JPS62107533A - 伝送回路網 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明はディジタル伝送、具体的には回線網中のエコー
を相殺する装置に関する。本発明は特に音声伝送回路に
適用される。

Ｂ、従来技術 電話回路網上における双方向音声伝送は現在部分的に２
線双方線路及び部分的に一組の２本の単方向線路、特に
４線線路と呼ばれるものによってなされている。２線と
４線線路間の接続（及びその逆の接続）はいわゆるハイ
ブリッド変成器によってなされている。これ等の変成器
は全周波数帯域にわたってインピーダンスが整合した負
荷を与える事は出来ず、同じハイブリッド変成器に接続
した単方向線路間を完全に分離する事は実際には不可能
である。この結果いわゆるエコー（反響）が発生する。

即ち単方向線路の１つ上の音声信号の一部が他の単方向
線路を通って送信者に送シ戻される。

近距離通話の場合は、話者の口からの発声と耳までのフ
ィードバックの遅延は極めて短かいので、エコーは特に
問題とはならない。これ等の情況の下では、エコーはほ
とんど気付かれない。ところが、音声信号とこれに対応
して発生したエコーとの間にかなり大きな遅延が存在す
る長距離通話の場合にはエコーがわずられしくなシ、こ
れ等のエコーは除去されなければ々らない。

エコーの問題を解決するのにいくつかの解決方法がすで
に提案されている。これ等の解決方法は２つの大きなカ
テゴリー、即ちエコーの抑圧もしくはエコーの相殺（キ
ャンセル）に分類される。

前者のカテゴリーは手荒な解決方法であシ、２本の単方
向線路上の相対的エネルギ・レベルに依存して、単方向
線路の１つをスイッチして話者の一方を切り離す事を含
む。換言すれば最も大きな声の話者が勝つ。後者の解決
方法はより効果的であるが、より精巧な従ってより高価
なプロセスを含む。通常、エコー相殺過程では、エコー
のレプリカ（複製）を発生してエコーで撹乱された信号
から引算している。

エコーのレプリカの発生には単方向線路上を流れる信号
を解析してディジタル・フィルタのタップ係数を調節す
る過程が必要である。このディジタル・フィルタのイン
パルス応答はエコーの経路の応答を総合したものでなく
てはならない。理論的に説明すると、解析を行うべき時
間スロットはハイブリット変成器とエコー・キャンセラ
間の距離に相応していなくてはならない。従ってフィル
タ遅延線路も又エコーの経路と同じ長さく遅延の意味で
）ＶＣシなければならず、この事はかなシ多数のフィル
タの係数を動的に調整しなければならない事を意味する
。これ等の係数は通常、エコー・サプレッサの出力信号
とハイブリッド変成器に送られる信号との相互相関に基
ずく勾配法によって調整されている。

エコーの経路が３２ミリ秒長で、音声信号が８ＫＨ２で
サンプルされるものとすると、エコー轡フィルタのオー
ダ（係数）は２５６になる。フィルタを調節するための
計算能力はかなり高くなくてはならず、例えば毎秒４０
０Ｄ［］００回の乗算が可能でなければならない。

フィルタの係数の数、従って必要な計算能力を節約する
ために、エコー経路のインパルス応答を平坦な遅延とこ
れに続く短かいインパルス応答（短かいフィルタ）で近
似出来る事が既に注目されている。上記平坦な遅延が正
確に調節された場合に音声伝送回路網中のエコー・キャ
ンセラに必要な計算能力の減少が達成される。この様に
して使用される有限インパルス応答（ＦＩＲ）ディジタ
ル・フィルタの係数の数は２５６でなく１６乃至定する
いくつかの方法が提案されている。例えば、システムは
任意の音声トラヒックを確立する前に訓練シーケンスで
先ず初期設定される。この訓練シーケンスは電話通信が
始まる前、即ち有効な音声トラヒックが発呼者と被呼者
間に確立される前に単方向線路を介してハイブリット音
成器に送られ、この様にしてハイブリッド変成器から反
射する信号を解析して、エコー経路のインパルス応答を
プロットし、平坦遅延を測定している。

上述の方法は多くの利点があるとけ云え、いくつかの欠
点がある。先ず、通信の開始時にモニタリング及びプロ
トコルを必要とする。又比較的短時間（例えば２００ミ
リ秒）であるとは云え、例えば共通の搬送波に接続する
様な成る回路網の構造では受入れ難い。上述の方法はさ
らにマイクロ・コードをかなり必要とする。これ等の方
法は、７０Ωの命令、これに伴うメモリの空間等を必要
とし、又数ミリ秒間に５ＭＩ　ＰＳ　（１００００００
命令／秒）もの高い処理能力を必要とする。

Ｃ９発明が解決しようとする問題点 本発明の目的は、通信の開始時の訓練時間が短かく、命
令の数が少なく、高−計算処理能力を必要としない、伝
送回路網中のエコーを相殺する方法を与える事にある。

Ｄ１問題点を解決するための手段 本発明の方法は音声信号のサンプルでなくエネルギ・デ
ータを相互相関する事によってエコー経路の平坦遅延を
評価する。この機能を達成するには２段階を必要とする
。即ちエネルギの相関から始めて、粗な平坦遅延の推定
値を得て、より狭い窓中の信号のサンプルを使用して平
坦遅延推定値を調整する。

Ｅ、実施例 第２図は現在の電話回路網の２．６の要素を示すブロッ
ク図である。加入者音声端末Ｔ１と加入者音声端末Ｔ２
（図示されず）間の通信は先ず双方向線路Ｌ１を介して
中央交換装置（ＰＢＸ−構内交換）１０に進む。ＰＢＸ
ｌｏは双方向（２線）線路Ｌ’１を介して国際回線装置
１２に接続される。

装置１２内で音声信号は各々２線線路をなし、両方で４
線線路をなす１対の単方向線路Ｌ２及びＬ２′を介して
流れる。２線線路から４ｍ線路への変換はハイブリッド
変成器Ｈによって与えられる。

Ｔ１によって与えられた入力信号Ｘ　ｉ　ｎはＬ／２上
を流れ、他方Ｔ１に送られるべき出力信号ＸｏｕｔはＬ
２上を流れる。考慮している回路網上の伝送にディジタ
ル回路網部を含む場合にはアナログ−ディジタル（Ａ／
Ｄ）及びディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換はディジ
タル処理装置１４内で行われなくてはならない。

ハイブリッド変成器の負荷の整合が音声周波数帯域内で
完全であると、Ｔ２（図示されず）Ｋよって発生したＸ
　ｏ　ｕ　を信号は完全にＬ’１　、ＰＢＸｌｏ及びＬ
ｌを通ってＴ１に向う。実際には、完全な整合はあり得
ないので、Ｘｏｕｔの一部はエコーとしてＨ及びＬ’２
を通ってＴ２に送り戻される。従つて、Ｘｊｎ　がエコ
ーによって妨害される。

第３図はエコーを相殺するための通常の装置を示す。デ
ィジタル・フィルタ１６は出経路に接続され、ディジタ
ル信号サンプルｘ（ｔＬ）が供給される。フィルタの係
数Ｃ（Ｋ）は係数設定装置１８によってセットされ、フ
ィルタ１６は理想的にはＴ１によって信号が与えられて
いないものとして、Ａ／Ｄ変換器に送られる信号ｙ（ｔ
）のディジタル表示の正確なレプリカである信号ｙ’（
ｆＬ）を発生しなければならない。この様にしてフィル
タの出力をＡ／Ｄの出力から減算して、エコー２（＝＝
）を相殺する。動作時の係数設定は通常勾配法を使用し
て行われ、従って数回の近似段階の後に達成される。こ
れ等の設定値は通信中に時々更新する必要がある。

既に説明したように、フィルタは完全にエコー経路と整
合していなければならないから、理論的には多数のタッ
プ及び係数を必要とする。実際には、フィルタの動作は
サンプル、（ｎ）に対して乗算を行い、その結果を加算
するプログラム制御マイクロプロセッサを使用して行わ
れる。計算の作業量はかなシ多くなり、全装置が使用不
能になる。

完全なレプリカ発生装置はエコー経路のインパルス応答
と完全に一致するインパルス応答を有しなければならな
い。エコー経路のインパルス応答のディジタル表示を第
４図に示す。この図は平坦な部分とこれに続くハイブリ
ッド変成器のインパルス応答を示している。エコーのレ
プリカ発生装置も同じ全応答を与えなくてはならない。

エコー相殺処理の負担を妥当なレベルに制限するだめの
１つの解決方法は、従って第４図に示したフィルタの前
に平坦遅延線を使用する事を含む。

換言すると、遅延したサンプルの一部だけがゲイジクル
リフィルタによって効果的に処理され、従ってフィルタ
１６の遅延線の１部だけが第１図のフィルタに使用され
る。従って係数設定装置１８は係数を初期設定するだめ
の装置２０及び係数値を更新するだめの装置２２を含む
だけでなく初期設定段階中に平坦遅延線の長さをその最
適値に調整する装置を含む。ここで解決しなければなら
ない主な問題はハイブリッド変成器のインパルス応答を
合成するフィルタを最適化するために平坦遅延線の長さ
をどの様にして調整するかにある。

本発明の方法の詳細を第５図に従って説明する。

この方法は短時間（例えば２ミリ秒）の出（Ｘｏｕｔ）
と入（Ｘｉｎ）信号のエネルギ値を相互相関して粗な平
坦遅延値を決定し、次に限定した数の音声信号サンプル
Ｘｏｕｔ（ｎ）及び）ｉｎ（ｎ）を相互相関する事によ
って、よシ正確に最適な平坦遅延長を決定する事に基づ
く。

本発明の装置を組込む回路網にはＰＣＭブロック圧伸（
ＢＣＰＣＭ）符号選択技法を使用したディジタル符号装
置が与えられている事を想起されたー。ＢＣＰＣＭでは
音声信号は２０ミリ秒の相継ぐセグメントに分割され、
各セグメントが例えば２５６のサンプルのブロックを与
える。これ等のサンプルが一緒にブロックとして符号化
され、電話回路網上に伝送される。従ってＸｏｕｔ（ｆ
Ｌ）及びＸｉｎ（ｗ）　　はこの様な２０ミリ秒長のサ
ンプルのブロックを含む。

第５図に示した方法は平坦遅延の決定に使用する２つの
相互相関形成ブロック１０６及び１０７を含んでいる。

理想的には、相互相関は入力及び出力の音声シーケンス
Ｘ１ｏ（？ｌ）及びＸｏｕｔ（？Ｉ）間で評価する事が
好ましいが、この計算にはかなりの処理の負担がかかる
。処理の負担を出来るだけ低くして、利用可能な計算能
力を音声の圧縮／伸長の様な他のタスクの実行に使用す
るために、ハイブリッド平坦遅延の２段階決定が扮案さ
れる。

音声信号Ｘｏｕｔのエネルギを生ず装置１００中で２ミ
リ秒のブロックについて計算する。結果のＮ１個のサン
プルのシーケンス即ち出力エネルギ・ブロックｗ（％）
（２０ミリ秒のブロック当りＮ１−１０）を遅延線１［
］２に送る。遅延線１０２／ｄＮ２個のタップを含む。

Ｎ２は次の式を満足する様に選択される。

Ｎ２Ｘ２ｍ秒≧Ｔｍａｙ ここでＴｍａｘけ最大の予想されるノ・イブリッド変成
器インパルス応答の持続時間である。実際には、Ｔｍａ
ｘ（３２ｍ秒であるからＮ２＝１６である。信号Ｘｏｕ
ｔ（ｎ）は又、Ｔｍａｘ／８　Ｋ　Ｈｚ　（実際には２
５６）のタップより成る遅延線１０３にも送られる。遅
延線１０３は又エコー・キャンセラ・フィルタ１０４に
も使用される。

大信号Ｘｊｎ（ｎ）は比信号Ｘｏｕｔ（ｆＬ）と同じ様
に処理される。即ち、そのエネルギは装置１０５で２ミ
リ秒のブロック毎に計算され、２０ミリ秒のブロック当
りＮ１＝１０のシーケンス値ｖ（−）を与える。従って
υ（ｔＬ）は入力エネルギ・ブロックを表わしている・ 各２０ミリ秒のブロック毎に、これ等の１０個の値が装
置１０６に送られ、ここで次の記号で示すシーケンス間
の相互相関関数Ｒ（ｋ）を計算する。

ｍ（ｎ）　（ｎ＝１．・・・・、　Ｎ１−１０）ｖｎ′
（ｆｔ）（ｎ　＝　１．　”・・、　（Ｎ２　＋Ｎ１　
）　＝　２　にこでｗ（ｎ）シーケンスの最後のＮ１個
のサンプルは、現在のブロックに対応するｗ（−１シー
ケンスのＮ１個のサンプルを表わし、一方、’（Ｒ）ｌ
　４　ス旭 シーケンスの最初のＮ２個のサンプルは、遅延線１０２
によって遅延した前のサンプルを表わす。

ｋ＝０．・・・・、Ｎ２ Ｒ（ｋ）関数の最大値を求めるために、エコー経路中の
平坦遅延ＦＤＬの粗な値を決定する。Ｒ（ｘ）の最大値
の位置が粗な平坦遅延値を示す。エコー・キャンセラ・
フィルタ遅延線１０３は従って特にことわらないかぎυ
ＦＤＬと呼ぶ粗な平坦な遅延部分（ＦＤＬＸ１６）を与
える様に調節される。

相互相関がエネルギ・シーケンスについて計算されたが
、各エネルギ値ｆｄ２ミリ秒の音声（１６個の音声のサ
ンプル）についてであった。上述の如く、この戦略の目
標は処理の負担を軽減するため各２０ミリ秒のブロック
のための式（１）を計算する事である。処理の負担は１
人カブロック当シＮ２ｘＮ１．＝１６Ｘ１０＝１６０回
の積、即ち８ＫＨｚの入力サンプル当シ１つの積の計算
になる。

しかしながら、処理の負担が極めて軽く彦ったとは云え
、−族エコーの平坦遅延ＦＤＬを求めてし捷うと、１６
個のサンプルの不確実性が常に残る。しかしながらこの
不確実性は第２の段階で解決する。第２の段階では音声
サンプル自体の相互相関を装置１０７で計算する。この
装置１０７は一方に入力サンプルＸｊｎ（ｎ）及び他方
に粗な推定遅延線ＦＤＬＫよって遅延した出力サンプル
Ｘｏｕｔ（ｎＦＤＬ）を受入れて次の別の相互相関関数
を計算する。

ｎ＝１ に＝Ｎ　　　　−＠・・　　Ｎ ν　　Ｉ２ Ｎ３は範囲内に選択される。

Ｎ２〈Ｎ３〈Ｎ１ＸＮ２ ここで、Ｘｏｕｔの指標の負の値は遅延線１０６中に記
憶されている前のサンプルを参照している事に注意され
たい。

最大値を求めてＲ’（ｋ）を検べる事により遅延のイン
クレメント即ちデルタ遅延（ＤＦＤＬ）がわかる。この
値はＤＦＤＬの変動値によって平坦遅延線１０６をより
正確に調節するのに使用する。

実際に、本発明の方法は唯一つのＲ（ｋ）関数を直接使
用するのでなく、相関関数のピークのヒストグラムを考
える事によってさらに改良される。

この目的のために、所定の数の相継ぐブロックについて
いくつかの相互相関関数を累積する。次にＦＤＬＯ値を
ヒストグラムのピークによって調整する。

又、本発明の方法は再びｖ（ｎ）及びｗ（ｔＬ）シーケ
ンスの微分の符号に基づいてＲ（ｋ）を計算する事によ
ってさらに改良される。これによってハイブリッド利得
が高い場合に生ずるスケーリングの問題が自動的に解決
される。

一度Ｆ　Ｄ’Ｌ及びＤＦＤＬが決定されると、エコー・
キャンセラ・フィルタ１０４はこのフィルタ１０４の前
にある。（１６ＦＤＬ＋ＤＦＤＬ）の長さの平坦遅延を
与える様に調節した遅延線１０６で付勢される。このフ
ィルタ１０４のタップはエコー・キャンセラ適応装置１
１０及び通常の勾配法を使用して調整される。

実際の平坦遅延の決定では３乃至４個、即ち６０乃至８
０ミリ秒のブロックの計算をする。従って、本発明の方
法は最初に受取って一声中もしくは伝送中及びダイアル
・トーン中に処理される。

この場合、この信号の短時間の定常性がＲ（ｘ）の解析
を改良する事が期待される。

ＦＯＬ及びＤＦＤＬを計算し、平坦遅延線を調整するこ
の所謂学習期間中は、システムはエコー抑圧モードで動
作する。この目的のために、２ミリ秒ブロック・エネル
ギＷ　（？ｌ）及びｗ（ｎ）を装置ＳＵＭ中で累積して
、夫々エネルギ表示ＥＬ及びＥＲを与える。これ等の２
つの値はエコー抑圧スイッチ１０８を制御するのに使用
される。この制御は比ＥＬ／ＥＲを所与の閾値と比較す
る事によって行われる。もしＥＬ／ＥＲが１よシ大きい
とエコー抑圧フラッグ発生器１０９が０フラツグを発生
し、スイッチ１０８は閉じたままである。それ以外の時
はＥ　Ｌ／Ｅ　Ｒ比を予定の閾値αと比較してエコー抑
圧フラッグを１にセットしなければならないかどうかを
決定する。ＥＬ／ＥＲがαに近いあい寸いな状態が発生
するが、この場合はいくつかのＥＬ／ＥＲを相継いで測
定して、セットの選択の確定の助けにする。

Ｆ０発明の詳細 な説明したように、本発明によれば、通信の開始時の訓
練時間が短かく、命令の数が少なく、高い計算処理能力
を必要とせず、伝送回路中のエコーを相殺する方法が与
えられる。

【図面の簡単な説明】

第１図はエコー・キャンセラのブロック図である。第２
図は電話回路網の１部のブロック図である。第６図は通
常の電話回路網内のエコー・キャンセラの位置を示す図
である。第４図はエコー・キャンセラ・フィルタのイン
パルス応答を示ス図である。第５図は本発明を詳細に示
すブロック図である。 １０・・・・中央交換装置、１２・・・・国際回線装置
、１４・・・・デイジメル処理装置、１６・・・・ディ
ジタル・フィルタ、１８・・・・係数設定装置、２０・
・・・初期設定装置、２２・・・・係数更新装置、１０
０・・・・エネルギ計算装置、１０２．１０６・・・・
遅延線、１０４・・・晦エコー拳キャンセラ・フィルり
、１０５・・・・エネルギ計算ブロック、１ａ６・・・
・粗平坦遅延推定装置、１０７・・・・密平坦遅延推定
装置、１０８・・・働エコー抑圧スイッチ、１０９・・
−１エコー抑圧フラッグ発生装置、１１０・・・・エコ
ー・キャンセラ適応装置、Ｈ・・・・ハイブリッド変成
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 端末装置に供給すべき出力信号が入力信号内でフィード
   バック信号またはエコー信号を発生し、１部にだけフィ
   ルタ・タップ及び係数を有し、残りの部分が平坦遅延を
   与える様に構成されたフィルタ遅延線を含み上記出力信
   号を入力して上記入力信号から減算されるエコーのレプ
   リカを発生する適応性ディジタル・フィルタを有する双
   方向伝送回路網において、 （ａ）相継ぐ出力サンプルのブロックのエネルギを測定
   して、遅延して出力エネルギ値のｗ（ｎ）のブロックの
   遅延シーケンスを導出し、 （ｂ）相継ぐ入力サンプルのブロックのエネルギを測定
   して、入力エネルギ値ｖ（ｎ）のブロックを導出し、 （ｃ）一定期間にわたる上記ｗ（ｎ）とｖ（ｎ）の相互
   相関関数を求め、 （ｄ）上記ブロックのエネルギの相互相関関数の最大値
   を検出して平坦遅延の長さを決定し、 （ｅ）これによつてエコーのレプリカの平坦遅延線の長
   さを設定する段階を有する、 伝送回路網における平坦遅延の決定方法。