整器２の出力電圧
を下げた場合の電流の流れを示す図であり、コンデンサ
Ｃ５の両端電圧を（−Ｅ２）に下げた例を示している。
電圧発生回路１の出力電圧は一定の電圧Ｅ１であるた
め、正逆方向昇降圧調整器２の出力電圧は、（Ｅ１−Ｅ
２）になる。
を下げた場合の電流の流れを示す図であり、コンデンサ
Ｃ５の両端電圧を（−Ｅ２）に下げた例を示している。
電圧発生回路１の出力電圧は一定の電圧Ｅ１であるた
め、正逆方向昇降圧調整器２の出力電圧は、（Ｅ１−Ｅ
２）になる。
【００３５】このとき、コンデンサＣ５を流れる電流を
Ｉ2とすると、電圧降下分の電力（−Ｅ２・Ｉ2）をバッ
テリ３から電圧発生回路１側に回生させて、電圧発生回
路１をインバータ動作させることができる。具体的に
は、バッテリ３側から回生された交流電流が、電圧発生
回路１内の交流スイッチＳ11〜Ｓ16を構成するダイオー
ドで全波整流され、電圧発生回路１内に直流電流Ｉ'2が
流れる。
Ｉ2とすると、電圧降下分の電力（−Ｅ２・Ｉ2）をバッ
テリ３から電圧発生回路１側に回生させて、電圧発生回
路１をインバータ動作させることができる。具体的に
は、バッテリ３側から回生された交流電流が、電圧発生
回路１内の交流スイッチＳ11〜Ｓ16を構成するダイオー
ドで全波整流され、電圧発生回路１内に直流電流Ｉ'2が
流れる。
【００３６】DC-DCインバータの単体効率は、実験によ
れば、小容量のもので大体85〜90％である。したがっ
て、回生時にバッテリ３側から電圧発生回路１側に流れ
る直流電流Ｉ2’は、Ｉ2’＝（0.85〜0.9）Ｉ2であり、
電圧発生回路１の直流入力電流Ｉ1は、Ｅ１＝Ｅ２とす
ると、（１）式のようになる。 Ｉ1＝Ｉ2−Ｉ2’＝Ｉ2［１−（0.9〜0.85）］＝（0.1〜0.15）Ｉ2 …（１）
れば、小容量のもので大体85〜90％である。したがっ
て、回生時にバッテリ３側から電圧発生回路１側に流れ
る直流電流Ｉ2’は、Ｉ2’＝（0.85〜0.9）Ｉ2であり、
電圧発生回路１の直流入力電流Ｉ1は、Ｅ１＝Ｅ２とす
ると、（１）式のようになる。 Ｉ1＝Ｉ2−Ｉ2’＝Ｉ2［１−（0.9〜0.85）］＝（0.1〜0.15）Ｉ2 …（１）
【００３７】（１）式に示すように、電圧発生回路１の
直流入力電流Ｉ1は、出力電流Ｉ2よりも十分に小さくな
る。この場合、正逆方向昇降圧調整器２を駆動するため
の電力エネルギーだけを交流電源側から供給すればよ
く、消費電力を低減できる。
直流入力電流Ｉ1は、出力電流Ｉ2よりも十分に小さくな
る。この場合、正逆方向昇降圧調整器２を駆動するため
の電力エネルギーだけを交流電源側から供給すればよ
く、消費電力を低減できる。
【００３８】図７はスイッチ制御回路５の内部構成を示
すブロック図である。図７に示すように、スイッチ制御
回路５は、クロック発生器１１と、クロックバッファ１
２と、ワンショットマルチ（OSM）１３，１４と、フリ
ップフロップ１５，１６と、NANDゲート１７〜２０と、
インバータ２１とを有する。クロック発生器１１は、PW
M信号を出力する。このPWM信号のパルス幅を任意に可変
制御することにより、NANDゲート１７，１８から出力さ
れる信号とNANDゲート１９，２０から出力される信号の
位相を任意の量だけずらすことができる。
すブロック図である。図７に示すように、スイッチ制御
回路５は、クロック発生器１１と、クロックバッファ１
２と、ワンショットマルチ（OSM）１３，１４と、フリ
ップフロップ１５，１６と、NANDゲート１７〜２０と、
インバータ２１とを有する。クロック発生器１１は、PW
M信号を出力する。このPWM信号のパルス幅を任意に可変
制御することにより、NANDゲート１７，１８から出力さ
れる信号とNANDゲート１９，２０から出力される信号の
位相を任意の量だけずらすことができる。
【００３９】一方、バッテリ３の充電電圧を電圧発生回
路１の出力電圧Ｅ１よりも高い電圧（Ｅ１＋Ｅ２）まで
昇圧する場合には、電圧発生回路１側から正逆方向昇降
圧調整器２側に電力エネルギーが供給され、この場合の
出力電力は、電力Ｅ２・Ｉ2だけ増加する。したがっ
て、電圧発生回路１の入力電流Ｉ1は、出力電流Ｉ2を用
いると、（２）式で表される。 Ｉ1＝Ｉ2＋Ｉ”2＝Ｉ2＋Ｉ2／（0.9〜0.85）＝（2.176〜2.111）Ｉ2 …（２）
路１の出力電圧Ｅ１よりも高い電圧（Ｅ１＋Ｅ２）まで
昇圧する場合には、電圧発生回路１側から正逆方向昇降
圧調整器２側に電力エネルギーが供給され、この場合の
出力電力は、電力Ｅ２・Ｉ2だけ増加する。したがっ
て、電圧発生回路１の入力電流Ｉ1は、出力電流Ｉ2を用
いると、（２）式で表される。 Ｉ1＝Ｉ2＋Ｉ”2＝Ｉ2＋Ｉ2／（0.9〜0.85）＝（2.176〜2.111）Ｉ2 …（２）
【００４０】この場合、コンデンサＣ５の両端電圧Ｅ２
が電圧発生回路１の出力電圧Ｅ１に等しいとすると、直
流入力電力はＥ１・Ｉ1、直流出力電力は２Ｅ１・Ｉ2で
表される。したがって、正逆方向昇降圧調整器２全体の
見かけ上の効率ηは（３）式で表され、かなり効率がよ
いことがわかる。 η＝２Ｅ１Ｉ2／(Ｅ１Ｉ1) ＝２Ｅ１Ｉ2×100％／｛Ｅ１・(2.176〜2.111)Ｉ2｝ ＝（91.9〜94.7）％ …（３）
が電圧発生回路１の出力電圧Ｅ１に等しいとすると、直
流入力電力はＥ１・Ｉ1、直流出力電力は２Ｅ１・Ｉ2で
表される。したがって、正逆方向昇降圧調整器２全体の
見かけ上の効率ηは（３）式で表され、かなり効率がよ
いことがわかる。 η＝２Ｅ１Ｉ2／(Ｅ１Ｉ1) ＝２Ｅ１Ｉ2×100％／｛Ｅ１・(2.176〜2.111)Ｉ2｝ ＝（91.9〜94.7）％ …（３）
【００４１】このように、本実施形態の電力回生装置
は、入力電圧をＥ１としたときに、バッテリ３の両端電
圧を２Ｅ１から０Ｖまで連続的に可変でき、最大電圧出
力時には、（３）に示すように高い効率が得られる。ま
た、本実施形態の正逆方向昇降圧調整器２を用いてバッ
テリ３の充放電を行うと、回路素子の発熱以外には電力
消費がなく、従来は必須であった放電回路が不要なた
め、回路構成を簡略化できるとともに、消費電力の低減
が図れる。
は、入力電圧をＥ１としたときに、バッテリ３の両端電
圧を２Ｅ１から０Ｖまで連続的に可変でき、最大電圧出
力時には、（３）に示すように高い効率が得られる。ま
た、本実施形態の正逆方向昇降圧調整器２を用いてバッ
テリ３の充放電を行うと、回路素子の発熱以外には電力
消費がなく、従来は必須であった放電回路が不要なた
め、回路構成を簡略化できるとともに、消費電力の低減
が図れる。
【００４２】また、電圧発生回路１に供給される入力交
流電圧の電圧振幅やバッテリ３の充電電圧にかなりの差
があっても、正逆方向昇降圧調整器２の電圧調整範囲が
広いため、入力交流電圧に対する制約がなくなり、実用
性が高くなる。
流電圧の電圧振幅やバッテリ３の充電電圧にかなりの差
があっても、正逆方向昇降圧調整器２の電圧調整範囲が
広いため、入力交流電圧に対する制約がなくなり、実用
性が高くなる。
【００４３】図１では、トランスの１次側に全波整流回
路を接続した例を説明したが、全波整流回路の代わり
に、図８（ａ）の半波整流回路や図８（ｃ）のプッシュ
プル回路を接続してもよい。また、図１では、トランス
の２次側にプッシュプル回路を接続した例を説明した
が、図８（ａ）の半波整流回路や図８（ｂ）の全波整流
回路を接続してもよい。
路を接続した例を説明したが、全波整流回路の代わり
に、図８（ａ）の半波整流回路や図８（ｃ）のプッシュ
プル回路を接続してもよい。また、図１では、トランス
の２次側にプッシュプル回路を接続した例を説明した
が、図８（ａ）の半波整流回路や図８（ｂ）の全波整流
回路を接続してもよい。
【００４４】上述した実施形態では、電圧発生回路１に
三相の交流電源を接続する例を説明したが、二相の交流
電源を接続する場合にも同様に適用できる。
三相の交流電源を接続する例を説明したが、二相の交流
電源を接続する場合にも同様に適用できる。
【００４５】また、上述した実施形態では、正逆方向昇
降圧調整器２に直流電圧を供給する例を説明したが、正
逆方向昇降圧調整器２に交流電圧を供給し、正逆方向昇
降圧調整器２内の交流スイッチの切替タイミングを調整
して、交流電圧の電圧振幅を可変制御してもよい。この
場合、第１の実施形態と同様に放電回路が不要となり、
０Ｖから入力交流電圧の約２倍の電圧までの広範囲の電
圧を出力できる。また、入力交流電圧を、いったん高周
波の電圧信号に変換した後、トランスＴの２次側で入力
交流電圧波形に近似する電圧を生成するため、トランス
Ｔの容積を小さくでき、装置全体を小型化できる。さら
に、交流スイッチの切替タイミングを調整することによ
り、入力交流電圧の電圧振幅を任意に可変制御できるた
め、小型の電子スライダックを実現できる。
降圧調整器２に直流電圧を供給する例を説明したが、正
逆方向昇降圧調整器２に交流電圧を供給し、正逆方向昇
降圧調整器２内の交流スイッチの切替タイミングを調整
して、交流電圧の電圧振幅を可変制御してもよい。この
場合、第１の実施形態と同様に放電回路が不要となり、
０Ｖから入力交流電圧の約２倍の電圧までの広範囲の電
圧を出力できる。また、入力交流電圧を、いったん高周
波の電圧信号に変換した後、トランスＴの２次側で入力
交流電圧波形に近似する電圧を生成するため、トランス
Ｔの容積を小さくでき、装置全体を小型化できる。さら
に、交流スイッチの切替タイミングを調整することによ
り、入力交流電圧の電圧振幅を任意に可変制御できるた
め、小型の電子スライダックを実現できる。
【００４６】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、１次側交流スイッチと２次側交流スイッチとの切
替タイミングの位相ずれに応じて、充電器の充電電圧を
可変制御するようにしたため、電圧発生回路の出力電圧
よりも高い所定の電圧から０Ｖ近くまでの任意の電圧で
充電器を充電することができる。また、従来は必須であ
った放電回路が不要となるため、回路構成を簡略化で
き、消費電力も低減できる。また、放電回路の切替制御
も不要となり、充電および回生の連続自動運転が可能と
なる。したがって、本発明は、各種の電力機器の試験用
として用いられる電力回生型試験装置などに幅広く適用
できる。
れば、１次側交流スイッチと２次側交流スイッチとの切
替タイミングの位相ずれに応じて、充電器の充電電圧を
可変制御するようにしたため、電圧発生回路の出力電圧
よりも高い所定の電圧から０Ｖ近くまでの任意の電圧で
充電器を充電することができる。また、従来は必須であ
った放電回路が不要となるため、回路構成を簡略化で
き、消費電力も低減できる。また、放電回路の切替制御
も不要となり、充電および回生の連続自動運転が可能と
なる。したがって、本発明は、各種の電力機器の試験用
として用いられる電力回生型試験装置などに幅広く適用
できる。
【図１】本発明に係る電力回生装置の一実施形態の回路
図。
図。
【図２】双方向スイッチに流れる電流の方向を説明する
図。
図。
【図３】単方向スイッチのオン・オフとトランスＴの１
次側巻き線の両端電圧との関係を示す図。
次側巻き線の両端電圧との関係を示す図。
【図４】単方向スイッチと双方向スイッチの切替タイミ
ングの位相ずれと正逆方向昇降圧調整器の出力電圧との
関係を示す図。
ングの位相ずれと正逆方向昇降圧調整器の出力電圧との
関係を示す図。
【図５】位相ずれが45度の場合の各スイッチの切替タイ
ミング波形を拡大して示した図
ミング波形を拡大して示した図
【図６】正逆方向昇降圧調整器２の出力電圧を下げた場
合の電流の流れを示す図。
合の電流の流れを示す図。
【図７】スイッチ制御回路５の内部構成を示すブロック
図。
図。
【図８】（ａ）は半波整流回路、（ｂ）は全波整流回
路、（ｃ）はプッシュプル回路のブロック図。
路、（ｃ）はプッシュプル回路のブロック図。
【図９】従来の電力回生装置の概略構成を示すブロック
図。
図。
１ 電圧発生回路 ２ 正逆方向昇降圧調整器 ３ バッテリ ４，５ スイッチ制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G003 AA01 BA01 CA01 CA11 CC07 GB04 GB06 5G066 CA09 DA07 DA08 HB09 JA07 JA13 JB03 5H007 BB01 CA01 CB05 CC12 CC32
Claims (5)
- 【請求項１】充電器の充電時には入力交流電圧を直流電
圧に変換するAC-DCコンバータとして作用し、前記充電
器の回生時にはDC-DCインバータとして作用する電圧発
生回路を備えた電力回生装置であって、 前記電圧発生回路から出力された直流電圧に基づいて前
記充電器を充電するとともに、前記充電器の放電電力を
前記電圧発生回路側に回生させる正逆方向昇降圧調整器
を備え、 前記正逆方向昇降圧調整器は、 変圧器と、 前記電圧発生回路から出力された直流電圧を矩形波電圧
に変換して前記変圧器の１次側巻き線に供給する１次側
交流スイッチと、 前記変圧器の２次側巻き線に接続された２次側交流スイ
ッチと、 前記変圧器の２次側に設けられ前記１次側交流スイッチ
と前記２次側交流スイッチとの切替タイミングの位相ず
れに応じた直流電圧が両端に印加されるキャパシタと、
を有し、 前記電圧発生回路の出力電圧に前記キャパシタの両端電
圧を加えた電圧により前記充電器を充電することを特徴
とする電力回生装置。 - 【請求項２】前記１次側交流スイッチと前記２次側交流
スイッチとをオン・オフ制御するスイッチ制御回路を備
え、 前記スイッチ制御回路は、前記電圧発生回路の出力電圧
よりも高い所定の電圧から略０Ｖまでの範囲内の任意の
電圧で前記充電器を充電できるように、前記充電器の充
電電圧に応じて前記１次側交流スイッチと前記２次側交
流スイッチとの切替タイミングの位相ずれを調整するこ
とを特徴とする請求項１に記載の電力回生装置。 - 【請求項３】前記スイッチ制御回路は、前記１次側交流
スイッチと前記２次側交流スイッチとの切替タイミング
の位相ずれを０度から180度までの範囲内で任意に設定
することを特徴とする請求項１または２に記載の電力回
生装置。 - 【請求項４】前記１次側交流スイッチおよび前記２次側
交流スイッチはそれぞれ複数のスイッチで構成され、こ
れら複数のスイッチにより半波整流ブリッジ回路、全波
整流ブリッジ回路、およびプッシュプル回路のいずれか
が構成され、前記１次側交流スイッチのオン・オフ期間
の時比率と前記２次側交流スイッチのオン・オフ期間の
時比率とをともに略50％に設定したことを特徴とする請
求項１〜３のいずれかに記載の電力回生装置。 - 【請求項５】前記１次側交流スイッチと前記２次側交流
スイッチはそれぞれ複数のスイッチで構成され、 前記スイッチ制御回路は、前記１次側交流スイッチを構
成する一部のスイッチがオフしてから残りのスイッチが
オンするまでの所定期間内は前記１次側交流スイッチを
構成する全スイッチをオフし、かつ、前記２次側交流ス
イッチを構成する一部のスイッチがオフしてから残りの
スイッチがオンするまでの所定期間内は前記２次側交流
スイッチを構成する全スイッチをオフすることを特徴と
する請求項１〜４のいずれかに記載の電力回生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11037684A JP3034860B1 (ja) | 1998-09-17 | 1999-02-16 | 電力回生装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-263459 | 1998-09-17 | ||
| JP26345998 | 1998-09-17 | ||
| JP11037684A JP3034860B1 (ja) | 1998-09-17 | 1999-02-16 | 電力回生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3034860B1 JP3034860B1 (ja) | 2000-04-17 |
| JP2000156937A true JP2000156937A (ja) | 2000-06-06 |
Family
ID=26376819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11037684A Expired - Fee Related JP3034860B1 (ja) | 1998-09-17 | 1999-02-16 | 電力回生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3034860B1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006230027A (ja) * | 2005-02-15 | 2006-08-31 | Meidensha Corp | 直列多重インバータ装置 |
| JP2012085510A (ja) * | 2010-06-25 | 2012-04-26 | Valeo Systemes De Controle Moteur | 蓄電手段に対する充電装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101409152B1 (ko) * | 2012-07-18 | 2014-06-17 | 엘에스산전 주식회사 | 충전 장치 및 이의 동작 방법 |
-
1999
- 1999-02-16 JP JP11037684A patent/JP3034860B1/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006230027A (ja) * | 2005-02-15 | 2006-08-31 | Meidensha Corp | 直列多重インバータ装置 |
| JP4609102B2 (ja) * | 2005-02-15 | 2011-01-12 | 株式会社明電舎 | 直列多重インバータ装置 |
| JP2012085510A (ja) * | 2010-06-25 | 2012-04-26 | Valeo Systemes De Controle Moteur | 蓄電手段に対する充電装置 |
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|---|---|
| JP3034860B1 (ja) | 2000-04-17 |
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