JPH1187051A - 高周波加熱装置 - Google Patents
高周波加熱装置Info
- Publication number
- JPH1187051A JPH1187051A JP24506697A JP24506697A JPH1187051A JP H1187051 A JPH1187051 A JP H1187051A JP 24506697 A JP24506697 A JP 24506697A JP 24506697 A JP24506697 A JP 24506697A JP H1187051 A JPH1187051 A JP H1187051A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching element
- semiconductor switching
- signal
- magnetron
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Abstract
半導体スイッチング素子に印加する電圧を制限するこ
と。 【解決手段】 マグネトロン駆動電源は、駆動回路7に
電圧検出手段14と出力指令手段15を設け、電圧検出
手段14は第1の半導体スイッチング素子3に印加する
電圧を検出して基準値以下になるように出力指令手段1
5に指令信号を伝達する。
Description
ネトロンを用いた高周波加熱装置に関するものである。
明する。本発明に先立って図5に示すマグネトロン駆動
用電源を提案した。図5において、1は直流電源、4は
第1の共振コンデンサ、5は第2の共振コンデンサ、6
は第2の半導体スイッチング素子、3は第1の半導体ス
イッチング素子、7は駆動回路、2はリーケージ型トラ
ンス、8は全波倍電圧整流回路、9はマグネトロンであ
る。
イッチング素子3と第2の半導体スイッチング素子6の
駆動信号をつくるための、発振器12が構成されてい
る。この発振器12で所定周波数とデューティーの信号
が発生され、第1の半導体スイッチング素子3に駆動信
号を与えている。第2の半導体スイッチング素子6に
は、第1の半導体スイッチング素子3の駆動信号の反転
信号に遅れ時間を持たせた信号が与えられている。
いて説明する。まず、第1の半導体スイッチング素子3
が導通している場合、直流電源1以降の主要回路部分の
等価回路は図6(a)のようになり、コレクタ電流Ic
がリーケージ型トランス2の1次巻線を通って平滑コン
デンサ10からエネルギーが供給される。この時、コレ
クタ電流Icは(1)式で表され、図7(イ)のように
なり直線的に増加する。
等価回路は図6(b)の様になり、リーケージ型トラン
ス2の1次巻線と第1の共振コンデンサ4の共振現象に
よって図7(ロ)のように第1の半導体スイッチング素
子3に印加する電圧が上昇する。この電圧が上昇を続
け、第2の共振コンデンサ5の初期値に到達すると、第
2の半導体スイッチング素子6を構成するダイオードが
導通し、第2の共振コンデンサ5の充電が始まり、等価
回路は図6(c)の状態に移る。第2の共振コンデンサ
5の容量は、第1の共振コンデンサ4の容量に対して大
きい値に設定されているので、図6(c)の状態に移る
ことによって、第1の半導体スイッチング素子3に印加
する電圧の傾きは、図7(ハ)のように急激に緩やかに
なる。この期間中に、第2の半導体スイッチング素子6
にオン信号を送ることにより、充電が完了すると今度は
第2の共振コンデンサ5が放電を始め、第1の半導体ス
イッチング素子3に印加する電圧が図7(ニ)のように
下降し始め、等価回路は図6(d)の状態となる。任意
の時間で第2の半導体スイッチング素子6を構成するト
ランジスタを遮断すると、等価回路は図6(e)の状態
となり、再び第1の共振コンデンサ4とリーケージ型ト
ランス2の1次巻線との共振動作となる。このため第1
の半導体スイッチング素子3に印加する電圧の傾きは図
7(ホ)のように急峻となり、第1の共振コンデンサ4
の持っているエネルギーによって零に向かって下降して
いく。第1の半導体スイッチング素子3に印加する電圧
が零となった時点で、第1の半導体スイッチング素子3
を構成するダイオードが導通し、等価回路は図6(f)
のようになる。第1の半導体スイッチング素子3の電圧
電流波形は図7(ヘ)のようになり、リーケージ型トラ
ンス2の1次巻線を介して、平滑コンデンサ10が充電
される。この期間中に第1の半導体スイッチング素子3
を導通させておくことにより、再び状態(イ)から同様
な動作を繰り返す。
導体スイッチング素子3がオフする際のスイッチング損
失を低減させる動作を実現し、かつ、第2の共振コンデ
ンサ5の働きによって、第1の半導体スイッチング素子
3に印加する電圧を低減することができる。
うな構成のマグネトロン駆動用電源においては以下に示
すような課題がある。
に示すようにきれいな正弦波状を示す場合は、その整流
した波形も同(イ)−(b)に示すような波形となる。
この時、平滑コンデンサ10の電圧波形は同(イ)−
(c)に示すようにその包絡線は正弦波状となる。この
正弦波状の直流電圧を入力としてマグネトロン駆動用電
源は動作するので、第1の半導体スイッチング素子3に
印加される電圧波形の包絡線も同様に同(イ)−(d)
に示すような正弦波状を示す。したがって、リーケージ
形トランス2の1次巻線の電圧波形は同(イ)−(e)
のような波形となり、同様に正弦波状の包絡線波形を示
す。
境によっては、入力電圧波形は必ずしも同(イ)−
(a)に示すような正弦波であるとは限らない。すなわ
ち、同一の商用電源の系統に接続された他の機器の影響
や高周波加熱装置までの配線によるインダクタンス成分
によって、電圧波形に歪みが生じる。図8(ロ)は商用
電源の電圧波形が歪んだ場合の1例を示したものであ
る。同(ロ)−(a)のように商用電源の電圧波形が歪
んでしまうと、その整流した波形も同(ロ)−(b)の
ように同様の歪みを生じることになる。このため、平滑
コンデンサ10の電圧波形の包絡線も同(ロ)−(c)
のように歪んだ波形となる。この歪んだ波形を入力電圧
としてマグネトロン駆動用電源は動作するので、第1の
半導体スイッチング素子3に印加される電圧波形の包絡
線も同様に同(ロ)−(d)に示すように、その包絡線
波形も歪みを生じる。この結果、正弦波が入力された場
合に比べて第1の半導体スイッチング素子3に印加する
電圧波形の最大値が大きくなってしまう。また、リーケ
ージ型トランス2の1次巻線の電圧波形も同(ロ)−
(e)のように歪みを生じ、その最大電圧が大きくな
る。このため、第2の共振コンデンサ5の働きによっ
て、第1の半導体スイッチング素子3の印加電圧を低減
した効果が損なわれてしまうという課題を有していた。
巻線の電圧を昇圧して、高圧整流回路8を介しマグネト
ロン9を駆動するので、1次巻線の電圧が高くなると、
その分マグネトロン9に印加する電圧が高くなる。この
ため、マグネトロン9が発振を開始するまでの期間に過
大な電圧を発生してしまうという課題を有していた。
って急激なインピーダンス変化を起こした場合、リーケ
ージ型トランス2の1次巻線のインダクタンス値が等価
回路で考えると小さくなるので、第1の半導体スイッチ
ング素子3に流れる電流が大きくなり、この結果第1の
半導体スイッチング素子3に印加する電圧が高くなり、
第2の共振コンデンサ5の働きによって、第1の半導体
スイッチング素子3の印加電圧を低減した効果が損なわ
れてしまうという課題を有していた。
熱装置はかかる課題を解決するため、以下の構成とし
た。
イッチング素子の印加電圧を検出し、出力指令手段に信
号を伝達する構成とし、出力指令手段はこの信号に基づ
き出力指令を発する構成としたものである。
によって、出力指令手段の発する出力指令信号を制御で
きるため、商用電源の電圧波形が歪んだ場合に第1の半
導体スイッチング素子に印加する電圧波形を所定の値に
制御することができる。
までの間の発生電圧を所定の値に制御することができ
る。
段を設け、第2の電圧検出手段は第1の半導体スイッチ
ング素子の印加電圧を検出し、停止指令手段に信号を伝
達し、停止指令手段はこの信号に基づき停止指令を発す
る構成としたものである。
グ素子の印加電圧が所定の電圧以上となると、第2の電
圧検出手段は停止指令手段に信号を伝達するので、マグ
ネトロンが急激なインピーダンス変化を起こした場合
に、第1の半導体スイッチング素子に過電圧を印加する
ことなく高周波加熱装置の動作を停止することができ
る。
電源と前記直流電源の出力を平滑する平滑コンデンサ
と、リーケージ型の昇圧トランスと、前記昇圧トランス
の1次巻線に直列に接続される第1の半導体スイッチン
グ素子と、前記昇圧トランスの1次巻線に直列又は並列
に接続される第1の共振コンデンサと、前記昇圧トラン
スの1次巻線に直列又は並列に接続される第2の半導体
スイッチング素子と第2の共振コンデンサの直列接続体
と、高圧整流回路と、マグネトロンと、駆動回路から成
り、前記高圧整流回路は前記昇圧トランスの2次巻線の
出力を受け、マグネトロンに電力を伝送し、前記昇圧ト
ランスの1次巻線と前記第1の半導体スイッチング素子
の直列接続体は前記平滑コンデンサの出力に並列に接続
し、前記第1および第2の半導体スイッチング素子を駆
動する前記駆動回路は電圧検知手段と出力指令手段を有
するとともに、前記電圧検出手段は前記第1の半導体ス
イッチング素子に印加する電圧を検出し、出力指令手段
に信号を伝達する構成とし、出力指令手段はこの信号に
基づき出力指令を発する構成としたものである。
て、出力指令手段の発する出力指令信号を制御できるた
め、商用電源の電圧波形が歪んだ場合に第1の半導体ス
イッチング素子に印加する電圧波形を所定の値に制御す
ることができる。
振の状態においてのみ、出力指令手段に信号を伝達する
構成としたものである。
て、出力指令手段の発する出力指令信号を制御できるた
め、商用電源の電圧波形が歪んだ場合に第1の半導体ス
イッチング素子に印加する電圧波形を所定の値に制御す
ることができ、同時にマグネトロンが発振開始するまで
の間、マグネトロンに印加する電圧を所定の値に制御す
ることができる。
し、マグネトロンが発振している状態と、非発振の状態
とで検知信号のレベルを切り替える構成としたものであ
る。
の応答速度を商用電源の周波数に応答するよう構成した
ものである。
を有し、前記第2の電圧検出手段は、第1の半導体スイ
ッチング素子の電圧を検出する構成とするとともに、基
準電圧以上の電圧を検出すると前記停止指令手段に信号
を伝送し、この信号に基づいて、前記停止指令手段は駆
動回路を停止する構成としたものである。
印加電圧が所定の電圧以上となると、第2の電圧検出手
段は停止指令手段に信号を伝達するので、第1の半導体
スイッチング素子に過電圧を印加することなく高周波加
熱装置の動作を停止することができる。
1の半導体スイッチング素子のスイッチング周期に応答
するよう構成したものである。
る。図1は本実施例のマグネトロン駆動用電源を示す回
路図であり、従来例と同一の符号を付したものは同一の
構成要素であり、詳細な説明は割愛する。14は電圧検
出手段であり、15は出力指令手段である。出力指令手
段15は第1の半導体スイッチング素子3の電圧を抵抗
分割によって検出しており、抵抗分割して得た信号をト
ランジスタ14aのベースに入力している。このため、
トランジスタ14aのエミッタ電圧に対して、ベース電
圧が高くなるとトランジスタ14aは導通状態となる。
この動作によって、トランジスタ14aのエミッタに電
圧V1を発生する。また、コンデンサ14cとこれに並
列に接続された抵抗によって決まる時定数τで、電圧V
1は放電することになる。この電圧V1が基準電圧Vr
efを超えると、比較器14bは信号を発し、出力指令
手段15に信号を伝達する。この伝達された信号に基づ
いて、出力指令手段15は発振器12に信号を伝達し、
発振器12の出力パルスを絞り、第1の半導体スイッチ
ング素子3のオン時間を短くするように働く。
分の動作波形である。同(イ)は商用電源の電圧波形が
正弦波状であるときの例であり、同(ロ)は商用電源の
電圧波形が歪んだ場合の1例である。商用電源の電圧波
形が正弦波状である場合に、第1の半導体スイッチング
素子3に印加される電圧は、その最大値は同(イ)−
(d)に示すようにv2を示す。一方、商用電源の電圧
波形が歪んだ場合に発生する電圧は、同(ロ)−(d)
に示すようにv3となる。しかし、先ほど述べたよう
に、電圧検出手段14が出力指令手段15に信号を伝達
するため、v3は所定の値に制御され、ほぼv2にほぼ
等しい値に制限される。また、この時、前述の時定数τ
は商用電源の周期に対して、電圧を保持できるような値
とすることによって、包絡線全体が低い値に制限されて
いる。
次巻線に発生する電圧も制限される。この結果、マグネ
トロン9が発振を開始するまでに過大な電圧を発生する
ことがないという効果を有する。
も電圧検出手段14によって出力指令手段15の出力信
号が制限されるため、第1の半導体スイッチング素子3
に過大な電圧を印加することがないという効果も有す
る。
定常時とで切り替える構成とした例である。電圧検出手
段14に設けた切り替え部14dによって、起動時と定
常時に基準電圧Vrefを切り替える構成とすることに
より、起動時のみならず定常時に於いても第1の半導体
スイッチング素子3に印加する電圧を所定の値以下にす
ることができる。このように構成することで起動時と定
常時での第1の半導体スイッチング素子3に印加する電
圧を任意に設定することができる。すなわち、これは言
い換えるならば、起動時にマグネトロン9に印加する電
圧を制御することができるということになる。このた
め、起動時において第1の半導体スイッチング素子3に
過電圧を印加することがないだけでなく、マグネトロン
9に過電圧を印加することがないという効果を有する。
を示す回路図である。同一の符号を付したものは前述の
実施例と同一の構成要素であり、説明は省略する。16
は第2の電圧検出手段であり、17は停止指令部であ
る。第2の電圧検出手段17は第1の半導体スイッチン
グ素子3に印加する電圧を検出する構成となっており、
基準電圧Vref2以上の電圧を検出すると、停止指令
部17に信号を伝達し、停止指令部17は、この信号に
基づき出力指令部15と発振器12に停止指令を伝達
し、マグネトロン駆動用電源の動作を停止させる。
た、コンデンサ16aはマグネトロン駆動用電源の動作
周波数が20kHzから50kHzの場合は、500p
F以下となるようにすることによって、動作周波数に対
して検知電圧が十分追従するような値に設定されてい
る。このように設定することによって、マグネトロン9
が動作中に急激なインピーダンス変化を起こした場合
に、第1の半導体スイッチング素子3に印加する電圧を
検出し、過電圧の印加を防止する事ができる。
2の大小関係は Vref<Vref2 (2) となるように設定されており、商用電源の電源電圧歪み
に対しては停止せずに、第1の電圧検出手段によって出
力を制限し、マグネトロン9が管内放電のような急激な
インピーダンス変化を起こした場合は、第1の半導体ス
イッチング素子3にだけでなく、高圧整流回路8やリー
ケージ型トランス2にもおおきな責務がかかるので、第
2の電圧検出手段16によってマグネトロン駆動用電源
の動作を停止させ、過大な電圧電流責務がかかることを
防止している。
下に述べる効果を有する。
て、出力指令手段の発する出力指令信号を制御できるた
め、商用電源の電圧波形が歪んだ場合に第1の半導体ス
イッチング素子に印加する電圧波形を所定の値に制御す
ることができる。
スイッチング素子に印加する電圧を検出する構成となっ
ており、基準電圧Vref2以上の電圧を検出すると、
停止指令部に信号を伝達し、停止指令部は、この信号に
基づき出力指令部と発振器に停止指令を伝達し、マグネ
トロン駆動用電源の動作を停止させるように構成されて
いるので、マグネトロンが管内放電のような急激なイン
ピーダンス変化を起こした場合にマグネトロン駆動用電
源の動作を停止させ、過大な電圧電流責務がかかること
を防止することができる。
ロン駆動用電源を示す回路図
電源の電圧波形が正弦波状の場合の交流電源の電圧波形
図 (b)同場合における電源1の出力電圧波形図 (c)同場合における平滑コンデンサ10の電圧波形図 (d)同場合における半導体スイッチング素子3の電圧
波形図 (e)同マグネトロン駆動用電源において商用電源の電
圧波形が歪んだ場合の交流電源の電圧波形図 (f)同場合における電源1の出力電圧波形図 (g)同場合における平滑コンデンサ10の電圧波形図 (h)同場合における半導体スイッチング素子3の電圧
波形図
の第2の例を示す回路図
ロン駆動用電源の駆動回路7を示す回路図
源を示す回路図
図 (b)図7期間(ロ)における主要部分の回路図 (c)図7期間(ハ)における主要部分の回路図 (d)図7期間(ニ)における主要部分の回路図 (e)図7期間(ホ)における主要部分の回路図 (f)図7期間(ヘ)における主要部分の回路図
圧電流波形図
電源の電圧波形が正弦波状の場合の交流電源の電圧波形
図 (b)同場合における電源1の出力電圧波形図 (c)同場合における平滑コンデンサ10の電圧波形図 (d)同場合における半導体スイッチング素子3の電圧
波形図 (e)同場合におけるリーケージ型トランス2の1次巻
線の電圧波形図 (f)同マグネトロン駆動用電源において商用電源の電
圧波形が歪んだ場合の交流電源の電圧波形図 (g)同場合における電源1の出力電圧波形図 (h)同場合における平滑コンデンサ10の電圧波形図 (i)同場合における半導体スイッチング素子3の電圧
波形図 (j)同場合におけるリーケージ型トランス2の1次巻
線の電圧波形図
Claims (6)
- 【請求項1】商用電源を整流して得られる直流電源と前
記直流電源の出力を平滑する平滑コンデンサと、リーケ
ージ型の昇圧トランスと、前記昇圧トランスの1次巻線
に直列に接続される第1の半導体スイッチング素子と、
前記昇圧トランスの1次巻線に直列又は並列に接続され
る第1の共振コンデンサと、前記昇圧トランスの1次巻
線に直列又は並列に接続される第2の半導体スイッチン
グ素子と第2の共振コンデンサの直列接続体と、高圧整
流回路と、マグネトロンと、駆動回路から成り、前記高
圧整流回路は前記昇圧トランスの2次巻線の出力を受
け、マグネトロンに電力を伝送し、前記昇圧トランスの
1次巻線と前記第1の半導体スイッチング素子の直列接
続体は前記平滑コンデンサの出力に並列に接続し、前記
第1および第2の半導体スイッチング素子を駆動する前
記駆動回路は電圧検知手段と出力指令手段を有するとと
もに、前記電圧検出手段は前記第1の半導体スイッチン
グ素子に印加する電圧を検出し、出力指令手段に信号を
伝達する構成とし、出力指令手段はこの信号に基づき出
力指令を発する高周波加熱装置。 - 【請求項2】電圧検出手段はマグネトロンが非発振の状
態においてのみ、出力指令手段に信号を伝達する請求項
1記載の高周波加熱装置。 - 【請求項3】電圧検出手段は切り替え手段を有し、マグ
ネトロンが発振している状態と、非発振の状態とで検知
信号のレベルを切り替える請求項1記載の高周波加熱装
置。 - 【請求項4】電圧検出手段はフィルタを有し、その応答
速度を商用電源の周波数に応答する請求項1ないし3記
載の高周波加熱装置。 - 【請求項5】第2の電圧検出手段と停止指令手段を有
し、前記第2の電圧検出手段は、第1の半導体スイッチ
ング素子の電圧を検出する構成とするとともに、基準電
圧以上の電圧を検出すると前記停止指令手段に信号を伝
送し、この信号に基づいて、前記停止指令手段は駆動回
路を停止する高周波加熱装置。 - 【請求項6】第2の電圧検出手段の応答速度は第1の半
導体スイッチング素子のスイッチング周期に応答するよ
う構成した請求項1ないし5記載の高周波加熱装置。
Priority Applications (10)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24506697A JP3206512B2 (ja) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | 高周波加熱装置 |
DE69805767T DE69805767T2 (de) | 1997-02-25 | 1998-02-25 | Hochfrequenz-heizgerät |
CNB988028174A CN1178371C (zh) | 1997-02-25 | 1998-02-25 | 高频加热设备 |
BRPI9807760-0A BR9807760B1 (pt) | 1997-02-25 | 1998-02-25 | aparelho de aquecimento de alta frequência. |
PCT/JP1998/000751 WO1998038836A1 (en) | 1997-02-25 | 1998-02-25 | High frequency heating equipment |
AU61153/98A AU6115398A (en) | 1997-02-25 | 1998-02-25 | High frequency heating equipment |
EP98905633A EP0963685B1 (en) | 1997-02-25 | 1998-02-25 | High frequency heating equipment |
US09/030,611 US5977530A (en) | 1997-02-25 | 1998-02-25 | Switching power supply for high frequency heating apparatus |
KR1019997007785A KR100306194B1 (ko) | 1997-02-25 | 1999-08-25 | 고주파 가열장치용 스위칭 전원공급장치 |
HK00104636A HK1025461A1 (en) | 1997-02-25 | 2000-07-26 | High frequency heating equipment. |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24506697A JP3206512B2 (ja) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | 高周波加熱装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1187051A true JPH1187051A (ja) | 1999-03-30 |
JP3206512B2 JP3206512B2 (ja) | 2001-09-10 |
Family
ID=17128092
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP24506697A Expired - Fee Related JP3206512B2 (ja) | 1997-02-25 | 1997-09-10 | 高周波加熱装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3206512B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103414256A (zh) * | 2013-06-28 | 2013-11-27 | 株洲变流技术国家工程研究中心有限公司 | 用于为长脉冲磁体供电的电源耦合控制系统及方法 |
-
1997
- 1997-09-10 JP JP24506697A patent/JP3206512B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103414256A (zh) * | 2013-06-28 | 2013-11-27 | 株洲变流技术国家工程研究中心有限公司 | 用于为长脉冲磁体供电的电源耦合控制系统及方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3206512B2 (ja) | 2001-09-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US11005361B2 (en) | Control circuit and method of a switching power supply | |
US6396718B1 (en) | Switch mode power supply using transformer flux sensing for duty cycle control | |
KR100889528B1 (ko) | 소프트 스타트 회로와 이를 포함하는 전원공급장치 | |
JP4127399B2 (ja) | スイッチング電源制御用半導体装置 | |
US6246596B1 (en) | Switching power supply | |
JP2005287261A (ja) | スイッチング電源制御用半導体装置 | |
WO2007063788A1 (ja) | スイッチング電源装置およびその起動方法 | |
EP1364444B1 (en) | Method and apparatus for providing an initial bias and enable signal for a power converter | |
JP4255488B2 (ja) | 省電力回路、スイッチング電源装置 | |
JPH08298772A (ja) | 補助電源の供給装置 | |
US7974110B2 (en) | Switching power supply unit and method for setting switching frequency | |
JP2001224169A (ja) | スイッチング電源用半導体装置 | |
US11546979B1 (en) | Dynamic valley sensing method for double flyback LED driver | |
JP3206521B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
JPH1187051A (ja) | 高周波加熱装置 | |
JP2004180385A (ja) | スイッチング電源 | |
JP2004328837A (ja) | スイッチング電源回路およびこれを備えたスイッチングレギュレータ | |
JP2529312Y2 (ja) | 放電ランプ点灯装置 | |
TWI812189B (zh) | 電源供應器以及電子系統 | |
JP3121378B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP4159312B2 (ja) | 零電圧スイッチング電源回路 | |
JP3001009B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
EP1111765B1 (en) | Voltage converter circuit having a self-oscillating half-bridge structure | |
JPH08317650A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2008193803A (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070706 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080706 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090706 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090706 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100706 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110706 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110706 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120706 Year of fee payment: 11 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130706 Year of fee payment: 12 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |