JPS5811684B2

JPS5811684B2 - トレ−シングヒズミホセイソウチ

Info

Publication number: JPS5811684B2
Application number: JP11531474A
Authority: JP
Inventors: 国吉孝; 鷲沢茂貴
Original assignee: Nippon Columbia Co Ltd
Current assignee: Nippon Columbia Co Ltd
Priority date: 1974-10-07
Filing date: 1974-10-07
Publication date: 1983-03-04
Also published as: JPS5141505A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、マルチチャンネル信号を記録した円盤レコー
ドを再生するときに、該音盤溝と再生針との間に発生す
るトレーシング歪を除去するための遅延方式を用いた改
良トレーシング歪補正装置に関するものである。

従来に於ては、ステレオ信号を記録した円盤レコードの
音溝を再生針が辿る時に、トレーシングエラーを発生す
るが、そのトレーシングエラーを除去するために、遅延
変調による補正方式が提案され、これは、特公昭４５−
４０３４３号公報等で公知と成っている。

この公報に於けるトレーシング歪は、再生針が円盤レコ
ードの音溝を辿る時に、再生針が音溝壁と接する接触点
の変化が、一種の遅延変調を受けるという考えから、円
盤に音楽を記録する時に、再生時に受けるトレーシング
歪に相当する遅延変調外と逆の遅延変調外を加えておく
ようにしたもので、その装置は第１図に示すような構成
からなっている。

第１図に於て、１はパルス分配回路で、；歪補正のため
の原サンプリングパルスを発生し、その周波数ｆを
、例えば、ｎ分周し、等間隔の順次繰返しパルスに並び
変えて、ｎ個あるスキュー・サンプラー（ｓｋｅｗｓ
ａｍｐｔｅｒ）２〜２及びボックスカー・サンプラ
ー３１〜３ｎに夫々供給される。

該スキュー・サンプラー及びボックスカー・サンプラー
には、端子６及び７より、歪補正を行う制御信号及び入
力信号が夫々加えられ、ボックスカー・サンプラー３〜
３の各出力端は、加算回路４に加えられ、該加算回路
４の出力は、）沖波器５によって高周波が除去され、出
力端子８に所望の遅延変調された周期的パルス列が取り
出される。

上述のスキュー・サンプラー２１〜２ｎあは、セラソイ
ド変調器と類似のもので、周期的パルス発生時に、第２
図Ａに示すような鋸歯状波９を発生し、端子６よりの、
例えば制御信号１０が上記鋸歯状波９と連続的に比較さ
れ、この鋸歯状波９と制御信号１０とが交る点１１．１
２に於て、第２図Ｂに於て１１ａ、１２ａで示すパルス
を発生する。

よって、このスキュー・サンプラーは、一種のパルス位
置変調器となり、パルス１１ａ、１２ａは、鋸歯状波９
のＯ点位置と交る点の連続的なパルス、例えば、１１ｂ
、１２ｂから適当に位相が偏倚されているので、パルス
分配回路１よりの基準パルスがスキュー・サンプラー２
〜２に加えられると、鋸歯状波形が発生して、これは
制御電圧の制御値に達する迄、直線的に増加して、スキ
ュー・サンプラー２１〜２ｎからボックスカー・サンプ
ラー３□〜３ｎにパルスが導入される。

このボックスカー・サンプラー３□〜３ｎは、そのスタ
ート人丈に於けるパルスにより作動され、その時の入力
１圧の瞬時値に比例する信号を保持する。

この保拐電圧は、パルスが与えられる迄保持され、パル
スが与えられれば、先に受は取った保持電圧のパルス振
巾に比例した出力パルスを発生するもので、多チヤンネ
ルパルス・アナライザのような装置に於て、パルス振巾
を記憶してディジタル値へ変速するアナログ−ディジタ
ル変換器等に広く用いられる。

故に、スキュー・サンプラー２〜２よりのパルスによ
ってボックスカー・サンプラー３〜３ｎは作動され、各
ボックスカー・サンプラー３□〜３ｎは、端子７に加わ
る入力信号波形の瞬間値を取り、パルス分配器１よりの
次のサンプリングパルスが来る迄、それを保持し、該パ
ルスは、ボックスカー・サンプラーの出力に、先に得た
信号のサンプル情報を導出して、加算回路４に導くもの
である。

上述の補正回路によって得られた遅延被変調信号は、円
盤レコードのカツテング時の出力信号として、端子８よ
り導出されるが、本発明では、４５−４５方式でカツテ
ングされたステレオ信号のトレーシング歪補正ではなく
、近時提案されつつあるＣＤ−４又はＵＤ−４等呼ばれ
るキャリヤディスクを再生する時に、上記歪補正装置を
通した時に生ずる問題を解決せんとするにある。

即ち、上述のキャリヤディスクに於ては、多チャンネル
信号を多重化した型で記録するために、サブ信号によっ
て角度変調した搬送波をダイレクト信号に重畳している
ため、この搬送波が上記歪補正装置に供給される時に、
上述のトレーシング歪補正装置よりの歪を増加させる弊
害を生ずる。

今、搬添周波数ｆ。

が該歪補正装置に加えられた時に生ずるスペクトル分布
は、第３図の如く成る即ち、上述の歪補正装置のパルス
分配回路１のサンプリング周波数をｆｓｓとすれば、各
々ｎ個のスキュー・サンプラー及びボックスカー・サン
プラーに供給される原サンプリングパルスの周波数は↓
’ｓｓと成るが、最終的には、加算回路６でｆＳＳの周
波数でサンプリングされた信号と成される。

この加算回路４へ供給されるボックスカー・サンプラー
等からの信号に直流変動があれば、当然−ｆ５５の周波
数のスペクトルが存在し、これらの高調波成分ＭｆＳ
Ｓｔ；ｆｓｓ〜ｆｓｓ ” ２ｆｓｓ ”・・
・・等にもスペクトルが発生する。

更にボックスカー・サンプラー３１〜３ｎで示される系
での各チャンネルの交流利得が同一でない場合には、ス
ペクトル’１ｆｓｓ及びπｆｓｓ〜ｆｓｓ・２ｆ、５・
・・・・・が入力信号によって振巾変調される。

従って、ｐ波器５よりの出力は、第３図の様な形で−ｆ
の両側に” ｓｓ±ｆｏの第１側帯波を発生する。

実際には、このレベルは搬送周波数ｆ。

のレベルに比べて低い値をとるが、搬送波ｆ。

と側帯波との差周波数が搬送波の復調帯域内に存在すれ
ば、ビートの発生はまぬがれず、再生時の品質を劣化さ
せる欠点を有する。

上述のビートを防止する最も簡単な方法は、原サンプリ
ング周波数ｆｓｓを非常に高い周波数とすればよいが、
然し、上述の歪補正装置は、パルス分配回路よりのサン
プリング周波数が高くなると、原理的に遅延変調出来る
量か少くなり、遅延補正を充分に行うには、同じ装置を
直列に加えて、同時に作動させる必要があり、装置が複
雑化して高価になりＳ／Ｎも劣化すると云う欠点があ
った。

本発明は上述の欠点を除去し、原サンプリング周波数ｆ
ｓｓを高めずに、ビート発生を防止する歪補正装置を提
供するにある。

即ち、本発明の特徴とするところは、サンプリング周波
数又は之等の側帯波を、搬送波周波数と一致させるか、
搬送周波数の整数倍とすることにある。

以下本発明の一例を示す第４図について説明する。

第４図に於て、１３は入力端子で、これにカツテングせ
んとする音響入力信号成分が加えられる。

この入力信号は、角度変調回路１７に於て、搬送波ｆｃ
を変調するように成される。

搬送波周波数ｆｃは、通常３０ｋＨｚであり、主発振回
路１４よりの出力周波数ｆｇを次段の分周回路１５に加
え、主発振回路１４よりの周波数ｆｇの発振出力を適当
な整数で分周することによって、搬送周波数ｆｃを導出
し、これを角度変調回路１７に加える。

更に第１図に示すトレーシング歪補正装置のパルス分配
回路１に必要な原サンプリング周波数ｆＳＳも、主発振
回路１４から同時に得るようにする。

即ち、この主発振回路１４よりの発振周波数ｆｇを、適
当な整数で分周する分周回路１６に与え、この分周回路
１６よりの原サンプリング周波数ｆｓｓを導出する。

搬送波周波数ｆｃが音響入力信号によって変調回路１７
で変調されて、その出力が加算回路１９に加えられる。

この加算回路１９には、端子１８より主信号成分が加え
られこれら信号が重畳されて、次段の信号ｆｓｓが加え
られているトレーシング歪補正回路２０に加えられ、出
力端子８に遅延変調された補正信号が取り出され、図示
せざるもこの信号がカッタに加えられる。

上述の構成に於て、原サンプリング周波数を６００ｋ
Ｈｚに採り、且つ１０チヤンネルの並列的サンプリン
グ方式を用いたとすれば、ｎ＝１０となり、各々のスキ
ュー・サンプラー２、〜２□０及びボックスカー・サン
プラー３１〜３１０に加えられるサンプリング周波数は
原サンプリング周波数ｆの±となって、６０ｋＨｚと
なる。

この時に発生するスペクトルに於て、搬送波周波数ｆ
ｃ ”” ３０ｋＩ（ｚとビートを起す側帯波は（−
ｆ５Ｓ−ｆ。

）＝（±・６００−３０）＝３０ｋＨｚとなって、
搬送波の周波数と完全に一致させることが出来るので、
（” ｆ５Ｂ−ｆＣ）によって生ずるビートは、搬送波
の帯域内に入っても、完全に防止することが出来る。

一搬に、上述の歪補正装置を注意深く設計したとしても
、この歪補正装置に加わる搬送波ｆ。

の振巾に対して、歪補正装置の出力に生ずるビート発生
原因となるスペクトル成分の振巾は、約ｎ角の振巾とな
る。

従って、このスペクトルが歪補正装置に加わると、搬送
波ｆ。

は位相変調される。今この変調指数をｍｐとすれば、となる。

従って、搬送波を変調したキャリヤディスクに於けるレ
コードの基準変調指数は、略々１．０〜１．５ｒａｄに
選ばれるので、復調時のビート振巾と信号振巾比とは、
鳴＝４０ｄＢとなって、復調時にビート成分が可聴帯域
内に有れば、一定周波数のビート音が常に存在し、実用
上無視出来ない値となる。

例えば、搬送波帯域の高域限界周波数４５ｋＨｚを充
分に伝送出来る様に、歪補正装置のサンプリング周波数
″−ｆを出来るだけ低い５０ｋＨｚの周波数に設定し
たとすると、歪補正装置の歪補正量は、サンプリング周
波数を６０ｋＨｚに選んだ上述の場合より向上するが、
−ｆＳＳ’Ｃ＝２０ｋＨｚとなり、搬送波周波数ｆ
ｃ＝３０ｋＨｚとの間に、３０ｋＨｚ −２０
に市＝１０に七のビート成分を生じる。

このレベルは、上述した如く基準レベルに比べて４０ｄ
Ｂ低いレベルでアルが、実用上このようなビートを発生
することは、歪補正装置の使用を不可能にする。

然るに、第４図に示す本発明によれば、ビート周波数は
、搬送波とサンプリング周波数との関係を整数倍とした
ので、零Ｈｚとなる為、復調時にビート出力はまったく
無くなる。

一方ビート発生を防止する為に歪補正装置のサンプリン
グ周波数を８０ｋＨｚに設定すれば、搬送波周波数３０
ｋＨｚとビートを発生するスペクトル（’８８−ｆＣ）
＝５０ｋＨｚとの周波数差が（５０−３０）ｋＨｚ
＝２０ｋＨｚとなり、復調時の周波数が２０ｋＨｚで
あるので、かろうじて可聴信号帯域４５ｋＨｚからはず
れる。

しかし、この方法によれば、歪補正可能な量は本発明方
法によれば。

。ｋＨｚ ” ’ ” ７μｓｅｃでありこれを補正可
能な信号の速度振巾に変換すれば、再生針先ｔμｍルコ
ード音溝の直径２００朋で、約１１ｃＩｒＬ／Ｓ相当で
あるが、上述のＭｆ８８＝８０ｋＨｚとすれば、
歪補正可能な量は扁＝１２．５μｓｅｃでありこの方法
での補正可能な信号の速度振巾は、約８．２ｃ１ｒＬ
／ｓ相当である。

従って、ビートによる信号周波数を２０ｋＨｚに選ぶと
、歪補正可能な速度振巾は本発明方法よりも面少くなり
、歪補正を完全に行える能力が低下する。

従って、本発明による効果は、ビートを完全に防止出来
ると共に、他の方法による歪補正効果よりも向上させる
ことが出来、従って、装置も簡単に出来、同時にビート
の発生も防止出来る特徴を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のトレーシング歪補正装置の系統図、第２
図は第１図のスキュー・サンプラーの動作波形図、第３
図は搬送波とサンプリング周波数とのスペクトル図、第
４図は本発明のトレーシング歪補正装置の系統図である
。図に於て、１はパルス分配回路、２□、２□・・・・・
・２ｎはスキュー・サンプラー、３□、３２・・・・・
・３ｎはボックスカー・サンプラー、４．１９は加算回
路、５はｐ波器、１４は主発振回路、１５，１６は分゛
周回路、１７は変調回路、２０は歪補正回路ＷＩｉｊ５
＠。

Claims

【特許請求の範囲】

１ダイレクト信号とサブ信号を角度変調した搬送波を
多重したキャリヤディスクの出力を遅延方式によるトレ
ーシング歪補正装置に加え該トレーシング歪補正装置の
パルス分配回路よりのサンプリング周波数又は（及び）
その側帯波を該搬送波の整数倍に選択して該キャリヤデ
ィスクの搬送波とサンプリング周波数又は（及び）その
側帯波との間に生ずるビートを防止するようになしたこ
とを特徴とするトレーシング歪補正装置。