JPH1169867A - センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置および制御駆動方法 - Google Patents
センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置および制御駆動方法Info
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- JPH1169867A JPH1169867A JP9216260A JP21626097A JPH1169867A JP H1169867 A JPH1169867 A JP H1169867A JP 9216260 A JP9216260 A JP 9216260A JP 21626097 A JP21626097 A JP 21626097A JP H1169867 A JPH1169867 A JP H1169867A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/24—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual ac commutator motor
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ノイズの影響を受けずにＤＣブラシレスモー
タの固定子巻線の誘起電圧の読み取りが可能なＤＣブラ
シレスモータの制御駆動装置を提供する。 【解決手段】 直流電源ＶDCから入力された直流電圧を
ＰＷＭ電圧に変換するスイッチング回路１１と、スイッ
チング回路１１のスイッチング動作を制御する制御装置
１３とを備え、ＤＣブラシレスモータ７をＰＷＭ電圧制
御する制御駆動装置において、制御装置１３は、固定子
巻線８に誘起されるパルス列状の誘起電圧のパルスの高
さを検出する電圧検出部３１と、電圧検出部３１による
検出結果に基づきモータ７へ印加するＰＷＭ電圧のデュ
ーティ比を制御するデューティ比制御部２８と、デュー
ティ比または誘起電圧のパルス幅に応じてＰＷＭ電圧を
搬送する搬送波のキャリア周期を変更するキャリア周期
制御部２７とからなる。
タの固定子巻線の誘起電圧の読み取りが可能なＤＣブラ
シレスモータの制御駆動装置を提供する。 【解決手段】 直流電源ＶDCから入力された直流電圧を
ＰＷＭ電圧に変換するスイッチング回路１１と、スイッ
チング回路１１のスイッチング動作を制御する制御装置
１３とを備え、ＤＣブラシレスモータ７をＰＷＭ電圧制
御する制御駆動装置において、制御装置１３は、固定子
巻線８に誘起されるパルス列状の誘起電圧のパルスの高
さを検出する電圧検出部３１と、電圧検出部３１による
検出結果に基づきモータ７へ印加するＰＷＭ電圧のデュ
ーティ比を制御するデューティ比制御部２８と、デュー
ティ比または誘起電圧のパルス幅に応じてＰＷＭ電圧を
搬送する搬送波のキャリア周期を変更するキャリア周期
制御部２７とからなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＤＣブラシレスモー
タをＰＷＭ電圧制御する制御駆動装置に関する。
タをＰＷＭ電圧制御する制御駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、自動車用エアコンの圧縮機駆動モ
ータや走行用モータでは、回転子に永久磁石を用いた効
率のよいＤＣブラシレスモータが用いられている。図６
に、モータの誘起電圧から回転子の位置を検出してＤＣ
ブラシレスモータ（以下、「モータ」という。）をＰＷ
Ｍ（Pulse Width Modulation）電圧制御する従来の制御
駆動装置の概略ブロック図を示す。モータの制御駆動装
置（以下、「インバータ」という。）は、直流電源ＶDC
からの直流電圧をＰＷＭ電圧に変換するスイッチング回
路１１と、スイッチング回路１１を制御する制御装置１
３ａと、モータ７の回転子９の位置を検出する位置検出
部１４とから構成される。ここで、位置検出部１４はア
ナログ回路により構成され、制御装置１３ａは半導体Ｌ
ＳＩチップにより構成されている。
ータや走行用モータでは、回転子に永久磁石を用いた効
率のよいＤＣブラシレスモータが用いられている。図６
に、モータの誘起電圧から回転子の位置を検出してＤＣ
ブラシレスモータ（以下、「モータ」という。）をＰＷ
Ｍ（Pulse Width Modulation）電圧制御する従来の制御
駆動装置の概略ブロック図を示す。モータの制御駆動装
置（以下、「インバータ」という。）は、直流電源ＶDC
からの直流電圧をＰＷＭ電圧に変換するスイッチング回
路１１と、スイッチング回路１１を制御する制御装置１
３ａと、モータ７の回転子９の位置を検出する位置検出
部１４とから構成される。ここで、位置検出部１４はア
ナログ回路により構成され、制御装置１３ａは半導体Ｌ
ＳＩチップにより構成されている。
【０００３】このように構成されたインバータは、モー
タ起動時の運転モードである起動運転モードと、定常運
転時の運転モードである通常運転モードとを有してい
る。起動運転モードでは、固定子巻線８への誘起電圧が
小さく、それによって回転子９の位置を検出することは
できないので、制御装置１３ａによりモータ７の回転子
９の位置とは無関係にスイッチング回路１１の動作が制
御され、モータ７に印加されるＰＷＭ電圧が制御され
る。モータ７の起動後、モータ７が所定の回転数になる
と、起動運転モードから通常運転モードへと移行する。
通常運転モードでは、位置検出部１４によりモータ７の
固定子巻線８に発生する誘起電圧に基づいて回転子９の
位置が検出され、検出された回転子９の位置に基づいて
制御装置１３ａによりスイッチング回路１１の動作が制
御され、ＰＷＭ電圧が制御される。このとき、ＰＷＭ電
圧は、ＰＷＭ電圧を搬送するときの周期であるキャリア
周期およびデューティ比によって決定される。キャリア
周期およびデューティ比は制御装置１３ａにより制御さ
れる。
タ起動時の運転モードである起動運転モードと、定常運
転時の運転モードである通常運転モードとを有してい
る。起動運転モードでは、固定子巻線８への誘起電圧が
小さく、それによって回転子９の位置を検出することは
できないので、制御装置１３ａによりモータ７の回転子
９の位置とは無関係にスイッチング回路１１の動作が制
御され、モータ７に印加されるＰＷＭ電圧が制御され
る。モータ７の起動後、モータ７が所定の回転数になる
と、起動運転モードから通常運転モードへと移行する。
通常運転モードでは、位置検出部１４によりモータ７の
固定子巻線８に発生する誘起電圧に基づいて回転子９の
位置が検出され、検出された回転子９の位置に基づいて
制御装置１３ａによりスイッチング回路１１の動作が制
御され、ＰＷＭ電圧が制御される。このとき、ＰＷＭ電
圧は、ＰＷＭ電圧を搬送するときの周期であるキャリア
周期およびデューティ比によって決定される。キャリア
周期およびデューティ比は制御装置１３ａにより制御さ
れる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】一般に、モータをイン
バータ制御する際には、低騒音化のためにＰＷＭ電圧制
御におけるキャリア周期は小さい方がよく、数十μＳか
ら数百μＳと小さく設定されている。また、ＰＷＭ電圧
のパルス幅はキャリア周期とデューティ比により決定さ
れるので、特に、低回転でモータを運転する際には、デ
ューティ比も小さくなり、パルス幅が最も小さい条件と
なる。図７はパルス幅が小さいときの固定子巻線８の端
子電圧をＶDCのマイナス端子からみた一相分の電圧波形
を示したものである。図７の（ａ）において、ｘで示す
部分は誘起電圧を示し、ｙで示す部分は印加電圧を示
す。図７の（ｂ）は誘起電圧パルス列を拡大した図であ
る。図７の（ｂ）からわかるように、誘起電圧の各パル
スには、モータ７の固定子巻線８のインダクタンスとス
イッチング素子Ａ〜Ｆの浮遊容量とにより発生する誘導
ノイズが重畳している。そして、図に示すようにパルス
幅が小さいため、パルス全体においてノイズの影響を受
けている。従来の位置検出部１４においては、アナログ
フィルタ回路によりこのノイズ成分を除去していた。し
かし、アナログフィルタ回路を用いた場合、フィルタ回
路の周波数特性により安定した特性が得られないという
問題や、遅延の問題等がある。
バータ制御する際には、低騒音化のためにＰＷＭ電圧制
御におけるキャリア周期は小さい方がよく、数十μＳか
ら数百μＳと小さく設定されている。また、ＰＷＭ電圧
のパルス幅はキャリア周期とデューティ比により決定さ
れるので、特に、低回転でモータを運転する際には、デ
ューティ比も小さくなり、パルス幅が最も小さい条件と
なる。図７はパルス幅が小さいときの固定子巻線８の端
子電圧をＶDCのマイナス端子からみた一相分の電圧波形
を示したものである。図７の（ａ）において、ｘで示す
部分は誘起電圧を示し、ｙで示す部分は印加電圧を示
す。図７の（ｂ）は誘起電圧パルス列を拡大した図であ
る。図７の（ｂ）からわかるように、誘起電圧の各パル
スには、モータ７の固定子巻線８のインダクタンスとス
イッチング素子Ａ〜Ｆの浮遊容量とにより発生する誘導
ノイズが重畳している。そして、図に示すようにパルス
幅が小さいため、パルス全体においてノイズの影響を受
けている。従来の位置検出部１４においては、アナログ
フィルタ回路によりこのノイズ成分を除去していた。し
かし、アナログフィルタ回路を用いた場合、フィルタ回
路の周波数特性により安定した特性が得られないという
問題や、遅延の問題等がある。
【０００５】ところで、上記の位置検出部１４を介さず
にモータ７からの誘起電圧を制御装置１３ａに直接入力
し、モータの駆動を制御する方式が最近考えられている
（以下、この制御を「マイコン制御」という。）。しか
し、このマイコン制御の場合、起動時のパルス幅が小さ
い状況においては、前述のように誘導ノイズ成分による
電圧変動のため、誘起電圧の値（パルスの高さ）を正確
に読み取れないという問題がある。
にモータ７からの誘起電圧を制御装置１３ａに直接入力
し、モータの駆動を制御する方式が最近考えられている
（以下、この制御を「マイコン制御」という。）。しか
し、このマイコン制御の場合、起動時のパルス幅が小さ
い状況においては、前述のように誘導ノイズ成分による
電圧変動のため、誘起電圧の値（パルスの高さ）を正確
に読み取れないという問題がある。
【０００６】また、マイコン制御のインバータを自動車
用エアコンの圧縮機に応用する場合を考えると、（１）
一般に、自動車用エアコンのインバータは室内エアコン
のインバータと比較して、ＰＷＭ電圧制御におけるキャ
リア周期を小さくする必要がある（例えば、電気自動車
用エアコンのキャリア周期は１００μs程度、家庭用エ
アコンのキャリア周期は２５０μs程度である。）、
（２）電気自動車における走行用のインバータ、内燃機
関自動車における点火プラグ等のように、自動車内では
複数のノイズ発生源がある、ということからノイズの影
響がさらに問題となる。
用エアコンの圧縮機に応用する場合を考えると、（１）
一般に、自動車用エアコンのインバータは室内エアコン
のインバータと比較して、ＰＷＭ電圧制御におけるキャ
リア周期を小さくする必要がある（例えば、電気自動車
用エアコンのキャリア周期は１００μs程度、家庭用エ
アコンのキャリア周期は２５０μs程度である。）、
（２）電気自動車における走行用のインバータ、内燃機
関自動車における点火プラグ等のように、自動車内では
複数のノイズ発生源がある、ということからノイズの影
響がさらに問題となる。
【０００７】以上の点から、センサレスＤＣブラシレス
モータの制御駆動装置において、マイコン制御を行う場
合、ノイズの影響を受けずにモータの誘起電圧を正確に
読み取る技術が要望され、特に、電気自動車またはハイ
ブリッド電気自動車において、センサレスＤＣブラシレ
スモータの制御駆動装置を用いる場合に強く要望され
る。
モータの制御駆動装置において、マイコン制御を行う場
合、ノイズの影響を受けずにモータの誘起電圧を正確に
読み取る技術が要望され、特に、電気自動車またはハイ
ブリッド電気自動車において、センサレスＤＣブラシレ
スモータの制御駆動装置を用いる場合に強く要望され
る。
【０００８】本発明は、上記問題を解決すべくなされた
ものであり、その目的とするところは、ノイズの影響を
受けずにモータの固定子巻線の誘起電圧を正確に読み取
ることが可能なＤＣブラシレスモータの制御駆動装置を
提供することにある。
ものであり、その目的とするところは、ノイズの影響を
受けずにモータの固定子巻線の誘起電圧を正確に読み取
ることが可能なＤＣブラシレスモータの制御駆動装置を
提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御駆動装置
は、直流電源から入力された直流電圧をスイッチング動
作によりパルス列状のＰＷＭ電圧に変換するスイッチン
グ回路と、該スイッチング回路のスイッチング動作を制
御する制御部とを備え、永久磁石からなる回転子と固定
子巻線とを有するＤＣブラシレスモータに対して、パル
ス列状のＰＷＭ電圧を印加することにより該モータを駆
動する制御駆動装置において、前記制御部は、前記回転
子の位置または回転数を検出するために、前記回転子の
回転により前記固定子巻線に誘起されるパルス列状の誘
起電圧を検出する電圧検出部と、少なくとも該電圧検出
部により検出された誘起電圧の値に基づいて、前記モー
タへ印加するＰＷＭ電圧のデューティ比を制御するデュ
ーティ比制御部と、前記デューティ比または前記誘起電
圧のパルス幅に応じて前記ＰＷＭ電圧を搬送する搬送波
の周期であるキャリア周期を変更するキャリア周期制御
部とを備える。
め、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御駆動装置
は、直流電源から入力された直流電圧をスイッチング動
作によりパルス列状のＰＷＭ電圧に変換するスイッチン
グ回路と、該スイッチング回路のスイッチング動作を制
御する制御部とを備え、永久磁石からなる回転子と固定
子巻線とを有するＤＣブラシレスモータに対して、パル
ス列状のＰＷＭ電圧を印加することにより該モータを駆
動する制御駆動装置において、前記制御部は、前記回転
子の位置または回転数を検出するために、前記回転子の
回転により前記固定子巻線に誘起されるパルス列状の誘
起電圧を検出する電圧検出部と、少なくとも該電圧検出
部により検出された誘起電圧の値に基づいて、前記モー
タへ印加するＰＷＭ電圧のデューティ比を制御するデュ
ーティ比制御部と、前記デューティ比または前記誘起電
圧のパルス幅に応じて前記ＰＷＭ電圧を搬送する搬送波
の周期であるキャリア周期を変更するキャリア周期制御
部とを備える。
【００１０】また、前記ＤＣブラシレスモータの制御駆
動装置において、前記キャリア周期制御部は、前記デュ
ーティ比または前記誘起電圧のパルス幅が所定値以下に
なったときに、前記キャリア周期を増大させるようにし
てもよい。このように、パルス幅が小さくノイズの影響
を受けやすい状態になったときに、パルス幅を広げるこ
とにより、パルス幅においてノイズの影響を受けない安
定した領域を確保できる。
動装置において、前記キャリア周期制御部は、前記デュ
ーティ比または前記誘起電圧のパルス幅が所定値以下に
なったときに、前記キャリア周期を増大させるようにし
てもよい。このように、パルス幅が小さくノイズの影響
を受けやすい状態になったときに、パルス幅を広げるこ
とにより、パルス幅においてノイズの影響を受けない安
定した領域を確保できる。
【００１１】さらに、前記ＤＣブラシレスモータの制御
駆動装置において、前記キャリア周期制御部は、前記デ
ューティ比または前記誘起電圧のパルス幅が第１の所定
値以下になったときにキャリア周期を増大させ、前記第
１の所定値より大きい第２の所定値以上になったときに
キャリア周期を減少させるようにして、パルス幅に対す
るキャリア周期の変化においてヒステリシス特性を有す
るようにしてもよい。
駆動装置において、前記キャリア周期制御部は、前記デ
ューティ比または前記誘起電圧のパルス幅が第１の所定
値以下になったときにキャリア周期を増大させ、前記第
１の所定値より大きい第２の所定値以上になったときに
キャリア周期を減少させるようにして、パルス幅に対す
るキャリア周期の変化においてヒステリシス特性を有す
るようにしてもよい。
【００１２】本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御
駆動方法は、モータの回転子の回転によりモータの固定
子巻線に誘起されるパルス列状の誘起電圧のパルスの高
さを検出する第１のステップと、少なくとも該検出結果
に基づき前記モータへ印加するＰＷＭ電圧のデューティ
比を制御する第２のステップと、該デューティ比または
前記誘起電圧のパルス幅に応じて前記ＰＷＭ電圧を搬送
する搬送波の周期であるキャリア周期を変更する第３の
ステップとを有する。
駆動方法は、モータの回転子の回転によりモータの固定
子巻線に誘起されるパルス列状の誘起電圧のパルスの高
さを検出する第１のステップと、少なくとも該検出結果
に基づき前記モータへ印加するＰＷＭ電圧のデューティ
比を制御する第２のステップと、該デューティ比または
前記誘起電圧のパルス幅に応じて前記ＰＷＭ電圧を搬送
する搬送波の周期であるキャリア周期を変更する第３の
ステップとを有する。
【００１３】また、前記ＤＣブラシレスモータの制御駆
動方法において、前記第３のステップは、前記デューテ
ィ比または前記誘起電圧のパルス幅が所定値以下になっ
たときに、前記キャリア周期を増大させるようにしても
よい。
動方法において、前記第３のステップは、前記デューテ
ィ比または前記誘起電圧のパルス幅が所定値以下になっ
たときに、前記キャリア周期を増大させるようにしても
よい。
【００１４】また、前記ＤＣブラシレスモータの制御駆
動方法において、前記第３のステップは、前記デューテ
ィ比または前記誘起電圧のパルス幅が第１の所定値以下
になったときにキャリア周期を増大させ、前記第１の所
定値より大きい第２の所定値以上になったときにキャリ
ア周期を減少させるようにしてもよい。
動方法において、前記第３のステップは、前記デューテ
ィ比または前記誘起電圧のパルス幅が第１の所定値以下
になったときにキャリア周期を増大させ、前記第１の所
定値より大きい第２の所定値以上になったときにキャリ
ア周期を減少させるようにしてもよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、添付の図面を用いて本発明
に係るＤＣブラシレスモータの制御駆動装置の実施の形
態を説明する。
に係るＤＣブラシレスモータの制御駆動装置の実施の形
態を説明する。
【００１６】図１は、ＤＣブラシレスモータの制御駆動
装置の実施形態の概略ブロック図である。図において、
ＤＣブラシレスモータの制御駆動装置（以下、「インバ
ータ」という。）はスイッチング回路１１と制御装置１
３とからなる。スイッチング回路１１は、スイッチング
素子Ａ，Ｄ、スイッチング素子Ｂ，Ｅ、スイッチング素
子Ｃ，Ｆがそれぞれ対をなして構成される。制御装置１
３は、出力制御部２３と、周波数制御部２５と、キャリ
ア周期制御部２７と、デューティ比制御部２８と、回転
子位置検出部２９と、電圧検出部３１とから構成され
る。スイッチング回路１１の各スイッチング素子対の中
点（対を構成するスイッチング素子間の接続点）はＤＣ
ブラシレスモータ７（以下、「モータ」という。）の
Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の固定子巻線８にそれぞれ接続されて
いる。また、インバータは直流電源ＶDCに接続されてお
り、直流電源ＶDCには本インバータと並列に走行用モー
タ５１を制御する走行用インバータ５３が接続されてい
る。モータ７のＷ相の巻線の一端は抵抗４５，４６の直
列回路に接続されている。すなわち、本実施形態のイン
バータでは、モータ７の回転子９の位相情報を従来の位
置検出部等の回路を介さずに制御装置１３に直接入力し
て読み取るようにしている。
装置の実施形態の概略ブロック図である。図において、
ＤＣブラシレスモータの制御駆動装置（以下、「インバ
ータ」という。）はスイッチング回路１１と制御装置１
３とからなる。スイッチング回路１１は、スイッチング
素子Ａ，Ｄ、スイッチング素子Ｂ，Ｅ、スイッチング素
子Ｃ，Ｆがそれぞれ対をなして構成される。制御装置１
３は、出力制御部２３と、周波数制御部２５と、キャリ
ア周期制御部２７と、デューティ比制御部２８と、回転
子位置検出部２９と、電圧検出部３１とから構成され
る。スイッチング回路１１の各スイッチング素子対の中
点（対を構成するスイッチング素子間の接続点）はＤＣ
ブラシレスモータ７（以下、「モータ」という。）の
Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の固定子巻線８にそれぞれ接続されて
いる。また、インバータは直流電源ＶDCに接続されてお
り、直流電源ＶDCには本インバータと並列に走行用モー
タ５１を制御する走行用インバータ５３が接続されてい
る。モータ７のＷ相の巻線の一端は抵抗４５，４６の直
列回路に接続されている。すなわち、本実施形態のイン
バータでは、モータ７の回転子９の位相情報を従来の位
置検出部等の回路を介さずに制御装置１３に直接入力し
て読み取るようにしている。
【００１７】このように構成されたインバータにおいて
は、制御装置１３からの制御信号に基づきスイッチング
回路１１のスイッチング素子Ａ〜Ｆのオン・オフが制御
され、モータ７に印加されるＰＷＭ（Pulse Width Modu
lation）電圧が制御される。具体的には、各スイッチン
グ素子Ａ〜Ｆのベースに図２に示すようなベース信号が
入力される。各スイッチング素子Ａ〜Ｆはベース信号が
「Ｈｉｇｈ」レベルのときにオンし、「Ｌｏｗ」レベル
のときにオフする。ベース信号はデューティ制御されて
おり、ＴCRYはこのときの搬送波の周期であるキャリア
周期を表す。ＴONはスイッチング素子がオンしている時
間であり、ベース信号のパルス幅を表す。デューティ比
Ｄは（ＴON／ＴCRY）×１００％で表される。キャリア
周期ＴCRYは制御装置１３中のキャリア周期制御部２７
により制御され、デューティ比Ｄはデューティ比制御部
２８により制御される。また、モータ７の回転数（周波
数）は周波数制御部２５により制御される。以下に、制
御装置１３内の各部のそれぞれの動作について説明す
る。
は、制御装置１３からの制御信号に基づきスイッチング
回路１１のスイッチング素子Ａ〜Ｆのオン・オフが制御
され、モータ７に印加されるＰＷＭ（Pulse Width Modu
lation）電圧が制御される。具体的には、各スイッチン
グ素子Ａ〜Ｆのベースに図２に示すようなベース信号が
入力される。各スイッチング素子Ａ〜Ｆはベース信号が
「Ｈｉｇｈ」レベルのときにオンし、「Ｌｏｗ」レベル
のときにオフする。ベース信号はデューティ制御されて
おり、ＴCRYはこのときの搬送波の周期であるキャリア
周期を表す。ＴONはスイッチング素子がオンしている時
間であり、ベース信号のパルス幅を表す。デューティ比
Ｄは（ＴON／ＴCRY）×１００％で表される。キャリア
周期ＴCRYは制御装置１３中のキャリア周期制御部２７
により制御され、デューティ比Ｄはデューティ比制御部
２８により制御される。また、モータ７の回転数（周波
数）は周波数制御部２５により制御される。以下に、制
御装置１３内の各部のそれぞれの動作について説明す
る。
【００１８】本インバータにおいても、従来技術のもの
と同様に起動運転モードと通常運転モードとを有する。
起動運転モードにおいて、モータ７は前述のように、回
転子９の位置とは無関係に所定のデューティ比、キャリ
ア周期及び周波数が制御され、モータが起動される。
と同様に起動運転モードと通常運転モードとを有する。
起動運転モードにおいて、モータ７は前述のように、回
転子９の位置とは無関係に所定のデューティ比、キャリ
ア周期及び周波数が制御され、モータが起動される。
【００１９】次に、通常運転モードにおける動作につい
て説明する。通常運転モードにおいては、制御装置１３
に対して外部よりモータ７の回転数の制御目標値を示す
回転数指令が入力される。周波数制御部２５は、回転数
指令に基づいて固定子巻線８に対する転流を制御し、モ
ータ７の周波数を制御する。すなわち、周波数制御部２
５は、回転数指令に基づきベース信号の周波数を制御す
るための制御信号を出力制御部２３に出力する。また、
電圧検出部３１においては、固定子巻線８の誘起電圧が
抵抗４５，４６により分圧されて入力され、デジタル信
号に変換され、回転子位置検出部２９に出力される。回
転子位置検出部２９では、電圧検出部３１からの出力に
基づき、回転子９の位置が検出される。また、その時間
的な変化が計算されることで回転数も検出される。デュ
ーティ比制御部２８は、回転子位置検出部２９により検
出された回転子位置に基づいて、回転子が常時、所定の
位置に来るようにデューティ比を制御する。キャリア周
期制御部２７は、デューティ比制御部２８からの出力に
基づきベース信号の搬送波のキャリア周期を制御する
（詳細は後述）。出力制御部２３は、周波数制御部２５
およびキャリア周期制御部２７からの制御信号に基づき
スイッチング回路１１に対してスイッチング素子Ａ〜Ｆ
のオン・オフを制御するベース信号を出力する。
て説明する。通常運転モードにおいては、制御装置１３
に対して外部よりモータ７の回転数の制御目標値を示す
回転数指令が入力される。周波数制御部２５は、回転数
指令に基づいて固定子巻線８に対する転流を制御し、モ
ータ７の周波数を制御する。すなわち、周波数制御部２
５は、回転数指令に基づきベース信号の周波数を制御す
るための制御信号を出力制御部２３に出力する。また、
電圧検出部３１においては、固定子巻線８の誘起電圧が
抵抗４５，４６により分圧されて入力され、デジタル信
号に変換され、回転子位置検出部２９に出力される。回
転子位置検出部２９では、電圧検出部３１からの出力に
基づき、回転子９の位置が検出される。また、その時間
的な変化が計算されることで回転数も検出される。デュ
ーティ比制御部２８は、回転子位置検出部２９により検
出された回転子位置に基づいて、回転子が常時、所定の
位置に来るようにデューティ比を制御する。キャリア周
期制御部２７は、デューティ比制御部２８からの出力に
基づきベース信号の搬送波のキャリア周期を制御する
（詳細は後述）。出力制御部２３は、周波数制御部２５
およびキャリア周期制御部２７からの制御信号に基づき
スイッチング回路１１に対してスイッチング素子Ａ〜Ｆ
のオン・オフを制御するベース信号を出力する。
【００２０】本実施形態のインバータでは、モータ７の
回転子９の位置（位相）情報を制御装置１３に直接読み
込むマイコン制御を行う。したがって、従来技術で述べ
たように誘起電圧に重畳するノイズの問題を解決する必
要がある。そこで、本実施形態では、キャリア周期制御
部２７においてキャリア周期を変化させることによりこ
の問題を解決している。以下に、このキャリア周期制御
部２７の動作について説明する。
回転子９の位置（位相）情報を制御装置１３に直接読み
込むマイコン制御を行う。したがって、従来技術で述べ
たように誘起電圧に重畳するノイズの問題を解決する必
要がある。そこで、本実施形態では、キャリア周期制御
部２７においてキャリア周期を変化させることによりこ
の問題を解決している。以下に、このキャリア周期制御
部２７の動作について説明する。
【００２１】図３に、キャリア周期制御部２７の動作の
フローチャートを示す。キャリア周期制御部２７は、デ
ューティ比制御部２８からの出力に基づき、現在のデュ
ーティ比Ｄ（％）の値及び現在のキャリア周期Ｔ
CRY（μs）の値を読み込む（Ｓ１１）。なお、本実施形
態では、通常、キャリア周期は１００〜２００μsに、
デューティ比は最小５％に設定されている。デューティ
比及びキャリア周期の値を読み込んだ後、現在の誘起電
圧のパルス幅を計算する（Ｓ１２）。ここで、誘起電圧
のパルス幅は印加電圧のパルス幅に等しく、パルス幅Ｔ
ON＝デューティ比Ｄ×キャリア周期ＴCRY／１００で算
出される。その後、キャリア周期ＴCRYが１００μsであ
るか否かを判断する（Ｓ１３）。キャリア周期ＴCRYが
１００μsに等しい場合（ステップＳ１３でＹｅｓ）
は、パルス幅ＴONが第１のしきい値（ここでは１０μs
に設定）より小さいか否かを判断する（Ｓ１４）。パル
ス幅ＴONが第１のしきい値より小さい場合（ステップＳ
１４でＹｅｓ）、キャリア周期を２００μsに設定し
（Ｓ１５）、ステップＳ１６に進む。
フローチャートを示す。キャリア周期制御部２７は、デ
ューティ比制御部２８からの出力に基づき、現在のデュ
ーティ比Ｄ（％）の値及び現在のキャリア周期Ｔ
CRY（μs）の値を読み込む（Ｓ１１）。なお、本実施形
態では、通常、キャリア周期は１００〜２００μsに、
デューティ比は最小５％に設定されている。デューティ
比及びキャリア周期の値を読み込んだ後、現在の誘起電
圧のパルス幅を計算する（Ｓ１２）。ここで、誘起電圧
のパルス幅は印加電圧のパルス幅に等しく、パルス幅Ｔ
ON＝デューティ比Ｄ×キャリア周期ＴCRY／１００で算
出される。その後、キャリア周期ＴCRYが１００μsであ
るか否かを判断する（Ｓ１３）。キャリア周期ＴCRYが
１００μsに等しい場合（ステップＳ１３でＹｅｓ）
は、パルス幅ＴONが第１のしきい値（ここでは１０μs
に設定）より小さいか否かを判断する（Ｓ１４）。パル
ス幅ＴONが第１のしきい値より小さい場合（ステップＳ
１４でＹｅｓ）、キャリア周期を２００μsに設定し
（Ｓ１５）、ステップＳ１６に進む。
【００２２】このように、本インバータにおいては、図
４の（ａ）のように誘起電圧パルスのパルス幅が小さく
ノイズの影響を受けやすい場合に、図４の（ｂ）のよう
にキャリア周期ＴCRYを大きくすることによりパルス幅
を大きくする。これにより、ノイズの影響を受けない時
間領域Ｔsを確保し、この時間領域Ｔs内で制御装置１３
が誘起電圧を読み込むことにより誘起電圧の正確な値
（以下、「真値」という。）を得ることができる。キャ
リア周期ＴCRYの具体的な設定については後述する。
４の（ａ）のように誘起電圧パルスのパルス幅が小さく
ノイズの影響を受けやすい場合に、図４の（ｂ）のよう
にキャリア周期ＴCRYを大きくすることによりパルス幅
を大きくする。これにより、ノイズの影響を受けない時
間領域Ｔsを確保し、この時間領域Ｔs内で制御装置１３
が誘起電圧を読み込むことにより誘起電圧の正確な値
（以下、「真値」という。）を得ることができる。キャ
リア周期ＴCRYの具体的な設定については後述する。
【００２３】また、キャリア周期ＴCRYが１００μsに等
しくない場合（ステップＳ１３でＮｏ）は、パルス幅Ｔ
ONが第２のしきい値（ここでは２４μsに設定）より小
さいか否かを判断する（Ｓ１７）。ここで、第２のしき
い値は第１のしきい値よりも大きい値に設定してある。
パルス幅ＴONが第２のしきい値より大きい場合（ステッ
プＳ１７でＹｅｓ）、キャリア周期ＴCRYを１００μsに
設定し（Ｓ１８）、ステップＳ１６に進む。パルス幅Ｔ
ONが第２のしきい値以下の場合（ステップＳ１７でＮ
ｏ）はステップＳ１６に進む。ステップＳ１６では、キ
ャリア周期ＴCRYに基づいてパルス幅ＴONおよびターン
オフ時間ＴOFF（＝ＴCRY−ＴON）を計算する。キャリア
周期制御部２７は、インバータ動作中において上記処理
を所定時間毎に繰り返すことにより、パルス幅に基づい
てノイズの影響を受けないように最適にキャリア周期を
変化させる。
しくない場合（ステップＳ１３でＮｏ）は、パルス幅Ｔ
ONが第２のしきい値（ここでは２４μsに設定）より小
さいか否かを判断する（Ｓ１７）。ここで、第２のしき
い値は第１のしきい値よりも大きい値に設定してある。
パルス幅ＴONが第２のしきい値より大きい場合（ステッ
プＳ１７でＹｅｓ）、キャリア周期ＴCRYを１００μsに
設定し（Ｓ１８）、ステップＳ１６に進む。パルス幅Ｔ
ONが第２のしきい値以下の場合（ステップＳ１７でＮ
ｏ）はステップＳ１６に進む。ステップＳ１６では、キ
ャリア周期ＴCRYに基づいてパルス幅ＴONおよびターン
オフ時間ＴOFF（＝ＴCRY−ＴON）を計算する。キャリア
周期制御部２７は、インバータ動作中において上記処理
を所定時間毎に繰り返すことにより、パルス幅に基づい
てノイズの影響を受けないように最適にキャリア周期を
変化させる。
【００２４】なお、ステップＳ１４およびＳ１７におい
て、パルス幅を、第１のしきい値と第２のしきい値との
２つのしきい値と比較しているのは、キャリア周期の設
定においてパルス幅に対してヒステリシス特性を持たせ
るためであり、ステップＳ１６を取り除き、単に第１の
しきい値（１０μs）のみでキャリア周期を設定するよ
うにしてもよい。
て、パルス幅を、第１のしきい値と第２のしきい値との
２つのしきい値と比較しているのは、キャリア周期の設
定においてパルス幅に対してヒステリシス特性を持たせ
るためであり、ステップＳ１６を取り除き、単に第１の
しきい値（１０μs）のみでキャリア周期を設定するよ
うにしてもよい。
【００２５】また、上記制御では、ステップＳ１４およ
びステップＳ１７においてパルス幅と所定のしきい値と
を比較し、キャリア周期を変化させていたが、パルス幅
はデューティ比に比例するため、ステップＳ１４および
ステップＳ１７において、デューティ比と所定のしきい
値とを比較し、その比較結果に基づいてキャリア周期を
変化させるようにしても同様の結果が得られることは明
らかである。
びステップＳ１７においてパルス幅と所定のしきい値と
を比較し、キャリア周期を変化させていたが、パルス幅
はデューティ比に比例するため、ステップＳ１４および
ステップＳ１７において、デューティ比と所定のしきい
値とを比較し、その比較結果に基づいてキャリア周期を
変化させるようにしても同様の結果が得られることは明
らかである。
【００２６】以下に、キャリア周期ＴCRYの設定につい
て説明する。図４において、時間Ｔnはノイズによる振
動成分が顕著に現われる時間（以下、「ノイズ時間」と
いう。）である。時間Ｔsはノイズによる電圧振動が収
まってからパルスが終了するまでの時間（以下、「安定
時間」という。）であり、この間では、誘起電圧の真値
に近い値が得られる。制御装置１３はこの時間内に誘起
電圧を読み込む。本インバータ装置では、パルス幅が小
さくなり安定時間Ｔsがほとんどゼロとなり正確な誘起
電圧の読み込みが不可能となる場合に、キャリア周期を
大きくすることによりパルス幅を広げ、この安定時間Ｔ
sを大きくするようにしている。キャリア周期ＴCRYはパ
ルス幅ＴONおよびデューティ比Ｄを用いて次式で表され
る。 ＴCRY＝ＴON／Ｄ×１００ …（１） 安定時間Ｔsを確保するため、パルス幅ＴONはノイズ時
間Ｔnより大きくとる必要がある。このため、キャリア
周期ＴCRYは次式の関係を満たすように設定される。 ＴCRY＝ＴON／Ｄ×１００＞Ｔn／Ｄ×１００ …（２）
て説明する。図４において、時間Ｔnはノイズによる振
動成分が顕著に現われる時間（以下、「ノイズ時間」と
いう。）である。時間Ｔsはノイズによる電圧振動が収
まってからパルスが終了するまでの時間（以下、「安定
時間」という。）であり、この間では、誘起電圧の真値
に近い値が得られる。制御装置１３はこの時間内に誘起
電圧を読み込む。本インバータ装置では、パルス幅が小
さくなり安定時間Ｔsがほとんどゼロとなり正確な誘起
電圧の読み込みが不可能となる場合に、キャリア周期を
大きくすることによりパルス幅を広げ、この安定時間Ｔ
sを大きくするようにしている。キャリア周期ＴCRYはパ
ルス幅ＴONおよびデューティ比Ｄを用いて次式で表され
る。 ＴCRY＝ＴON／Ｄ×１００ …（１） 安定時間Ｔsを確保するため、パルス幅ＴONはノイズ時
間Ｔnより大きくとる必要がある。このため、キャリア
周期ＴCRYは次式の関係を満たすように設定される。 ＴCRY＝ＴON／Ｄ×１００＞Ｔn／Ｄ×１００ …（２）
【００２７】また、ここで、ノイズ時間Ｔnは、例え
ば、以下のようにして設定される。図５は誘起電圧パル
スを示した図である。図５に示すように、パルスの開始
から時間Ｔ0経過時点での第１のパルスの値ｘ0と、その
パルスの真値ｘt1との誤差をΔｘ（＝｜ｘ0−ｘt1｜）
とする。また、第１のパルスの真値ｘt1と、第２のパル
スの真値ｘt2との差をΔｙ（＝｜ｘt2−ｘt1｜）とす
る。このとき、時間Ｔ0以降において、Δｘ＜Δｙの関
係を満たすような時間Ｔ0をノイズ時間Ｔnとする。この
ようにしてノイズ時間Ｔnを設定することにより誘起電
圧の上昇または下降の傾向の情報を損なわず、かつ、ノ
イズ振動成分が十分小さくなるノイズ時間Ｔnを求める
ことができる。また、別の方法としてノイズ時間Ｔnを
その時間以降のパルスの値と真値との誤差が所定値以内
に収まる時間に設定してもよい。本実施形態の場合、こ
のようにしてノイズ時間Ｔnを設定すると８μs程度とな
る。
ば、以下のようにして設定される。図５は誘起電圧パル
スを示した図である。図５に示すように、パルスの開始
から時間Ｔ0経過時点での第１のパルスの値ｘ0と、その
パルスの真値ｘt1との誤差をΔｘ（＝｜ｘ0−ｘt1｜）
とする。また、第１のパルスの真値ｘt1と、第２のパル
スの真値ｘt2との差をΔｙ（＝｜ｘt2−ｘt1｜）とす
る。このとき、時間Ｔ0以降において、Δｘ＜Δｙの関
係を満たすような時間Ｔ0をノイズ時間Ｔnとする。この
ようにしてノイズ時間Ｔnを設定することにより誘起電
圧の上昇または下降の傾向の情報を損なわず、かつ、ノ
イズ振動成分が十分小さくなるノイズ時間Ｔnを求める
ことができる。また、別の方法としてノイズ時間Ｔnを
その時間以降のパルスの値と真値との誤差が所定値以内
に収まる時間に設定してもよい。本実施形態の場合、こ
のようにしてノイズ時間Ｔnを設定すると８μs程度とな
る。
【００２８】また、ステップＳ１３における第１のしき
い値もノイズ時間Ｔnに基づいて設定される。すなわ
ち、パルス幅Ｔonがノイズ時間Ｔn以下になると、真値
を読み込める安定時間Ｔsがなくなるため、安定時間Ｔs
を確保するために第１のしきい値は次式の関係を満たす
ように設定される。 第１のしきい値＞Ｔn …（３）
い値もノイズ時間Ｔnに基づいて設定される。すなわ
ち、パルス幅Ｔonがノイズ時間Ｔn以下になると、真値
を読み込める安定時間Ｔsがなくなるため、安定時間Ｔs
を確保するために第１のしきい値は次式の関係を満たす
ように設定される。 第１のしきい値＞Ｔn …（３）
【００２９】以上のようにして、本実施形態のインバー
タでは、キャリア周期制御部２７がパルス幅またはデュ
ーティ比が所定値以下のとき、すなわち、パルス幅が小
さくノイズの影響により誘起電圧を正確に読み込めない
状態となったときにキャリア周期を大きくする。これに
より、誘起電圧のパルス幅が広がるため、図４に示すよ
うにパルスの高さの真値を示す時間領域が増加する。こ
の時間領域内において誘起電圧のパルスの高さを読み取
ることによりノイズの影響を受けずに誘起電圧の値を正
確に読み取ることができる。
タでは、キャリア周期制御部２７がパルス幅またはデュ
ーティ比が所定値以下のとき、すなわち、パルス幅が小
さくノイズの影響により誘起電圧を正確に読み込めない
状態となったときにキャリア周期を大きくする。これに
より、誘起電圧のパルス幅が広がるため、図４に示すよ
うにパルスの高さの真値を示す時間領域が増加する。こ
の時間領域内において誘起電圧のパルスの高さを読み取
ることによりノイズの影響を受けずに誘起電圧の値を正
確に読み取ることができる。
【００３０】なお、上記インバータにおいては、デュー
ティ比制御部２８は回転数指令及び回転子９の位置に基
づいてデューティ比を制御し、また、周波数制御部２５
は回転数指令に基づいて固定子巻線８への転流を制御す
ることによりモータ７の周波数を制御していた。これに
対し、デューティ比制御部２８が回転数指令及び回転子
位置検出部２９で検出される回転子９の回転数に基づい
てデューティ比を制御し、また、周波数制御部２５が回
転子位置検出部２９で検出される回転子９の位置に基づ
いて転流を制御することによりモータ７の周波数を制御
するようにしてもよく、この場合も上記の場合と同様
に、誘起電圧のパルス幅またはデューティ比の値に応じ
てキャリア周期を変化させることにより、ノイズの影響
を受けずに誘起電圧の値を正確に読み取ることができ
る。
ティ比制御部２８は回転数指令及び回転子９の位置に基
づいてデューティ比を制御し、また、周波数制御部２５
は回転数指令に基づいて固定子巻線８への転流を制御す
ることによりモータ７の周波数を制御していた。これに
対し、デューティ比制御部２８が回転数指令及び回転子
位置検出部２９で検出される回転子９の回転数に基づい
てデューティ比を制御し、また、周波数制御部２５が回
転子位置検出部２９で検出される回転子９の位置に基づ
いて転流を制御することによりモータ７の周波数を制御
するようにしてもよく、この場合も上記の場合と同様
に、誘起電圧のパルス幅またはデューティ比の値に応じ
てキャリア周期を変化させることにより、ノイズの影響
を受けずに誘起電圧の値を正確に読み取ることができ
る。
【００３１】
【発明の効果】本発明のＤＣブラシレスモータの制御駆
動装置によれば、デューティ比またはモータ固定子の誘
起電圧パルスのパルス幅が所定値よりも小さいときにキ
ャリア周期を大きくすることによりパルス幅を大きくす
る。これにより、マイコン制御の場合でも、ノイズの影
響を受けずに、誘起電圧の値を正確に読み込むことがで
きる。また、位置検出部等を介さずに誘起電圧の値を直
接制御部にて読み取ることが可能となるため、制御駆動
装置の小型化、低コスト化が図れる。さらに、アナログ
回路で問題となる検出遅れがなくなるので、より高精度
にモータを制御することができ、効率や起動性の向上等
の性能の向上も図れる。
動装置によれば、デューティ比またはモータ固定子の誘
起電圧パルスのパルス幅が所定値よりも小さいときにキ
ャリア周期を大きくすることによりパルス幅を大きくす
る。これにより、マイコン制御の場合でも、ノイズの影
響を受けずに、誘起電圧の値を正確に読み込むことがで
きる。また、位置検出部等を介さずに誘起電圧の値を直
接制御部にて読み取ることが可能となるため、制御駆動
装置の小型化、低コスト化が図れる。さらに、アナログ
回路で問題となる検出遅れがなくなるので、より高精度
にモータを制御することができ、効率や起動性の向上等
の性能の向上も図れる。
【図１】 ＤＣブラシレスモータの制御駆動装置の実施
の形態１の概略ブロック図。
の形態１の概略ブロック図。
【図２】 スイッチング回路に対するベース信号波形お
よび誘起電圧波形を示す図。
よび誘起電圧波形を示す図。
【図３】 キャリア周期制御部のフローチャート。
【図４】 キャリア周期を変化させたときの誘起電圧の
パルス波形を示した図。
パルス波形を示した図。
【図５】 ノイズ時間Ｔnの求め方を説明するための
図。
図。
【図６】 従来のＤＣブラシレスモータの制御駆動装置
の概略ブロック図。
の概略ブロック図。
【図７】 従来のＤＣブラシレスモータの制御駆動装置
におけるＵ相電圧波形と誘起電圧のパルス波形を示した
図。
におけるＵ相電圧波形と誘起電圧のパルス波形を示した
図。
７…モータ、 ８…固定子巻線、 ９…回転子、 １１
…スイッチング回路、１３，１３ａ…制御装置（マイコ
ン）、 １４…位置検出部、 ２３…出力制御部、 ２
５…周波数制御部、 ２７…キャリア周期制御部、 ２
９…デューティ比制御部、 ２８…回転子位置検出部、
３１…電圧検出部、 ＶDC…直流電源。
…スイッチング回路、１３，１３ａ…制御装置（マイコ
ン）、 １４…位置検出部、 ２３…出力制御部、 ２
５…周波数制御部、 ２７…キャリア周期制御部、 ２
９…デューティ比制御部、 ２８…回転子位置検出部、
３１…電圧検出部、 ＶDC…直流電源。
Claims (6)
- 【請求項１】 直流電源から入力された直流電圧をスイ
ッチング動作によりパルス列状のＰＷＭ電圧に変換する
スイッチング回路と、該スイッチング回路のスイッチン
グ動作を制御する制御部とを備え、永久磁石からなる回
転子と固定子巻線とを有するＤＣブラシレスモータに対
して、パルス列状のＰＷＭ電圧を印加することにより該
モータを駆動する制御駆動装置において、 前記制御部は、 前記回転子の位置または回転数を検出するために、前記
回転子の回転により前記固定子巻線に誘起されるパルス
列状の誘起電圧を検出する電圧検出部と、 少なくとも該電圧検出部により検出された誘起電圧の値
に基づいて、前記モータへ印加するＰＷＭ電圧のデュー
ティ比を制御するデューティ比制御部と、 前記デューティ比または前記誘起電圧のパルス幅に応じ
て前記ＰＷＭ電圧を搬送する搬送波の周期であるキャリ
ア周期を変更するキャリア周期制御部とを備えることを
特徴とするＤＣブラシレスモータの制御駆動装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置において、 前記キャリア周期制御部は、前記デューティ比または前
記誘起電圧のパルス幅が所定値以下になったときに、前
記キャリア周期を増大させることを特徴とするＤＣブラ
シレスモータの制御駆動装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載のＤＣブラシレスモータ
の制御駆動装置において、 前記キャリア周期制御部は、前記デューティ比または前
記誘起電圧のパルス幅が第１の所定値以下になったとき
にキャリア周期を増大させ、前記第１の所定値より大き
い第２の所定値以上になったときにキャリア周期を減少
させることを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御駆
動装置。 - 【請求項４】 モータの回転子の回転によりモータの固
定子巻線に誘起されるパルス列状の誘起電圧のパルスの
高さを検出する第１のステップと、 少なくとも該検出結果に基づき前記モータへ印加するＰ
ＷＭ電圧のデューティ比を制御する第２のステップと、 該デューティ比または前記誘起電圧のパルス幅に応じて
前記ＰＷＭ電圧を搬送する搬送波の周期であるキャリア
周期を変更する第３のステップとを有することを特徴と
するＤＣブラシレスモータの制御駆動方法。 - 【請求項５】 請求項４に記載のＤＣブラシレスモータ
の制御駆動方法において、 前記第３のステップは、前記デューティ比または前記誘
起電圧のパルス幅が所定値以下になったときに、前記キ
ャリア周期を増大させることを特徴とするＤＣブラシレ
スモータの制御駆動方法。 - 【請求項６】 請求項４に記載のＤＣブラシレスモータ
の制御駆動方法において、 前記第３のステップは、前記デューティ比または前記誘
起電圧のパルス幅が第１の所定値以下になったときにキ
ャリア周期を増大させ、前記第１の所定値より大きい第
２の所定値以上になったときにキャリア周期を減少させ
ることを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御駆動方
法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9216260A JPH1169867A (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置および制御駆動方法 |
| US09/129,995 US6064163A (en) | 1997-08-11 | 1998-08-06 | Apparatus and method for controlling a DC brush-less motor based on the duty ratio or pulse width of a detected pulse |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9216260A JPH1169867A (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置および制御駆動方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1169867A true JPH1169867A (ja) | 1999-03-09 |
Family
ID=16685776
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9216260A Pending JPH1169867A (ja) | 1997-08-11 | 1997-08-11 | センサレスｄｃブラシレスモータの制御駆動装置および制御駆動方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6064163A (ja) |
| JP (1) | JPH1169867A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005113874A (ja) * | 2003-10-10 | 2005-04-28 | Erc:Kk | 真空制御システム |
| JP2007037398A (ja) * | 2005-07-22 | 2007-02-08 | Taida Electronic Ind Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP2007110788A (ja) * | 2005-10-11 | 2007-04-26 | Nsk Ltd | 電動式ステアリング装置 |
| US7400109B2 (en) | 2004-07-09 | 2008-07-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inverter circuit and compressor |
| JP2009261223A (ja) * | 2008-03-26 | 2009-11-05 | Mitsuba Corp | モータ制御回路 |
| JP2010063301A (ja) * | 2008-09-05 | 2010-03-18 | Sanden Corp | インバータ装置 |
| JP2010512723A (ja) * | 2006-12-08 | 2010-04-22 | バリドゥス・ディーシー・システムズ，エルエルシー | Ｄｃ電源システム |
| CN102811006A (zh) * | 2011-05-31 | 2012-12-05 | 日立汽车系统株式会社 | 无刷电机的驱动装置及驱动方法 |
| JP2016167981A (ja) * | 2016-06-23 | 2016-09-15 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | ブラシレスモータの駆動装置 |
| JP2021057984A (ja) * | 2019-09-30 | 2021-04-08 | 株式会社アドヴィックス | 直流モータ制御装置 |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7732404B2 (en) * | 1999-12-30 | 2010-06-08 | Dexcel Ltd | Pro-nanodispersion for the delivery of cyclosporin |
| DE10160477A1 (de) * | 2001-12-08 | 2003-06-18 | Ballard Power Systems | Verfahren zur Steuerung eines Stellglieds |
| JP2004064802A (ja) * | 2002-07-24 | 2004-02-26 | Renesas Technology Corp | Ｐｗｍ型モータ駆動装置 |
| JP4506817B2 (ja) * | 2007-11-13 | 2010-07-21 | 株式会社デンソー | バルブタイミング調整装置 |
| GB0803279D0 (en) * | 2008-02-22 | 2008-04-02 | Univ Gent | Sensorless control of salient pole machines |
| JP2013027105A (ja) * | 2011-07-19 | 2013-02-04 | Toshiba Corp | モータ駆動回路、および、モータ駆動システム |
| DE102012024400A1 (de) * | 2012-12-13 | 2014-06-18 | Wabco Gmbh | Verdichter zur Erzeugung von Druckluft, Druckluftversorgungsanlage, pneuma-tisches System und Verfahren zum Betrieb eines Verdichters |
| CN204031026U (zh) * | 2014-07-30 | 2014-12-17 | 中山大洋电机股份有限公司 | 一种ecm电机 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3210354C2 (de) * | 1982-03-20 | 1985-07-18 | Arthur Pfeiffer Vakuumtechnik Wetzlar Gmbh, 6334 Asslar | Antrieb für Turbomolekularpumpen |
| US4743815A (en) * | 1987-09-01 | 1988-05-10 | Emerson Electric Co. | Brushless permanent magnet motor system |
| JP2502620B2 (ja) * | 1987-09-04 | 1996-05-29 | 松下電器産業株式会社 | ブラシレスモ―タの駆動装置 |
| US4912378A (en) * | 1988-07-21 | 1990-03-27 | Emerson Electric Co. | Third harmonic commutation control system and method |
| US4928043A (en) * | 1988-11-14 | 1990-05-22 | Synektron Corporation | Back EMF sampling circuit for phase locked loop motor control |
| US5339013A (en) * | 1990-02-14 | 1994-08-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for driving a brushless motor including varying the duty cycle in response to variations in the rotational speed |
-
1997
- 1997-08-11 JP JP9216260A patent/JPH1169867A/ja active Pending
-
1998
- 1998-08-06 US US09/129,995 patent/US6064163A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005113874A (ja) * | 2003-10-10 | 2005-04-28 | Erc:Kk | 真空制御システム |
| US7400109B2 (en) | 2004-07-09 | 2008-07-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inverter circuit and compressor |
| JP2007037398A (ja) * | 2005-07-22 | 2007-02-08 | Taida Electronic Ind Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP4642713B2 (ja) * | 2005-07-22 | 2011-03-02 | 台達電子工業股▲ふん▼有限公司 | モータ制御装置 |
| JP2007110788A (ja) * | 2005-10-11 | 2007-04-26 | Nsk Ltd | 電動式ステアリング装置 |
| JP2010512723A (ja) * | 2006-12-08 | 2010-04-22 | バリドゥス・ディーシー・システムズ，エルエルシー | Ｄｃ電源システム |
| KR101378503B1 (ko) * | 2006-12-08 | 2014-03-27 | 바리두스 디씨 시스템즈, 엘엘씨 | Ｄｃ 전력 시스템 |
| JP2009261223A (ja) * | 2008-03-26 | 2009-11-05 | Mitsuba Corp | モータ制御回路 |
| JP2010063301A (ja) * | 2008-09-05 | 2010-03-18 | Sanden Corp | インバータ装置 |
| CN102811006A (zh) * | 2011-05-31 | 2012-12-05 | 日立汽车系统株式会社 | 无刷电机的驱动装置及驱动方法 |
| JP2012253844A (ja) * | 2011-05-31 | 2012-12-20 | Hitachi Automotive Systems Ltd | ブラシレスモータの駆動装置 |
| US8773060B2 (en) | 2011-05-31 | 2014-07-08 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Brushless motor drive device and drive method |
| JP2016167981A (ja) * | 2016-06-23 | 2016-09-15 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | ブラシレスモータの駆動装置 |
| JP2021057984A (ja) * | 2019-09-30 | 2021-04-08 | 株式会社アドヴィックス | 直流モータ制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6064163A (en) | 2000-05-16 |
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