JPH07212279A - 反響消去装置 - Google Patents
反響消去装置Info
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- JPH07212279A JPH07212279A JP559794A JP559794A JPH07212279A JP H07212279 A JPH07212279 A JP H07212279A JP 559794 A JP559794 A JP 559794A JP 559794 A JP559794 A JP 559794A JP H07212279 A JPH07212279 A JP H07212279A
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Abstract
安定に動作し、収束速度を遅くすることなく、大きな反
響消去量を得る。 【構成】 入力信号x(n) からベクトルx(n) 、その
ノルム‖x(n) ‖2 を得る。x(n) 、反響信号y(n)
、残差信号e(n) から回路23で反響路の騒音レベル
を検出し、これに応じた正定数βを決定する。回路25
でのe(n) x(n)/(‖x(n) ‖2 +β)(α:ス
テップサイズ)を演算し、その結果を前回の推定反響路
インパルス応答h(n) ′に加算してh(n+1) ′とし
て擬似反響路に設定する。
Description
び拡声通話系などにおいてハウリングの原因および聴覚
上の障害となる反響信号を、反響路の特性を推定して設
定した擬似反響路よりの信号により消去する反響消去装
置、特に反響路の特性推定を学習同定法あるいはES法
により行う反響消去装置に関するものである。
通話性能に優れ、反響感の少ない通話装置の提供が望ま
れている。この要求を満たすものとして反響消去装置が
ある。図6は従来の反響消去装置の一例を示すブロック
図で、拡声通話の場合を示している。受信信号(入力信
号)x(t) を受ける受話入力端1からスピーカ2に至る
受話系と、マイクロホン3から送話出力端4に至る送話
系とからなる通話系において、A/D変換器5により受
話信号x(t) がサンプル値化され、その受話信号x(n)
が擬似反響路6へ供給され、擬似反響路6からの擬似反
響信号y(n) ′を、マイクロホン3から入力され、A/
D変換器7によりサンプル値化された反響信号y(n) か
ら減算器8で差し引くことにより反響信号y(n) は消去
され、その消去された残りの信号がD/A変換器9でア
ナログ信号に変換されて送話出力端4へ出力される。
動に追従する必要がある。この構成例において擬似反響
路6はディジタルFIRフィルタを用いて構成し、残差
信号e(n) =y(n) −y(n) ′が0に近づくように、例
えばLMS法、学習同定法またはES法などを用いた推
定回路12によってフィルタ係数の逐次修正を行なう。
このように擬似反響路6の修正が行なわれることによっ
て、常に最適な反響消去が維持される。
(1)式に従って逐次修正され、擬似反響路6のインパ
ルス応答h(n) ′は新の反響路のインパルス応答h
(n) に近づいてゆく。 h(n+1) ′=h(n)′+αe(n) x(n) /‖x(n) ‖2 (1) ただし、h (n)′=(h1(n)′, h2(n)′, …, hL (n) ′)
T :擬似反響路(FIRフィルタ)6のインパルス応
答、つまりフィルタ係数x (n) =(x(n),x(n-1),…, x(n-L+1))T :受話信
号ベクトル α:ステップサイズ(スカラ量) e(n) :残差信号(=y(n) −y(n) ′) y(n) ′=h(n) ′T x(n) L:擬似反響路6のタップ数T :ベクトルの転置 n:離散化時間 ‖x(n) ‖:ベクトルx(n) のノルム演算 図7は学習同定法を用いた推定回路12の内部の一例を
示したものである。
受話信号ベクトルx(n) とされると共にノルム演算回
路14で‖x(n) ‖2 が演算される。ステップサイズ
記憶回路15にはステップサイズαが記憶される。x
(n) ,‖x(n) ‖2 ,e(n) ,αは修正情報生成回路
16に供給されて αe(n) x(n) /‖x(n) ‖2 (2) が演算され、その演算結果は加算器17へ供給されてタ
ップ係数記憶回路18からのh(n) ′に加算されて
h(n+1) ′が得られる。その演算結果h(n+1)′は
擬似反響路6へ出力されると同時に、タップ係数記憶回
路18の値を更新する。
式に従って逐次修正され、擬似反響路6のインパルス応
答h(n) ′は真の反響路11のインパルス応答h
(n) に近づいてゆく。ES法は、学習同定法において従
来スカラ量として与えられていたステップサイズαをス
テップサイズ行列Aという対角行列に拡張したもの
で、音響エコー経路の変動特性に着目した手法である
(詳細は特願昭63−45163に記載されている)。
ES法により、収束速度を学習同定法の約2倍に改善で
きる。ES法により擬似反響路6は次の(3)式に従っ
て逐次修正され、擬似反響路6のインパルス応答h
(n) ′は真の反響路11のインパルス応答h(n) に近
づいてゆく。
行列 αi =α0 λi-1 (i=1,2,…,L) λ:インパルス応答変動量の減衰率(0<λ<1) 図8はES法を用いた推定回路12の内部の一例を示し
たものであり、図7と対応する部分には同一符号を付け
てある。
受話信号ベクトルx(n) とされると共にノルム演算回
路14で‖x(n) ‖2 が演算される。ステップサイズ
行列記憶回路19にはステップサイズ行列Aが記憶さ
れる。x(n) ,‖x(n) ‖2 ,e(n) ,Aは修正
情報生成回路21に供給されて Ae(n) x(n) /‖x(n) ‖2 (4) が演算され、その出力は加算器17へ供給されてタップ
係数記憶回路18からのh(n) ′に加算されてh(n
+1) ′が得られる。この演算結果h(n+1) ′は擬似反
響路6へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路18
の値を更新する。
式に従って逐次修正され、擬似反響路6のインパルス応
答h(n) ′は真の反響路11のインパルス応答h
(n) に近づいてゆく。
法は、入力信号が白色信号のように定常な信号であれば
安定した動作を示す。しかし、音声信号のように語と語
の区切り、息継ぎなどによって無音区間が生じる場合に
は、学習同定法の(1)式およびES法の(3)式は、
入力信号ベクトルx(n) が零となって零除算を行なう
ことになるため発散し、擬似反響路(フィルタ)6は大
きく乱れる。その結果、このような無音区間では反響消
去量が低下するという問題があった。実際の反響消去装
置では、入力信号がないときには擬似反響路の適応修正
を止めるなどの対策(ダブルトーク制御)が講じられて
いるが、微小時間の無音区間にまでダブルトーク制御を
適用するのは困難であり、その解決策が強く求められて
いた。
もので、学習同定法あるいはES法を用いるが、微小時
間の無音区間がある場合にも収束速度を遅くすることな
く反響消去量の大きな反響消去装置を提供することを目
的とする。
算防止用の正の定数βが記憶部に記憶され、その定数β
は反響路の騒音レベルに応じてそれが大きいと大きく選
定されている。反響路の推定手段では学習同定法あるい
はES法の修正項における分母に定数βを加算して修正
演算が行われる。
に応じて適応的に決定される。
信号のように語と語の区切り、息継ぎなどによって無音
区間が生じる場合にも安定に動作し、収束速度を遅くす
ることなく反響消去量の大きな反響消去装置を得ること
ができる。学習同定法における(1)式の分母に正の定
数βを加えることにより、次の(5)式となり、微小時
間の無音区間があり、x(n) が0となる場合にも零除
算を防止する。
とにより、次の(6)式となり、微小時間の無音区間が
あり、x(n) が0となる場合にも零除算を防止する。
過ぎる場合には収束速度が遅くなってしまう。βの最適
値は周囲騒音レベルに関係し、周囲騒音レベルが小さい
場合にはβの最適値は小さく、周囲騒音レベルが大きい
場合にはβの最適値は大きい。そこで、定数βの大きさ
を周囲騒音レベルに応じて適応的に決定する。
例を示したものであり、図7と対応する部分には同一符
号を付けてある。β決定回路23で受話信号x(n) 、反
響信号y(n) 、残差信号e(n) を用いて周囲騒音レベル
を検出し、この検出騒音レベルに応じて正の定数βを決
定する。即ち受話信号x(n) がない時の残差信号e(n)
又は反響信号y(n) (送話信号零)は反響路11の騒音
であり、また反響信号が十分抑圧された時の残差信号e
(n) (送話信号零)も反響路11の騒音とほぼ一致す
る。マイクロホン3への送話信号のレベルは、その周辺
の騒音レベルより通常は十分大である。よって、前述の
ようにして求めた騒音、つまり残差信号e(n) に対する
マイクロホン3からの信号y(n) の比y(n) /e(n) は
S/Nと対応する。このS/Nに応じてこれが大きい程
大きな定数βを決定する。このS/Nとβとの関係は予
めテーブルとして持っておき、求めたS/Nでそのテー
ブルを参照してβを求めればよい。このテーブルについ
ては後述する。β記憶回路24にはこのように決定され
た正の定数βが記憶される。受話信号x(n) は受話信号
記憶回路13で受話信号ベクトルx(n) とされると共
にノルム演算回路14で‖x(n) ‖2 が演算される。
ステップサイズ記憶回路15にはステップサイズαが記
憶される。
修正情報生成回路25に供給されて αe(n) x(n) /(‖x(n) ‖2 +β) (7) が演算され、その演算結果は加算器17へ供給されてタ
ップ係数記憶回路18からのh(n) ′に加算されて
h(n+1) ′が得られる。その演算結果h(n+1)′は
擬似反響路6へ出力されると同時に、タップ係数記憶回
路18の値を更新する。
式に従って逐次修正され、擬似反響路6のインパルス応
答h(n) ′は真の反響路11のインパルス応答h
(n) に近づいてゆく。図2はES法にこの発明を適用し
た実施例を示したものであり、図8と対応する部分には
同一符号を付けてある。
号y(n) ,残差信号e(n) を用いて周囲騒音レベルを検
出し、前述と同様に正の定数βを決定する。β記憶回路
24には正の定数βが記憶される。受話信号x(n) は受
話信号記憶回路13で受話信号ベクトルx(n) とされ
ると共にノルム演算回路14で‖x(n) ‖2 が演算さ
れる。ステップサイズ行列記憶回路19にはステップサ
イズ行列Aが記憶される。
は修正情報生成回路26に供給されて Ae(n) x(n) /(‖x(n) ‖2 +β) (8) が演算され、その出力は加算器17へ供給されてタップ
係数記憶回路18からのh(n) ′に加算されてh(n
+1) ′が得られる。その演算結果h(n+1) は擬似反響
路6へ出力されると同時に、タップ係数記憶回路18の
値を更新する。
式に従って逐次修正され、擬似反響路6のインパルス応
答h(n) ′は真の反響路のインパルス応答h(n) に
近づいてゆく。図3はサブバンドエコーキャンセラにこ
の発明を適用した実施例を示したものであり、図6と対
応する部分には同一符号を付けてある。
数の周波数帯域に分割し、それぞれの帯域に擬似反響路
(適応フィルタ)を設け、それぞれの帯域で独立に反響
を消去するものである。受話入力端1からの受話信号x
(t) は周波数帯域分割回路27で周波数帯域別のN個の
実数信号xk (m) (k=0,1,…,N−1)に分割さ
れる。同様にマイクロホン3からの反響信号y(t) は周
波数帯域分割回路28で周波数帯域別のN個の実数信号
yk (m) に分割される。
があり、擬似反響路6k からの擬似反響信号yk (m) ′
を反響信号yk (m) から減算器8k で差し引くことによ
り反響信号yk (m) は消去される。ここで擬似反響路6
k は反響路11の経時変動に追従する必要があり、残差
信号ek (m) =yk (m) −yk (m) ′が0に近づくよう
に、学習同定法またはES法を用いた推定回路12k に
よって逐次推定され、擬似反響路6k の修正が行なわれ
ることによって、常に最適な反響消去が維持される。
帯域合成回路29で全周波数帯域の誤差信号e(t) に合
成される。音声信号のパワーは低周波数帯域に集中して
おり、高周波数帯域には少ない。そのため、高周波数帯
域ほど無音区間が多くなる。その結果、零除算により発
散しエコー消去量が低下するという問題は高周波数帯域
ほど深刻になる。そこで、第k番目の周波数帯域の推定
回路12k の内部に、図1または図2で述べたβの加算
を実施する。定数βの大きさは各周波数帯域ごとに、各
周波数帯域における周囲騒音レベルに応じて適応的に決
定する。この各定数βの決定は図1中のβ決定回路23
について述べたと同様にして行えばよい。この場合S/
Nとβとの関係テーブルは各周波数帯域に対して共通の
ものを用いる。このように各周波数帯域ごとにβを用い
ることにより、各周波数帯域において零除算による発散
が防止され、収束速度を遅くすることなく反響消去量の
大きな反響消去装置を提供することができる。
ョンを行なった。計算機シミュレーションには実測した
インパルス応答(512タップ、サンプリング周波数8
kHz)を使用した。受話信号には日本語および英語の
音声信号を用い、反響信号にはS/N比=−10〜50
dBとなるように近端雑音を加えた。図4は反響消去量
の収束特性の計算機シミュレーション結果である。従来
の学習同定法(実線)では音声の無音区間に反響消去量
が−15dB以下にまで劣化している。これに対して、
この発明(破線)では、収束速度を遅くすることなく音
声の無音区間においても約10dBの反響消去量を保持
している。その結果、無音区間後の反響消去量も従来の
ものに比べて10dB以上大きくできることが分かる。
量が最大となるときのβを最適値として求め、S/N比
との関係として表示したものである。βは分母項の平均
で正規化してあり、分母項の平均値に対してデシベルで
表示されている。βの最適値はS/N比と簡単な対応関
係にあり、S/N比を求めて図5に従いβを決定すれ
ば、最適な反響消去が達成できる。この図5の関係を予
め求め、これを前述したテーブルとしてもっておくこと
により、騒音レベルに応じて適応的にβを変更すること
ができる。
更したが、反響消去装置を用いる環境に応じてその騒音
レベルがある範囲内にあることがある。このような場合
はその平均的騒音レベルに応じた定数βを固定的に設定
してもよい。サブバンドエコーキャンセラにおいては低
い帯域のβは小さく、高い帯域のβは大きな値にそれぞ
れ固定的に設定されることになる。
の変動が多く、これに迅速に適応できることは大きな利
点となる。以上、擬似反響路のディジタルフィルタとし
てFIRフィルタで説明したが、他の任意のディジタル
フィルタであってもよい。
はES法の修正項における零除算を防止するため、修正
項の分母に正の定数βを加えることにより、微小時間の
無音区間がある場合にも零除算を防止し、さらに、定数
βの大きさを周囲騒音レベルに応じて適応的に決定する
ようにしたから、音声信号のように語と語の区切り、息
継ぎなどによって無音区間が生じる場合にも安定に動作
し、収束速度を遅くすることなく反響消去量の大きな反
響消去装置を得ることができる。従って通話品質が改善
される効果がある。
施例を示すブロック図。
を示すブロック図。
した実施例を示すブロック図。
ョン結果を示す説明図。
ョン結果を示す説明図。
の一例を示すブロック図。
例を示すブロック図。
Claims (3)
- 【請求項1】 反響路への入力信号を、ディジタルフィ
ルタで構成された擬似反響路へ通して擬似反響信号を
得、 その擬似反響信号を、上記入力信号が上記反響路を経由
した反響信号から差し引いて上記反響信号を消去し、 上記反響信号から上記擬似反響信号を差し引いた残差信
号と上記入力信号とから推定手段で学習同定法あるいは
ES法により上記反響路のインパルス応答を逐次推定し
て、上記擬似反響路に設定する反響消去装置において、 上記反響路の騒音レベルと対応し、これが大きいと、大
と選定された零除算防止用定数を記憶する記憶部を備
え、 上記推定手段は、上記学習同定法あるいはES法の修正
項における分母に上記零除算防止用定数を加算して演算
を行う手段であることを特徴とする反響消去装置。 - 【請求項2】 上記入力信号及び上記反響信号はそれぞ
れ複数のサブバンドに周波数帯域が分割され、これら対
応サブバンドごとに上記推定手段、上記擬似反響路、上
記記憶部がそれぞれ設けられ、上記記憶部の上記零除算
防止用定数は高い周波数帯のものが低い周波数帯のもの
より大とされていることを特徴とする請求項1記載の反
響消去装置。 - 【請求項3】 上記反響路の騒音レベルに応じて適応的
に上記零除算防止用定数を決定して上記記憶部に記憶す
る手段を備えることを特徴とする請求項1又は2記載の
反響消去装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP00559794A JP3293706B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | 反響消去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP00559794A JP3293706B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | 反響消去装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07212279A true JPH07212279A (ja) | 1995-08-11 |
JP3293706B2 JP3293706B2 (ja) | 2002-06-17 |
Family
ID=11615646
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP00559794A Expired - Lifetime JP3293706B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | 反響消去装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3293706B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6223194B1 (en) | 1997-06-11 | 2001-04-24 | Nec Corporation | Adaptive filter, step size control method thereof, and record medium therefor |
-
1994
- 1994-01-24 JP JP00559794A patent/JP3293706B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6223194B1 (en) | 1997-06-11 | 2001-04-24 | Nec Corporation | Adaptive filter, step size control method thereof, and record medium therefor |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3293706B2 (ja) | 2002-06-17 |
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Legal Events
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