JPH11513230A - デジタル電話用エコーキャンセリングシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 通信システム用エコーキャンセリングシステムを提供する。本システムは、通話復号器（３０）で再構成された通話信号を処理する適応型フィルタ（３４）を有し、エコー推定値を生成する。このエコー推定値は通信リンク中を伝播するエコーを含んだ信号から差し引かれ、エコーを抑圧するか少なくとも低減する。適応型フィルタのタップ係数はエコー推定値と実際のエコー間の相違を表す誤差信号及び前記再構成された通話信号の成分である信号要素に基づいて決定される。この信号要素は非相関フィルタ（３８）を使用することにより高度に非相関化され、この適応型フィルタのより速い収束を可能ならしめ、エコーのリターン損失を増加できる。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称 デジタル電話用エコーキャンセリングシステム発明の属する分野 本発明は、通信線で発生するエコーを抑圧する方法及びそのシステムに関する 。特に、本発明は通話モデルパラメータおよび励振信号からなる符号化音声信号 を伝送するのに有効なシステムである。具体的は、本発明は符号化音声信号から 出力される励振信号をエコーの抑圧に有効な適応型フィルタの学習に使用したも のである。この励起信号は多くの周波数成分を有し、適応型フィルタの収束率を 増加させエコーのリターン損失を増加させるものである。発明の背景 典型的な電話網では、ハイブリッド変換器が公衆電話網（ＰＳＴＮ）単方向４ ワイヤ回線とローカル（加入者系）２ワイヤループとの間に接続されている。ハ イブリッド変換器の基本的な役割は加入者系で生じて送信される信号を、ＰＳＴ Ｎ側で受信される信号と分離し、及びその逆方向において両信号を分離すること にある。このプセロスは信号のエネルギがＰＳＴＮ側から加入者系に途中で反射 されることなく伝送することによって可能である。しかし、ハイブリッド変換器 におけるインピーダンス不整合により、受信エネルギの一部が送信側に反射され る。その結果、話し手は一定の時間遅れた自分の声を聞くことになる。勿論、こ れは話の了解性を損なう。このような通信ネットワークに起因する相互作用によ って生じるエコーを「電気的エコー」と呼んでいる。 エコーを生じるもう一つの現象は、所謂ハンズフリー端末から生じるものであ る。端末のなかのスピーカーが発する音声信号は音響的な環境の中を音波として 伝搬する。そして、その音波の一部は端末のマイクロフォンによって捕らえられ る。この残留信号は話し手の耳に戻りエコーとなる。このような種類のエコーは 「音響的エコー」と呼ばれている。 エコーによる問題を避けるために、通信システムではエコーサプレッサが使用 されている。典型的なエコーサプレッサは、双方向に伝搬する音声信号をモニタ するスイッチである。エコーサプレッサはどちらの者が通話中かを検出し、反対 方向に伝搬される信号を阻止する。つまり、本質的には、エコーサプレッサは、 通信リンクを単一パスとし、同時には一人の者のみが話し手となるようにするも のである。そのようなエコーサプレッサの不利益は加入者がすばやく互いに会話 をするとき話頭が切断されやすい傾向となることである。このような話頭切断は 、エコーサプレッサが十分速く方向を切り換えることが出来ないことによる。さ らに、話し手双方が同時に発声する「ダブルトーク」のとき、エコーサプレッサ はそのエコーを制御することが不可能となる。 エコーサプレッサのこのような問題点を解決する一つの可能性は、通信リンク の一方向の通話信号を阻止する代わりに、適応型フィルタを用いてエコーをキャ ンセルすることである。本質的に、エコーキャンセラは、エコーを合成し、その 後合成信号（通話信号＋エコー信号）からエコーを引き算するものである。もし 、エコーキャンセラが真のエコーパスをモデル化出来れば、その結果得られる信 号はエコーをほぼなくすことができる。 上記のようなエコーキャンセルを有益なものとするため、その運転に当たって は、エコー信号の各特性を測定し、それをエコーキャンセラにストアしなければ ならない。前もって、これを測定することは実際的ではない。それは、第１に、 電気的エコーでは回路の接続状態に、また音響的エコーでは音響的な環境にエコ ーが依存するからである。これは、測定を不可能でないにしても極めて困難とし ている。第２に、エコーはリンクの接続状態の変動や不安定な音響環境特性の変 動により変わることである。前述したように、この困難性を克服するひとつの方 法は適応型フィルタの使用である。適応型フィルタは、エコーの特性を順次特定 し、エコーのキャンセルを行う。しかし、適応形エコーキャンセラがそのエコー 特性について前もって何らの知識なしにエコー信号をモデル化できるにしても、 最終的な解に到達するにはある有限な学習時間が必要である。この解に到達する までの収束速度は適応形エコーキャンセラがどの程度の速さで許容できる誤差レ ベルに到達するかによって決められる。このような訳で、エコーは通話の始めの 部分で発生する。それは、通話の始めの部分では適応型フィルタは学習プロセス を始めたばかりであり、エラー信号の振幅は未だ最適値となっていないからであ る。加えて、使用者はその通話が新しいリンクに切り換えられたとき短い期間の 電気的エコーを聞く。音響的エコーについては、エコー特性は時間的に変動する 点が問題である。このような環境下でのエコーキャンセラでは速い収束速度が要 求される。 典型的な適応形フィルタの収束時間は、初期学習の後２〜３秒程度である。従 って、通話の始めにおいて、使用者が少なくともある程度のエコーが聞える期間 がある。この問題は特にセルラ電話システムで問題となる。セルラ電話システム では、システムの加入者は一つの受信セルから他のセルに移動する。従って、移 動先のセルにおいて、エコーキャンセリングの学習プロセスが再度繰り返されな ければならなくなる。このことは、短いが通話者からの苦情の原因となる期間を 含むこととなる。 線型エコーの発生は以下のようにモデル化できる。 ここで、Ｙ(k)はエコー信号のｋ番めの出力サンプルである。 ω(k)は、ランダム雑音あるいはモデル化誤差である。 ｘ(k)は、ソース信号のｋ番めの入力サンプルである。 Ｎ−１は、モデル化の次数である。 エコーは、適応型フィルタを用いることによって効果的にキャンセルできる。 この適応型フィルタはフィルタ出力Ａ(k)によってＹ(k)を推定し、エコーを伴う 通話信号をゼロにする。適応型フィルタの出力は次式で表される エコーは次式で示される誤差e(k)が２つの値間で最小となるときに、ゼロ近づく 。 適応型フィルタの係数は出力の２乗平均誤差（ＭＳＥ）Ｅ[e²(k)]が最小とな るように調整される。 一定の学習期間の後、適応型フィルタは収束し、その係数は以下のようになる 。 上記解の解法には、誤差が最少となるような解を求める方法が発見されている 。これは、適応アルゴリズムと呼ばれる。２つのよく知られた適応アルゴリズム がある。即ち、最小２乗法と回帰型最小２乗法（recursive least squares）で ある。前者はその構成が簡単であり、後者は学習速度が比較的速いという特徴を 有する。これらのアルゴリズムはデジタル電話技術において周知であるのでここ では詳しくは述べない。 最小２乗法は入力が白色（ランダムなこと）の時に最も速く収束する。そこで 、収束速度をあげるためエコーキャンセラの入力を前もって白色化することがあ る。 これはエコーキャンセラの前に白色化フィルタを置くことにより実現できる。と ころで、固定的な白色化フィルタは統計的な意味において収束速度を向上させる ことができるのみである。即ち、それは、入力がそのフィルタの特性を表す相関 関数にマッチしているときは収束速度を向上できるが、反対にマッチしていない 時には収束速度は低下する。よりよいアプローチは適応型フィルタアルゴリズム によって白色化フィルタを取り替えることである。しかし、このような適応型白 色化フィルタは有効とはいえず、実現が困難で高価であり、最適な解決法とは言 えない。発明の目的および概要 上述した公知発明の問題点に対し、本発明の目的は、通話の間特定のエコーパ スに高速に適応できる改良されたエコーキャンリングシステムを提供することに ある。 本発明の他の目的は、従来の方法に比べて高速に動作し、エコーの予測と真の エコー間の誤差を低減してキャンセリング効果を改良することである。 さらに、本発明の他の目的は、上記エコーキャンセラを用いた通信システムを 提供することにある。 また、本発明の他の目的はエコーキャンリングシステムの収束速度向上の方法 を与えるものである。 また、本発明の他の目的は、高い収束レートを持ち、特に、エコーキャンリン グシステムに適する適応型フィルタシステムを提供することにある。 尚、ここでいう「エコーキャンセラ」なる語は、システムを定義するとき広い 意味に解釈するべきである。即ち、エコーを完全にキャンセルするものだけでな く、ほぼエコーを抑圧するもの、あるいは少なくとも部分的にもエコーの大きさ を低 減するものも含む。 本発明は通信システムのリターン（戻り）チャネルで発生するエコーの大きさ を低減するエコーキャンセラに関するものである。本発明のエコーキャンセラは 、エコー予測を生成する第１の手段を具備し、この第１の手段は通信システムの リターンチャネル中のエコーの先頭である第１の信号を受信する第１の入力と、 この第１の信号に関連し、かつ前記第１の信号よりもより非相関性(decorrelati on)のある第２の信号を受信する第２の入力を有し、さらに、上記第１の手段と 動作上関連のある第２の手段を具備し、この第２の手段は、エコー推定値に応答 し、通信システム中のリターンチャネルを伝播する信号を調整し、エコーを抑圧 するように動作する。 本発明は、ソース信号の一成分（この信号からエコー推定が生成される；前記 ソース信号より相関性が低い）を用いて適応処理を行うことによってエコーキャ ンセラの収束を速くする。この追加の信号成分を使用することによりエコーキャ ンセラの学習時間を非常に短くすることができる。 最も望ましいエコーキャンセラは適応型フィルタを含む。この適応型フィルタ は非相関化ユニットを含み、この非相関化ユニットは音声復号器で生成された再 構成通話入力を白色化する機能を有する。誤差信号e(k)を有する非相関データを 用いて、適応型フィルタの特性を変化させ、誤差信号を最小になるようにする。 非相関フィルタでは低ビットレートの通話復号器で使われるのと同じパラメータ が使われ、非相関フィルタを調整するためにはこれ以外の付加的な処理は要求さ れない。典型的には、非相関器によって抽出された情報は符号化通話信号の各フ レームに含まれる励振信号に密接に関連している。励振信号の特性として、非相 関性を有する点が挙げられる。その励振信号の非相関性は適応型フィルタが従来 のシステムに比較して最小エラーへのより速い収束速度を与えることとなる。従 来のシステムでは適応型フィルタの入力信号は相関器を通過した通話信号のみで ある。 本明細書では、「非相関」および「相関」という語はお互いに関連して定義さ れている。「非相関信号」とは、「相関信号」に比較して、そのエネルギが一定 の周波数範囲にわたって比較的均一に分布しているものである。所定の数のバン ドに分割された与えられた周波数範囲に対して、非相関信号のエネルギは相関信 号の場合よりも、より均一に、より広いバンドにわたって分布する。所定の信号 の相関性はスペクトル密度またはスペクトルエネルギ分布によって表現される。 このスペクトルエネルギ分布はある周波数範囲における信号の電力として定義さ れる。相関性のある信号は同じ周波数範囲において非相関性信号より一般的にス ペクトル密度の均一性に欠ける。例えば、時間軸で見た時、全体としてランダム であり、また予測性のない信号は、完全な非相関性信号を生じる。この非相関性 信号はある周波数範囲で平坦な周波数スペクトルを持つ。これに反し、通話信号 のような波形は高い相関性を示す。 何が相関性があり、何が非相関性かの決定は長い間隔の測定または観測が必要 であり、短い間隔では決められない。全体としてランダムな信号でも短い時間間 隔について見れば高い相関性を示す。この時、エネルギは狭い周波数バンドに集 中している。一方、長い時間間隔では、信号は非相関性となる。それは、そのエ ネルギ負荷が対象とする全周波数バンドを「歩き回る(walk)」からである。これ に反して、相関性のある信号では、エネルギの殆どは規則正しく周波数バンドの 中の狭い範囲にある。例をあげれば、通話符号における「長い間隔」とは、２０ ないし４０ｍ秒のオーダの期間である。 以上のように本発明の概要を述べたが、本発明の実施の形態に示されるように 、非相関フィルタのパラメータは音声復号器と同時に更新される。それは、通常 、符号化通話信号の各フレーム毎に行われる。非相関フィルタの更新のやり方は 単純に音声復号器の係数のコピーによってなされる。 最も好ましい実施の形態では、エコーキャンセラは、新たな最小２乗法アルゴ リズムを使用し、適応型フィルタのパラメータを更新し、誤差信号を小さく保つ 。このアルゴリズムは次のような３つの入力を使用する。 Ａ）誤差信号e(k) Ｂ）非相関フィルタの出力の指数平均である電力推定信号 Ｃ）非相関信号の出力を基に生成された多くのサブパラメータ 適応アルゴリズムはエコーキャンセラの適応型フィルタとお互いに密接な関係 を保っ一組の係数を計算する。 ここで具体的に、かつ簡単に本願にかかる発明を記載する。 本発明は通信システムを提供し、この通信システムは、 −通話信号を再構成するために、係数データと励振信号を受信する音声復号器 と、 −エコーが発生するリターンチャネルと、 −このリターンチャネルで生じるエコーの大きさを低減するエコーキャンセラ とからなり、 このエコーキャンセラは、 a)前記リターンチャネルのエコーの推定を生成する第１の手段を有し、この第１ の手段は、 Ｉ）前記再構成された通話信号を受信する前記音声復号器と関連する第１の入 力と、 II）前記再構成された信号よりもより非相関性のある通話信号の成分を受信す る第２の入力と、 III）前記エコー推定と真のエコー推定間の差を表わす誤差信号を受信する第 ３の入力と、 IV）前記第１、第２、第３の入力に基づいて信号処理を行い、エコー推定信号 を出力する手段とを有し、 b)さらに、前記第１の手段との関連において動作する第２の手段を有し、この第 ２の手段はエコー推定に応答しリターンチャネルの信号伝搬特性を調整して、エ コーを抑圧し、 c)前記エコー推定とリターンチャネルを伝搬する実際のエコー間の誤差信号を計 算する誤差検出器を有し、この誤差検出器は、第３の入力と関連して動作し、誤 差信号を供給する。 次に、他の発明についても、簡単・具体的に記述する。 この発明は以下の要素の組み合わせから構成されるものである。即ち、 本発明は、 −再構成された通話信号を生成するための音声復号器と、 −前記再構成された通話信号のエコーを推定する手段を有し、この手段は、適 応型フィルタと処理手段とを有し、 -この適応型フィルタは、前記音声復号器との関連で動作し、再構成され た通話信号を調整し、順次エコーの推定を行い、複数の係数によって決定される 伝達関数を有し、 - 前記処理手段は、 a)前記の再構成された通話信号から派生され、前記再構成された通話信 号よりもより非相関性のある信号を受信する第１の入力と、 b)前記エコーの推定と所望の出力間の差を示す誤差信号を受信する第２ の入力を有し、この処理手段は第１の入力の信号及び前記誤差信号から前記複数 の係数を少なくとも部分的に決定する。 さらに、別の発明について、簡単・具体的に記述する。 本発明は通信システムにおけるリターンチャネルのエコーの大きさを低減する エコーキャンセラの収束率を増加させる方法に関するもので、このエコーキャン セラは、 −エコー推定を行う第１の手段を有し、この第１の手段は通信システムのリタ ーンチャネルにおけるエコーの先頭である第１の信号を受信する入力を有し、 −前記第１の手段と関連して動作する第２の手段を有し、この第２の手段は、 前記エコー推定値に応答し、 通信システムのリターンチャネルを伝搬する信号を調整し、エコーを抑圧し、 さらにこの方法は、 −前記第１の手段に前記第１の信号から派生される前記第２の信号を供給し 、前記第２の信号は前記第１の信号よりもより非相関性を有し、前記第１及び第 ２の信号は前記エコー推定を生成する第１の手段に影響を与え、前記第２の信号 によって前記エコーキャンセラをより速く収束するようにさせる。 さらにまた、他の発明についても同様に説明する。 本発明は通信システムにおけるリターンチャネルのエコーの大きさを低減する 方法に関するもので、この方法は、エコー推定を行うステップと減算するステッ プとを含み、 ａ）前記のエコー推定を行うステップは、 −通信システムのリターンチャネルのエコーの先頭である第１の信号を供給 し、 −前記第１の信号を処理しそれによって前記第１の信号よりより非相関性の 第２の信号を得、 −前記エコー推定結果と通信システムのリターンチャネルを実際に伝搬する エコーとの差を表す誤差信号（第３の信号）を生成し、 −上記第１、第２及び第３の信号を処理し、前記エコー推定を行い、 ｂ）前記減算ステップは、前記リターンチャネルを伝搬する信号から前記エコー 推定を減算する。 さらに、別の発明について、簡単・具体的に記述する。 本発明は高い収束率を有する適応型フィルタシステムを与えるもので、このシ ステムは、 −フィルタの伝達関数を決定する所定数のタップ係数を有するフィルタ段を有 し、このフィルタ段はこのフィルタ段によって調整される第１の信号を受信する 入力を有し、 −さらに上記タップ係数を計算する処理段を有し、 この処理段は、 −前記第１の信号の成分である第２の信号を受信する入力を有し、前記 第２の信号は前記第１の信号よりもより非相関性を有し、 −前記フィルタ段の実際の出力と所望の出力の差を表す誤差信号を受信 する入力を有し、前記処理段は、前記第２および前記誤差信号を基に少なくとも 部分的に前記タップ係数を決定する。図面の簡単な説明 図１は、２ワイヤと４ワイヤの間にハイブリッドを使用した通信リンクのブロ ック図である。 図２は、典型的な通話信号の波形を示す図である。 図３は、音声符号器の構成を示す図である。 図４は、通話再構成用音声復号器のブロック図である。 図５は、図４に示す音声復号器との関連を示すエコーキャンセラのブロック図 である。 図６は、エコーキャンセラの適応型フィルタ中で使用するための、復号化通話 信号から励振信号を再構成する回路のブロック図である。 図７は、エコーキャンセラのさらに詳細なブロック図である。 図８は、図７で示したエコーキャンセラの中の適応型フィルタを動作させるア ルゴリズムの機能ブロック図である。 図９は、図７で示した電力推定部分の機能ブロック図である。 図１０は、図７で示した係数生成ブロックの機能ブロック図である。発明の実施の形態 本発明は改良されたエコーキャンリングシステムを提供するものである。本エ コーキャンセラは特に通信リンク内の相互作用で生じる電気的エコー、あるいは 通信リンクの端で生じる音響的なフィードバックによって起こる音響的エコーの 双方を含む通信網に適するものである。説明を簡単にするため、以下に述べる発 明はセルラ電話通信網の場合を例に説明する。セルラ電話通信網ではエコーがイ ンピーダンス不整合の結果として生じる。しかし、本発明の本質はこのような特 別の通信システム環境にもエコーの特別の形である電気的エコーにも限定される ものではない。 典型的な無線通信網の一例を図１のブロック図で示す。無線通信網では地上基 地局２０で符号化通話信号を受け渡すことができる無線電話機１０を含む。地上 基地局はハイブリッド２６に接続された送信チャネル２２および受信チャネル２ ４を含んでいる。上記ハイブリッドは４ワイヤの受信／送信チャネルと２ワイヤ のローカルループ間のインターフェースを構成する。 典型的な通話の間、図２に示すような通話波形はデジタル化され、これによる 連続するバイトが継続するフレーム単位にグループ化される。これらのフレーム は符号化され個々に受信部２４に送信される。ここでは、ディジタル通話波形の １フレームの場合について考える。デジタル化されたデータは無線電話機１０内 にある図３に示す音声符号器で処理される。音声符号器は時間波形から通話の特 徴を抽出する。音声符号器２８は入力波形を解析し、発声器官の時間変化モデル と伝達関数を生成する。ここで、所定の１フレーム内では、このモデルは線形で 、かつ時間的変化を伴わないものとする。 通話波形の各フレーム毎に音声符号器２８は、励振信号と前記モデルを特徴づ ける予測係数の組を出力する。励振信号と予測係数信号の組は変調され受信チャ ネル２４に送出される。同様のプロセスが通話信号の各フレームについて反復さ れる。 受信チャネル２４では、符号化された信号が復調され、デジタル化された通話 波形は復号器３０で再構成される。復号器の伝達関数を図４に示す。復号器３０ はそれ以前に受信した通話サンプルと励振信号の線型結合によって現在の通話信 号のサンプルを生成する。その後、後処理部分３１に改善された通話信号が印加 される。即ち、復号器３０出力信号ｘ(k)はディジタル化された波形であり次式 で 表される。 ここで、ｘ(k)はｋ番目の出力サンプル n(k)は励振信号 c₁,c₂・・・・c_Mは与えられたフレームの予測係数 Mはモデルの次数であり、典型的な値としては１０である。 ここでn(k)は通話信号を再構成する音声復号器で受信された励振信号と全く同 じではないことに注意しなければならない。その差違は基本的には後処理部分３ １の存在による。この後処理部分は再構成された通話信号のいくつかの成分を除 去するからである。この２つのn(k)を区別するために、n(k)は以降再構成励振信 号とも呼ばれる。 理論的には、再構成された通話信号ｘ(k)の全エネルギはハイブリッドを通じ てローカルループに全部伝送されるべきである。しかし、ハイブリッドは入力信 号エネルギのほんの一部がインピーダンスマッチングによってリターンチャネル 側に反射される。その結果、反射された信号は送信端を経てエコーとしてソース 側に返される。人間の聴覚のエコーに対する主観的な効果は基本的には原信号に 対する往復遅延に依存する。その遅延が大体４０ミリ秒を越えるとそのエコーは はっきりと認識されるようになり、会話に支障が出る。たいていの通信システム ではこのスレッショホールド値を越え、エコーキャンセラを必要とする。 本発明による改良されたエコーキャンセラ３２の構成を図５に示す。エコーキ ャンセラ３２は通話復号器３０に接続され、また再構成通話信号ｘ(k)を入力と する。この入力に従って、エコーキャンセラ３２はエコー信号を合成し、その合 成エコー信号はローカルループから送出される通話信号とエコーによって構成さ れる複合信号Z(k)に加えられる。ローカルループ側の加入者が通話していないと き、 Z(k)はエコー信号のみとなる。エコーキャンセラが正確にエコーパスをモデル化 できれば得られる信号にはエコーが全く含まれない。エコーキャンセラは入力信 号ｘ(k)をできるだけエコーに近づけるように変更する適応型フィルタをその中 に含んでいる。フィードバック３６は適応型フィルタ３４の伝達関数を制御し、 エラー信号ｅ(k)を全く打ち消すか、少なくとも低減させる。本発明の特徴は適 応型フィルタに多くの周波数成分を有する入力を供給する非相関フィルタ３８を 設けたことにある。これによってこの適応型フィルタはより速い収束速度を得る 。非相関フィルタ３８は通話信号ｘ(k)を処理するのに通話復号器３０から供給 される予測係数値を使用して、それから励振信号n(k)を抽出する。得られた励振 信号n(k)は再構成された通話信号よりはるかに非相関化されており適応型フィル タ３４ははるかに速く誤差の小さな状態に収束する。 非相関フィルタ38のブロック図を図６に示す。ここで注意すべき点は、このフ ィルタが通話復号器と丁度逆の構成であることである。非相関フィルタの出力は 次式で表される。 ここで、c₁,c₂・・・c_Mは与えられたフレームに対する予測係数である。 予測係数は通話復号器の係数の変更と同時に書き換えられる。通話復号器３０ は一つのフレーム内では一定であるので非相関フィルタ３８は各フレームの後の みでそれを書き換えればよく、フレーム内では変化することはない。非相関フィ ルタ３８の書換えの手順はただ通話復号器３０からの予測係数をコピーするだけ で足りる。 非相関フィルタ３８の次数は１０が典型的である(フィルタの次数または値Ｍ) 。この次数はほとんどの商業的に流通している通話復号器において典型的なもの である。 図７はエコーキャンセラ３２のさらに詳細なブロック図を示すものである。図 ７には図５で示した非相関フィルタ３８と適応型フィルタ３４に加えて、係数発 生器４０と電力推定器４２の二つのブロックが示されている。これら二つのブロ ックでは各々独立に再構成された励振信号n(k)の処理を行い適応型フィルタの係 数を決定する適応型フィルタアルゴリズムに新たな追加パラメータを与える。説 明を簡単にするため、適応型フィルタ３４は図７に示したものとし、フィルタ本 体４６と適応型フィルタアルゴリズム部分４４の二つのブロックに分けられてい るものとする。これら２つの部分が実際の信号処理を行うものである。本発明の 実施の形態では、次に示す修正最小２乗アルゴリズムが使われている。 ここで、ｈiはフィルタ本体４６のｉ番めの係数 e(k)は誤差信号 ｐi(k)はｉ番めの係数 （下記を参照のこと） μは正の定数 フィルタ本体４６の係数を計算する回路のブロック図を図８に示す。誤差信号 e(k)は電力推定値で除算され係数ｐi(k)が乗算される。このようにして得られた Ｎ個の値は正の定数μでスケーリングされ適応型フィルタの係数に加算される。 上記パラメータが決定されるとこれらはフィルタ本体４６に送られる。定数μの 値は1/3Ｎより小さい値に設定すべきであり、望ましくは1/4Ｎないし1/5Ｎがよ い。 電力推定値は指数平均ｎ²(k)である。これは次式を使うことによって計算でき る。図９に伝達関数をグラフ的に示す。 最後に、係数ｐi(k)が励振信号より以下のように生成される。 p₀(k)=n(k) ｐ_i=p_(i-1)(k-1)-c_i(k)n(k) 1≦i≦M p_i(k)=p_(i-1)(k-1) M+1≦i≦N-1 ここで、c_iは音声符号器から転送されるｉ番めの係数 N-1はエコーキャンセラの次数 Mは音声復号器の次数 上記係数を生成するブロック図を図１０に示す。 Nの値の典型値は３００から２０００の間である。最も好ましい本発明の実施 の形態では３８４が採用さている。 本発明についての上記説明はいかなる限定された方法で解釈されるべきでない 。実施の形態の変形や改善が本発明の本質を逸れることなく可能であるからであ る。本発明の範囲は添付した請求の範囲およびその均等の範囲にある。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．リターンチャネル中で生じたエコーの先頭である第１の信号を送信 するフォワードチャネルを含む通信システムでエコーの大きさを低減する適応型 エコーキャンセラにおいて： 前記エコーキャンセラはエコーの推定値を生成する第１の手段とその第１の手 段と関連して動作する第２に手段とを有し、 前記第１の手段は、 a）通信システムのリターンチャネル中でエコーの先頭である第１の信号 を受信する第１の入力と、 b）前記第１の信号を生成できる音声復号器の第１の予測係数の組を受信 する第２の入力と、 c)前記第１の予測係数の組と前記第１の信号を処理して、第１の信号よ りもより非相関性のある励振信号を生成する第１の信号処理手段と、 d）前記第１の予測係数の組と前記励振信号とを処理し、第２の係数の組 を生成する第２の信号処理手段と、 e）第２の係数の組を受信し、第２係数の組によって少なくとも部分的に 決定された伝達関数に従って第１の信号を処理し、エコー推定値を生成する適応 型フィルタを有し、 前記第２の手段は、 エコー推定に応じて通信システムのリターンチャネル上を伝搬する信号を調整 し、エコーを抑圧することを特徴とする適応形エコーキャンセラ。 ２．前記エコー推定結果と通信システムのリターンチャネルを実際に伝 播するエコー間の誤差信号を計算する誤差検出手段を含み、前記第２の信号処理 手段は誤差信号を受信するための入力を有することを特徴とする請求項１記載の エコーキャンセラ。 ３．前記第２の信号処理手段は、励振信号の電力推定値を計算し、その 電力推定値を第２の係数の組の計算に利用することを特徴とする請求項２記載の エコーキャンセラ。 ４．前記第２の信号処理手段は、リターンチャネル中を伝搬する信号か らエコー推定値を減算する減算手段を含むことを特徴とする請求項３記載のエコ ーキャンセラ。 ５．前記第２の係数の組は次式で計算されることを特徴とする請求項４ 記載のエコーキャンセラ。 ここで、ｈiはＮ個の係数を含む第２の係数の組のｉ番めの係数 e(k)は誤差信号 ｐi(k)は第１の係数と相関性のある第３の係数の組のうちｉ番めの係数 μは正の定数 記載のエコーキャンセラ。 ここで、n(k)は励振信号である。 ７．係数pi(k)が以下の式で計算されることを特徴とする請求項６記載の エコーキャンセラ。 p₀(k)=n(k) ｐ_i=p_(i-1)(k-1)-c_i(k)n(k) 1≦i≦M p_i(k)=p_(i-1)(k-1) M+1≦i≦N-1 ここで、c_iは第１の係数の組のうちｉ番めの係数 Mは第１の係数中の係数の数 ８．μが1/4Nから1/5Nの範囲の値を有することを特徴とする請求項７記 載のエコーキャンセラ。 ９．Ｎが３００から２０００の範囲の値を有することを特徴とする請求 項８記載のエコーキャンセラ。 １０．リターンチャネル中で生じたエコーの先頭である第１の信号を送 信するフォワードチャネルを含む通信システムでエコーの大きさを低減する方法 において： − 前記第１の信号を生成するための音声復号器の第１の係数の組を供給し、 − 第１の係数の組と第１の信号を信号処理し、第１の信号よりもより非相関性 のある励振信号を生成し、 − 前記第１の係数の組と前記励振信号を信号処理し、第２の係数の組を生成し 、 −第２係数の組によって少なくとも部分的に決定された伝達関数を有する適応型 フィルタに第２の係数の組を供給し、 − 前記適応型フィルタによって第１の信号を信号処理し、エコーの推定値を生 成し、 −前記エコー推定値を利用して、通信システムのリターンチャネル中を伝搬する エコーを抑圧する、 ことを特徴とするエコーキャンセリング方法。 １１．前記エコー推定結果と通信システムのリターンチャネルを実際に 伝播するエコー間の誤差信号を計算するステップを含み、前記エラー信号を用い て第２の係数の組を生成することを特徴とする請求項１０記載のエコーキャンセ リング方法。 １２．前記励振信号の電力推定値を計算し、その電力推定値を第２の係 数の組の計算に利用することを特徴とする請求項１１記載のエコーキャンセリン グ方法。 １３．リターンチャネルを伝搬する信号からエコー推定値を減算するこ とを特徴とする請求項１２記載のエコーキャンセリング方法。 １４．前記第２の係数の組は次式で計算されることを特徴とする請求項 １１記載のエコーキャンセリング方法。 ここで、ｈiはＮ個の係数を含む第２の係数の組のｉ番めの係数 e(k)は誤差信号 ｐi(k)は第１の係数と相関性のある第３の係数の組のうちｉ番めの係数 μは正の定数 項１３記載のエコーキャンセリング方法。 ここで、n(k)は励振信号 １６．係数pi(k)が以下の式で計算されることを特徴とする請求項１４記 載のエコーキャンセリング方法。 p₀(k)=n(k) ｐ_i=p_(i-1)(k-1)-c_i(k)n(k) 1≦i≦M p_i(k)=p_(i-1)(k-1) M+1≦i≦N-1 ここで、c_iは第１の係数の組のうちｉ番めの係数 Mは第１の係数中の係数の数 １７．μが1/4Nから1/5Nの範囲の値を有することを特徴とする請求項１ ５記載のエコーキャンセリング方法。 １８．Ｎが３００から２０００の範囲の値を有することを特徴とする請 求項１６記載のエコーキャンセリング方法。