JPH0472415B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ 産業上の利用分野 本発明はデイジタル伝送、具体的には回線網中
のエコーを相殺する装置に関する。本発明は特に
音声伝送回路に適用される。

Ｂ 従来技術 電話回路網上における双方向音声伝送は現在部
分的に２線双方線路及び部分的に一組の２本の単
方向線路、特に４線線路と呼ばれるものによつて
なされている。２線と４線線路間の接続（及びそ
の逆の接続）はいわゆるハイブリツド変成器によ
つてなされている。これ等の変成器は全周波数帯
域にわたつてインピーダンスが整合した負荷を与
える事は出来ず、同じハイブリツド変成器に接続
した単方向線路間を完全に分離する事は実際には
不可能である。この結果いわゆるエコー（反響）
が発生する。即ち単方向線路の１つ上の音声信号
の一部が他の単方向線路を通つて送信者に送り戻
される。

近距離通話の場合は、話者の口からの発声と耳
までのフイードバツクの遅延は極めて短かいの
で、エコーは特に問題とはならない。これ等の情
況の下では、エコーはほとんど気付かれない。と
ころが、音声信号とこれに対応して発生したエコ
ーとの間にかなり大きな遅延が存在する長距離通
話の場合にはエコーがわずらわしくなり、これ等
のエコーは除去されなければならない。

エコーの問題を解決するのにいくつかの解決方
法がすでに提案されている。これ等の解決方法は
２つの大きなカテゴリー、即ちエコーの抑圧もし
くはエコーの相殺（キヤンセル）に分類される。
前者のカテゴリーは手荒な解決方法であり、２本
の単方向線路上の相対的エネルギ・レベルに依存
して、単方向線路の１つをスイツチして話者の一
方を切り離す事を含む。換言すれば最も大きな声
の話者が勝つ。後者の解決方法はより効果的であ
るが、より精巧な従つてより高価なプロセスを含
む。通常、エコー相殺過程では、エコーのレプリ
カ（複製）を発生してエコーで攪乱された信号か
ら引算している。

エコーのレプリカの発生には単方向線路上を流
れる信号を解析してデイジタル・フイルタのタツ
プ係数を調節する過程が必要である。このデイジ
タル・フイルタのインパルス応答はエコーの経路
の応答を総合したものでなくてはならない。理論
的に説明すると、解析を行うべき時間スロツトは
ハイブリツト変成器とエコー・キヤンセラ間の距
離に相応していなくてはならない。従つてフイル
タ遅延線路も又エコーの経路と同じ長さ（遅延の
意味で）にしなければならず、こん事はかなり多
数のフイルタの係数を動的に調整しなければなら
ない事を意味する。これ等の係数は通常、エコ
ー・サプレツサの出力信号とハイブリツド変成器
に送られる信号との相互相関に基ずく勾配法によ
つて調整されている。

エコーの経路が32ミリ秒長で、音声信号が
8KHZでサンプルされるものとすると、エコー・
フイルタのオーダ（係数）は256になる。フイル
タを調節するための計算能力はかなり高くなくて
はならず、例えば毎秒4000000回の乗算が可能で
なければならない。

フイルタの係数の数、従つて必要な計算能力を
節約するために、エコー経路のインパルス応答を
平担な遅延とこれに続く短かいインパルス応答
（短かいフイルタ）で近似出来る事が既に注目さ
れている。上記平坦な遅延が正確に調節された場
合に音声伝送回路網中のエコー・キヤンセラに必
要な計算能力の減少が達成される。この様にして
使用される有限インパルス応答（FIR）デイジタ
ル・フイルタの係数の数は256でなく16乃至48に
なる。

平担遅延長（flat delay length）を推定する
いくつかの方法が提案されている。例えば、シス
テムは任意の音声トラヒツクを確立する前に訓練
シーケンスで先ず初期設定される。この訓練シー
ケンスは電話通信が始まる前、即ち有効な音声ト
ラヒツクが発呼者と被呼者間に確立される前に単
方向線路を介してハイブリツト音成器に送られ、
この様にしてハイブリツド変成器から反射する信
号を解析して、エコー経路のインパルス応答をプ
ロツトし、平坦遅延を測定している。

上述の方法は多くの利点があるとは云え、いく
つかの欠点がある。先ず、通信の開始時にモニタ
リング及びプロトコルを必要とする。又比較的短
時間（例えば200ミリ秒）であるとは云え、例え
ば共通の搬送波に接続する様な或る回路網の構造
では受入れ難い。上述の方法はさらにマイクロ・
コードをかなり必要とする。これ等の方法は、
700の命令、これに伴うメモリの空間等を必要と
し、又数ミリ秒間に5MIPS（1000000命令／秒）
もの高い処理能力を必要とする。

Ｃ 発明が解決しようとする問題点 本発明の目的は、通信の開始時の訓練時間が短
かく、命令の数が少なく、高い計算処理能力を必
要としない、伝送回路網中のエコーを相殺する方
法を与える事にある。

Ｄ 問題点を解決するための手段 本発明の方法は音声信号のサンプルでなくエネ
ルギ・データを相互相関する事によつてエコー経
路の平担遅延を評価する。この機能を達成するに
は２段階を必要とする。即ちエネルギの相関から
始めて、粗な平坦遅延の推定値を得て、より狭い
窓中の信号のサンプルを使用して平坦遅延推定値
を調整する。

Ｅ 実施例 第２図は現在の電話回路網の２，３の要素を示
すブロツク図である。加入者音声端末Ｔ１と加入
者音声端末Ｔ２（図示されず）間の通信は先ず双
方向線路Ｌ１を介して中央交換装置（PBX−構
内交換）１０に進む。PBX１０は双方向（２線）
線路L′１を介して国際回線装置１２に接続され
る。装置１２内で音声信号は各々２線線路をな
し、両方で４線線路をなす１対の単方向線路Ｌ２
及びＬ２′を介して流れる。２線線路から４線線
路への変換はハイブリツド変成器Ｈによつて与え
られる。Ｔ１によつて与えられた入力信号Xinは
L′２上を流れ、他方Ｔ１に送られるべき出力信号
XoutはＬ２上を流れる。考慮している回路網上
の伝送にデイジタル回路網部を含む場合にはアナ
ログ−デイジタル（Ａ／Ｄ）及びデイジタル−ア
ナログ（Ｄ／Ａ）変換はデイジタル処理装置１４
内で行われなくてはならない。

ハイブリツド変成器の負荷の整合が音声周波数
帯域内で完全であると、Ｔ２（図示されず）によ
つて発生したXout信号は完全にL′１、PBX１０
及びＬ１を通つてＴ１に向う。実際には、完全な
整合はあり得ないので、Xoutの一部はエコーと
してＨ及びL′２を通つてＴ２に送り戻される。従
つて、Xinがエコーによつて妨害される。

第３図はエコーを相殺するための通常の装置を
示す。デイジタル・フイルタ１６は出経路に接続
され、デイジタル信号サンプルｘ（ｎ）が供給さ
れる。フイルタの係数Ｃ（Ｋ）は係数設定装置１
８によつてセツトされ、フイルタ１６は理想的に
はＴ１によつて信号が与えられていないものとし
て、Ａ／Ｄ変換器に送られる信号ｙ（ｔ）のデイ
ジタル表示の正確なレプリカである信号y′（ｎ）
を発生しなければならない。この様にしてフイル
タの出力をＡ／Ｄの出力から減算して、エコーｚ
（ｎ）を相殺する。動作時の係数設定は通常勾配
法を使用して行われ、従つて数回の近似段階の後
に達成される。これ等の設定値は通信中に時々更
新する必要がある。

既に説明したように、フイルタは完全にエコー
経路と整合していなければならないから、理論的
には多数のタツプ及び係数を必要とする。実際に
は、フイルタの動作はサンプルｘ（ｎ）に対して
乗算を行い、その結果を加算するプログラム制御
マイクロプロセツサを使用して行われる。計算の
作業量はかなり多くなり、全装置が使用不能にな
る。

完全なレプリカ発生装置はエコー経路のインパ
ルス応答と完全に一致するインパルス応答を有し
なければならない。エコー経路のインパルス応答
のデイジタル表示を第４図に示す。この図は平坦
な部分とこれに続くハイブリツド変成器のインパ
ルス応答を示している。エコーのレプリカ発生装
置も同じ全応答を与えなくてはならない。

エコー相殺処理の負担を妥当なレベルに制限す
るための１つの解決方法は、従つて第４図に示し
たフイルタの前に平坦遅延線を使用する事を含
む。換言すると、遅延したサンプルの一部だけが
デイジタル・フイルタによつて効果的に処理さ
れ、従つてフイルタ１６の遅延線の１部だけが第
１図のフイルタに使用される。従つて係数設定装
置１８は係数を初期設定するための装置２０及び
係数値を更新するための装置２２を含むだけでな
く初期設定段階中に平坦遅延線の長さをその最適
値に調整する装置を含む。ここで解決しなければ
ならない主な問題はハイブリツド変成器のインパ
ルス応答を合成するフイルタを最適化するために
平坦遅延線の長さをどの様にして調整するかにあ
る。

本発明の方法の詳細を第５図に従つて説明す
る。この方法は短時間（例えば２ミリ秒）の出
（Xout）と入（Xin）信号のエネルギ値を相互相
関して粗な平坦遅延値を決定し、次に限定した数
の音声信号サンプルXout（ｎ）及びXin（ｎ）を
相互相関する事によつて、より正確に最適な平坦
遅延長を決定する事に基づく。

本発明の装置を組込む回路網にはPCMブロツ
ク圧伸（BCPCM）符号選択技法を使用したデイ
ジタル符号装置が与えられている事を想起された
い。BCPCMでは音声信号は20ミリ秒の相継ぐセ
グメントに分割され、各セグメントが例えば256
のサンプルのブロツクを与える。これ等のサンプ
ルが一緒にブロツクとして符号化され、電話回路
網上に伝送される。従つてXout（ｎ）及びXin
（ｎ）はこの様な20ミリ秒長のサンプルのブロツ
クを含む。

第５図に示した方法は平坦遅延の決定に使用す
る２つの相互相関形成ブロツク１０６及び１０７
を含んでいる。理想的には、相互相関は入力及び
出力の音声シーケンスXio（ｎ）及びXout（ｎ）
間で評価する事が好ましいが、この計算にはかな
りの処理の負担がかかる。処理の負坦を出来るだ
け低くして、利用可能な計算能力を音声の圧縮／
伸長の様な他のタスクの実行に使用するために、
ハイブリツド平坦遅延の２段階決定が提案され
る。

音声信号Xoutのエネルギをまず装置１００中
で２ミリ秒のブロツクについて計算する。結果の
N₁個のサンプルのシーケンス即ち出力エネル
ギ・ブロツクｗ（n′）（20ミリ秒のブロツク当り
N₁＝10）を遅延線１０２に送る。遅延線１０２
はN₂個のタツプを含む。N₂は次の式を満足する
様に選択される。

N₂×2m秒Tmax ここでTmaxは最大の予想されるハイブリツド
変成器インパルス応答の持続時間である。実際に
は、Tmax＜32m秒であるからN₂＝16である。
信号Xout（ｎ）は又、Tmax／8KHz（実際には
256）のタツプより成る遅延線１０３にも送られ
る。遅延線１０３は又エコー・キヤンセラ・フイ
ルタ１０４にも使用される。

入信号Xin（ｎ）は出信号Xout（ｎ）と同じ様
に処理される。即ち、そのエネルギは装置１０５
で２ミリ秒のブロツク毎に計算され、20ミリ秒の
ブロツク当りN₁＝10のシーケンス値ν（n′）を与
える。従つてν（n′）は入力エネルギ・ブロツク
を表わしている。

各20ミリ秒のブロツク毎に、これ等の10個の値
が装置１０６に送られ、ここで次の記号で示すシ
ーケンス間の相互相関関数Ｒ（ｋ）を計算する。

ν′（n′）（n′＝１，…，N₁＝10） w′（n′）（n′＝１，…，（N₂＋N₁）＝26） ここでw′（ｎ）シーケンスの最後のN₁個のサン
プルは、現在のブロツクに対応するｗ（n′）シー
ケンスのN₁個のサンプルを表わし、一方w′（n′）
シーケンスの最初のN₂個のサンプルは、遅延線
１０２によつて遅延した前のサンプルを表わす。

Ｒ（ｋ）＝_N1 〓ⁿ ′⁼¹ｖ（n′）・w′（N₂＋n′−ｋ） ｋ＝０，…，N₂ Ｒ（ｋ）関数の最大値を求めるために、エコー
経路中の平坦遅延FDLの粗な値を決定する。Ｒ
（ｘ）の最大値の位置が粗な平坦遅延値を示す。
エコー・キヤンセラ・フイルタ遅延線１０３は従
つて特にことわらないかぎりFDLを呼ぶ粗な平
坦な遅延部分（FDL×16）を与える様に調節さ
れる。

相互相関がエネルギ・シーケンスについて計算
されたが、各エネルギ値は２ミリ秒の音声（16個
の音声のサンプル）についてであつた。上述の如
く、この戦略の目標は処理の負担を軽減するため
各20ミリ秒のブロツクのための式(1)を計算する事
である。処理の負担は１入力ブロツク当りN₂×
N₁＝16×10＝160回の積、即ち8KHzの入力サン
プル当り１つの積の計算になる。

しかしながら、処理の負担が極めて軽くなつた
とは云え、一度エコーの平坦遅延FDLを求めて
しまうと、16個のサンプルの不確実性が常に残
る。しかしながらこの不確実性は第２の段階で解
決する。第２の段階では音声サンプル自体の相互
相関を装置１０７で計算する。この装置１０７は
一方に入力サンプルXin（ｎ）及び他方に粗な推
定遅延線FDLによつて遅延した出力サンプル
Xout（nFDL）を受入れて次の別の相互相関関数
を計算する。

R′（ｋ）＝_N3 〓ⁿ⁼¹ Xin（ｎ）・Xout（ｎ−FDL−ｋ） ｋ＝−N₂，…，N₂ N₃は範囲内に選択される。

N₂＜N₃＜N₁×N₂ ここで、Xoutの指標の負の値は遅延線１０３
中に記憶されている前のサンプルを参照している
事に注意されたい。

最大値を求めてR′（ｋ）を検べる事により遅延
のインクレメント即ちデルタ遅延（DFDL）がわ
かる。この値はDFDLの変動値によつて平坦遅延
線１０３をより正確に調節するのに使用する。

実際に、本発明の方法は唯一つのＲ（ｋ）関数
を直接使用するのでなく、相関関数のピークのヒ
ストグラムを考える事によつてさらに改良され
る。この目的のために、所定の数の相継ぐブロツ
クについていくつかの相互相関関数を累積する。
次にFDLの値をヒストグラムのピークによつて
調整する。

又、本発明の方法は再びν（n′）及びｗ（n′）シ
ーケンスの微分の符号に基づいてＲ（ｋ）を計算
する事によつてさらに改良される。これによつて
ハイブリツド利得が高い場合に生ずるスケーリン
グの問題が自動的に解決される。

一度FDL及びDFDLが決定されると、エコー・
キヤンセラ・フイルタ１０４はこのフイルタ１０
４の前にある。（16FDL＋DFDL）の長さの平坦
遅延を与える様に調節した遅延線１０３で付勢さ
れる。このフイルタ１０４のタツプはエコー・キ
ヤンセラ適応装置１１０及び通常の勾配法を使用
して調整される。

実際の平坦遅延の決定では３乃至４個、即ち60
乃至80ミリ秒のブロツクの計算をする。従つて、
本発明の方法は最初に受取つて一声中もしくは伝
送中及びダイアル・トーン中に処理される。この
場合、この信号の短時間の定常性がＲ（ｘ）の解
析を改良する事が期待される。

FOL及びDFDLを計算し、平坦遅延線を調整す
るこの所謂学習期間中は、システムはエコー抑圧
モードで動作する。この目的のために、２ミリ秒
ブロツク・エネルギν（n′）及びｗ（n′）を装置
SUM中で累積して、夫々エネルギ表示EL及び
ERを与える。これ等の２つの値はエコー抑圧ス
イツチ１０８を制御するのに使用される。この制
御は比EL／ERを所与の閾値と比較する事によつ
て行われる。もしEL／ERが１より大きいとエコ
ー抑圧フラツグ発生器１０９が０フラツグを発生
し、スイツチ１０８は閉じたままである。それ以
外の時はEL／ER比を予定の閾値αと比較してエ
コー抑制フラツグを１にセツトしなければならな
いかどうかを決定する。EL／ERがαに近いあい
まいな状態が発生するが、この場合はいくつかの
EL／ERを相継いで測定して、セツトの選択の確
定の助けにする。

Ｆ 発明の効果 以上説明したように、本発明によれば、通信の
開始時の訓練時間が短かく、命令の数が少なく、
高い計算処理能力を必要とせず、伝送回路中のエ
コーを相殺する方法が与えられる。

【図面の簡単な説明】

第１図はエコー・キヤンセラのブロツク図であ
る。第２図は電話回路網の１部のブロツク図であ
る。第３図は通常の電話回路網内のエコー・キヤ
ンセラの位置を示す図である。第４図はエコー・
キヤンセラ・フイルタのインパルス応答を示す図
である。第５図は本発明を詳細に示すブロツク図
である。 １０……中央交換装置、１２……国際回線装
置、１４……デイジタル処理装置、１６……デイ
ジタル・フイルタ、１８……係数設定装置、２０
……初期設定装置、２２……係数更新装置、１０
０……エネルギ計算装置、１０２，１０３……遅
延線、１０４……エコー・キヤンセラ・フイル
タ、１０５……エネルギ計算ブロツク、１０６…
…粗平坦遅延推定装置、１０７……密平坦遅延推
定装置、１０８……エコー抑圧スイツチ、１０９
……エコー抑圧フラツグ発生装置、１１０……エ
コー・キヤンセラ適応装置、Ｈ……ハイブリツド
変成器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２線信号および４線信号の間で信号変換を行
   うハイブリツド変成器と、このハイブリツド変成
   器へ向かう上記４線信号の第１サンプルのパスに
   結合された平担遅延線、この平担遅延線の遅延量
   を調整する調整手段および上記平担遅延線に直列
   に接続され、上記ハイブリツド変成器から出て来
   る第２サンプルに相殺信号を加算する適応型デジ
   タル・フイルタを含むエコー相殺装置とを有する
   伝送回路網において、 上記調整手段が、 上記ハイブリツド変成器に接続され、このハイ
   ブリツド変成器に流れ込む予め定められた個数の
   一連の上記第１サンプルに含まれるエネルギを順
   次測定する第１エネルギ測定手段と、 この第１エネルギ測定手段に接続されて任意の
   遅延量で上記エネルギ測定値を遅延させる遅延手
   段と、 上記ハイブリツド変成器に接続され、上記ハイ
   ブリツド変成器から流れ出す上記予め定められた
   個数の一連の上記第２サンプルに含まれるエネル
   ギを順次測定する第２エネルギ測定手段と、 上記遅延手段からのエネルギ測定値および上記
   第２エネルギ測定手段からのエネルギ測定値の相
   関を、上記予め定められた個数のサンプルからな
   るブロツクごとに求め、相関がもつとも大きくな
   る上記遅延手段の遅延量を評価値として出力する
   粗遅延量評価手段と、 この粗遅延量評価手段の評価遅延量で上記平担
   遅延線を設定する手段と、 上記平担遅延線と、上記ハイブリツド変成器か
   ら流れ出す第２サンプルの経路とに接続され、上
   記粗遅延量評価手段で評価された遅延量で上記平
   担遅延線において遅延された上記第１サンプル
   と、上記第２サンプルとの間の相関値を、サンプ
   ルごとに生成する精密遅延量評価手段と、 この精密遅延量評価手段の相関値に基づいて上
   記遅延量を微調整する手段とを有することを特徴
   とする伝送回路網。