JPH11505969A - アンテナビームを方向づけるための基地局の機器及び方法 - Google Patents
アンテナビームを方向づけるための基地局の機器及び方法Info
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Abstract
(57)【要約】
本発明はアンテナビームを方向づけるための方法及び基地局の機器に関する。その機器は、いくつかの素子から成る1つ以上のアンテナアレー(500、700−704、772−776)、アンテナアレーからの利得が所望の方向に最大になるようにアンテナアレー(500、700−704、772−776)によって送受信される信号を位相整合するための手段(600−608、706、770)を備える1つ以上のチャネルユニット(504−508、738−742)を備える。システムの周波数使用率を改善するために、チャネルユニット(504−508、738−742)は受信信号成分の入ってくる方向と遅延を探索するための手段(604、732、802)、前記情報に基づいて反対の伝送方向の位相整合手段(606、770)を制御するための手段(604、744、802)を備える。
Description
【発明の詳細な説明】
アンテナビームを方向づけるための基地局の機器及び方法
本発明は所望のユーザーの信号を受信したり送信したりするための基地局の機
器に関する。その受信信号はいくつかの異なる経路に沿ってそれぞれ異なる遅延
をもってその機器に到達する。そして、その機器は、いくつかの素子から成る1
つ以上のアンテナアレーと、1つ以上のチャネルユニットを備える。そのチャネ
ルユニットは、アンテナアレーによって伝送される信号及び受信される信号をア
ンテナアレーからの利得が所望の方向で最大となるように位相整合するための手
段を備える。
本発明は何らかの多元接続方式を使用しているデータ伝送システムにおいて使
用するのに適しているが、特に符号分割多元接続を使用している移動通信システ
ムにおいて使用するのに適している。従来のFDMA方式及びTDMA方式に加
えて、符号分割多元接続(CDMA)は多元接続方式の1つであり、拡散スペク
トル技術に基づいていて、最近移動通信無線システムに適用されてきている。C
DMAは従来の方式よりもいくつかの点で優れており、例えば、周波数利用率及
び周波数計画の簡便さである。既知のCDMA方式の一例は広帯域移動通信無線
標準EIA/TIA IS−95である。
CDMA方式では、データ信号よりもかなり広い帯域を持つ拡散コードによっ
てユーザーの狭帯域データ信号は比較的広い帯域に拡散される。既知のテストシ
ステムでは1.25Mhz、10Mhz、そして25Mhzといった帯域幅が使
用されてきた。拡散に関して、データ信号は使用される帯域全体に拡散する。全
てのユーザーは同時に同じ周波数帯域を用いることによって伝送する。それぞれ
の拡散コードを基地局と移動局間の各接続で使用し、そして異なるユーザーの信
号を受信器で各ユーザーの拡散コードに基づいて互いに識別する。
受信器に備えられている整合フィルタは所望の信号と同期され、その所望の信
号を拡散コードに基づいて認識する。伝送の間に使用されたのと同じ拡散コード
で再度拡散することによってデータ信号は受信器で元の帯域に復元される。理想
的な場合には、いくつかの他の拡散コードにより拡散された信号は相関関係がな
く、狭帯域には復元されない。それらは従って所望の信号に関する雑音のように
なる。その方式の拡散コードは互いに直交する、すなわち互いに相関関係がない
ように選ばれるのが好ましい。
代表的な移動電話環境では、基地局と移動局との間の信号は送信器と受信器と
の間のいくつかの経路に沿って伝播する。この複数経路の伝播は主に周囲の面か
らの信号の反射によるものである。異なる経路に沿って伝播してきた信号は、異
なる伝送遅延のために異なる時間に受信器に到達する。CDMAでは複数経路の
伝播をダイバーシティと同様の方法で信号の受信に使用できる。一般的にCDM
A方式で使用される受信器はマルチブランチ受信器構造であり、そこでは各ブラ
ンチはそれぞれの経路に沿って伝播してきた信号成分と同期される。各ブランチ
は独立した受信器の素子であり、その機能は一つの受信信号成分に構成して、復
調することである。従来のCDMA受信器では、異なる受信器の素子の信号を有
効にコヒーレントもしくはインコヒーレントに合成し、それによって良い品質の
信号を得る。
CDMA方式はまたソフトハンドオーバーを適用でき、そこでは移動局はマク
ロダイバーシティを使用することによっていくつかの基地局と同時に通信する。
このようにしてハンドオーバー中、移動局の接続品質は高く保たれ、ユーザーは
接続の切れ目に気付かない。
所望の接続で他の接続により引き起こされる干渉は受信器で均等に与えられる
雑音のようになる。受信器で検知された信号の入ってくる方向に従って角度変域
で信号を調べると、これはまた事実である。このように所望の接続において他の
接続によって引き起こされる干渉はまた受信器において角度変域で与えられるよ
うになる。すなわち干渉は異なる入ってくる方向にかなり均等に与えられる。
CDMAの容量は周波数利用率により測定され、セクタ分割で更に改善されて
きた。1つのセルは、指向性アンテナによって対応される所望のサイズの複数の
セクタに分割される。このようにして移動局によって引き起こされる相互の雑音
を基地局の受信器でかなり減少することができる。これは概して干渉は異なる入
ってくる方向間で均等に与えられるという事実に基づいており、その数はセクタ
分割によって減少される。当然、セクタ分割は両方の伝送方向で行われる。セク
タ分割によって、セクタ分割に比例して容量が増大する。
セクタ分割されたセルはまた特定の形式のソフトハンドオーバーを利用する。
ソフトハンドオーバーでは、移動局は1つのセクタから別のセクタへのハンドオ
ーバーを両方のセクタと同時に通信することによって行う。たとえソフトハンド
オーバーが接続品質を改善し、セクタ分割がシステムの容量を増大しても、当然
、移動局の動きは1つのセクタから別のセクタへのいくつかのハンドオーバーを
行っている局に通じている。これは基地局の制御装置の容量処理で行われる。い
くつかのソフトハンドオーバーはまた、いくつかの移動局が同時に1つ以上(通
常2つ)のセクタと通信する状態をつくる。それによって移動局の信号は広いセ
クタで可聴であるので、セクタ分割により与えられる増大された容量が失われる
。
CDMA方式の多元接続の干渉はまた、異なる既知の多元接続干渉除去方式(
IC)及びマルチユーザー検知(MUD)によって減少されてきた。これらの方
法はユーザー自身のセル内でつくられた干渉を減少するのに最も適しており、こ
のようにしてそのシステム容量は、干渉除去なしで実施されるシステムに較べて
約2倍に増大される。しかしながら、これらの方法は既知の技術に較べて基地局
の電波の届く領域の広さをあまり改善しない。また、IC/MUD技術は実施す
るのが難しく、それゆえそれらは主にアップリンク方向で開発されてきた。
開発されてきた別の方法はSDMA(空間分割多元接続)方式で、そこではユ
ーザーはその位置に基づいて互いに識別される。これは基地局の受信器アンテナ
のビームを移動局の位置に従って所望の方向に調整するように行われる。この目
的のために、そのシステムは適応性アンテナアレー、すなわちフェーズドアンテ
ナを使用して受信信号を処理し、それによって移動局を追跡する。
CDMAに関連してSDMAを使用する方が、セクタ分割のような従来の方法
よりもいくつかの点で優れている。もし、セクタ分割内のセクタのビームを周波
数利用率を増大するために狭めるならば、1つのセクタから別のセクタへ行われ
るハンドオーバー数もまた増大する。これは同様に基地局の制御装置に要求され
る算定容量を非常に増大してしまう。
SDMAの適応に関して背景の技術はA.F.Naguib、A.Paulraj:「基地局アンテ
ナアレーを有するCDMA移動通信ネットワークの実施(Performance of CDMA
Cellular Networks With Base-Station Antenna Arrays)」(PROC.International
March 1994)に図示されている。このようにSDMAにおいて信号はアンテナア
レーによって受信され、その受信信号は、アンテナの指向性パターンが受信器で
の整形に続く段階に適当であるようにデジタル信号処理によって整形される。従
来技術の装置では、受信信号は、所望の信号の信号対干渉の比率を最大化するよ
うに整形される。このように受信信号は、アンテナアレーの指向性パターンが所
望の信号において他の接続によって引き起こされる干渉を最小化するように整形
される。前記参考文献に従う装置では、各々の検知された信号成分を個々のビー
ムに整形する。すなわち、インパルス応答をその整形前に認知しなければならな
い。
G.Xu、H.Liu、W.J.Vogel、H.P.Lin、S.S.Jeng、G.W.Torrence著の「周波数使
用率の良い無線通信のための空間分割多元接続法の実験的研究(Experimental S
tudies of Space-Division-Multiple-Access Schemes for Spectral Efficient
Wireless Communication)」(IEEE Int.Conf.On Comm.ICC 1994,New Orlean
s,USA,IEEE 1994)は、SDMAを適用して、伝送アンテナの指向性パターン
を整形する方法を開示する。しかしながら、開示された方法は両方の伝送方向が
同じ周波数であるシステムにおいてのみ適切である。
本発明の目的は伝送アンテナを方向づけるための基地局の機器及び方法を実現
することである。それによって、周波数使用率を従来のCDMA方式に比べて更
に改善でき、機器の技術的な実施がやはり有利であり、そこでは無線波の困難な
伝播条件においても基地局と移動局間の良い接続品質を維持することができる。
本発明の目的は、多次元探索の新しい形式と移動局によって伝送された接続品質
情報を利用することによってCDMA環境においてSDMAを効果的に適用する
ことである。本発明の適用では、伝送の両方向で同じ周波数であることは要求さ
れない。
これは独立請求項の冒頭部に記載の形式の基地局の機器で実現され、チャネル
ユニットが、受信信号成分の入ってくる方向と遅延を探索する手段と前記情報に
基づいて反対の伝送方向の位相整合手段を制御する手段を備えることを特徴とす
る。
本発明はまた基地局の機器でアンテナビームを方向づけるための方法に関する
。その方法では、アンテナアレーからの利得が所望の方向で最大となるように送
受信される信号を位相整合して、いくつかの素子から成るアンテナアレーで信号
を送受信する。本発明に従う方法は、基地局の機器で移動局から受信された信号
成分の入ってくる方向と遅延を探索し、反対の方向に伝送される信号の位相整合
を前記測定値に基づいて制御することを特徴とする。
本発明に従う方法は、CDMA方式を適用するシステムを含む従来の移動通信
システムに較べて非常に良い周波数使用率となる。この方法は、使用されるチャ
ネル数を10倍から100倍まで増大し、基地局の電波が届く領域の広さを5倍
から10倍まで増大する。これは、伝送の間、移動局からの信号成分を基地局で
有利に受信した方向に信号を方向づけると、他のユーザーに対する干渉がダウン
リンクの伝送方向で非常に減少するという事実に基づいている。
本発明の第一の好ましい実施例によると、信号処理をベースバンドでデジタル
式に行うことができ、その後でアンテナのビームを受信信号の位相整合手段によ
って所望の方向に直接向けることができる。本発明の第2の好ましい実施例では
信号位相整合がアナログ式に行われ、このようにして多数の一定のアンテナビー
ムを生じる結果となり、それら一定のアンテナビームの中から所望の信号成分の
最良の成分を受信しているビームを受信用に選択する。
以下に、本発明の好ましい実施例について添付図を参照してより詳細に説明す
る。
図1は移動局と基地局との間の信号の複数経路の伝播を図示する。
図2aは信号の複数経路の伝播によって引き起こされる散乱を時間変域上に図
示する。
図2bは信号の複数経路の伝播によって引き起こされる散乱を到達角度変域上
に図示する。
図3は基地局のアンテナのビームを移動局へ向ける実現性を図示する。
図4は適応性アンテナアレーの可能な実施例を示す。
図5は本発明に従う機器の可能な構成を図示するブロック図である。
図6a及び図6bは各チャネル素子の構成の2つの例を図示するブロック図で
ある。
図7は本発明に従う機器の別の可能な例を図示するブロック図である。
図8a及び図8bは各チャネル素子の構成の代案の2つの例を図示する。
図9は各チャネル素子の構成の一例をより詳細に図示する。
以下で、本発明に従う方法及び機器を一例としてCDMA方式を用いてより詳
細に説明するが、以下の記述に基づいて当業者にとって明らかなように、本発明
はまた他の多元接続方式に関して適用できるので、その説明に制限されるわけで
はない。
図1は移動通信システムにおける伝送信号の一般的な複数経路伝播を図示する
。図は基地局100及び基地局と通信する移動加入者機器102を示す。移動通
信無線システム特有の特徴は移動局が無線波を反射して散乱する面で囲まれてい
ることである。このような面は、例えば建物及び山や丘のような自然によって形
成された壁である。一般的に移動局は全方向性アンテナパターンで伝送する。図
は移動局から発生するいくつかの電波112、114、116を図示する。移動
局102の近くに置かれた面104、108は伝送された信号を反射する。従っ
て送信された信号はいくつかの異なる経路に沿って基地局100のアンテナに到
達するが、異なる信号成分間の遅延はかなり小さい。図中の106に示されるよ
り遠くに配置されたより大きな建物や山のような反射面は、いくらかさらに数十
マイクロ秒遅れて基地局100に到達する信号成分114をつくる。また移動局
と基地局との間の直接の接続を妨げる範囲内に障害物110がある。
図2aは、時間変域上に基地局の受信器で信号の複数経路の伝播によって引き
起こされる信号成分の瞬時の遅延の一例を図示する。その概要図の水平軸200
は時間を示し、垂直軸202は受信信号の電力を示す。図2aの例では基地局の
受信器は3つのかたまりの信号成分204、206、208を検知しており、そ
の信号成分は受信器に異なる時間に到達し、その中で成分208は他よりも非常
に遅延している。
図1の例が示すように、異なる信号成分は異なる時間に到達するだけでなく、
異なる方向からも到達する。従って信号は時間変域内だけでなく角度変域内でも
散乱するといえ、それは信号の到達角度(AoA)によって記述される。図2b
は、到達角度の作用として信号の複数経路伝播によって引き起こされる基地局の
受信器での瞬時の散乱の一例を図示する。図2bの垂直軸202は受信信号成分
の電力を示し、水平軸210は到達角度を示す。図2bの例では、信号成分21
2、214は2つの方向から到達する。
大きなセル、いわゆるマクロセルでは、基地局のアンテナは高いところに置か
れ、一般的にその信号成分はほんの少しだけ異なる到達角度でアンテナに到達す
る。通常、それは移動局と基地局との間の直通の電波に近い。通常、基地局のア
ンテナが建物の屋根の下に置かれる小さなマイクロセルでは、信号成分の到達角
度が非常に大きな散乱を示すことが分かっている。しばしば、移動局と同様に、
基地局は近くに置かれたいくつかの反射面によって囲まれているからである。
アップリンク伝送方向での複数経路の伝播を上記に説明した。同一の現象がま
た反対のダウンリンク方向でも発生するということは当然明白である。散乱と反
射はそれ程周波数に依存しないので、複数経路の道筋は殆ど両方向に対称である
ということもまた言える。しかしながら、深い信号のフェージングは異なる伝送
方向に相互に独立しているということは注意されるべきである。従って、もし基
地局が到達角度α0で移動局から到達した信号成分を検知し、フェージングがな
いならば、同じ角度α0での信号の送信は移動局の方向に信号を導く。
上記に基づいて、典型的な移動通信システムの複数経路の伝播環境は基地局に
おいて時間変域で異なって遅延するいくつかの成分と角度変域でいくつかの異な
る方向から到達する成分に分けられた信号の受信につながる。加入者機器は移動
するので、どちらの分布プロファイルも時間変域で変化するが、その変化はかな
り遅く、すなわち数秒の範囲内であり、そしてそれらのプロファイルを同期させ
て測定することができる。
このように受信信号成分は、時間−角度変域、すなわち(α、τ)変域で上記
に図示されて受信信号の検知を改善するために本発明に従う基地局で使用できる
上記で説明した形式の多次元性によって特徴づけられる。本発明に従う方法では
、受信信号の最良の信号成分が多次元信号変域内で検知され、その受信器は、検
知
された成分が好ましく合成されて検知されるようにその最良の成分によって制御
される。信号の品質のための最も簡単な基準は受信電力レベルであるが、また例
えば信号対雑音比といった他の基準も使用できる。
本発明に従う機器は適応性アンテナアレーを使用し、そのアンテナアレーはい
くつかの異なる素子からなる。図4は、本発明の第1番目の好ましい実施例に関
して適用できる適応性アンテナアレーの可能な実施例を図示する。アンテナアレ
ーはL個のアンテナ素子400、402、404を備えており、それらは例えば
全方向性アンテナである。各アンテナ素子は無線周波部分406、408、41
0に接続されており、それらは既知の技術に従って受信信号を中間周波数に変換
し、そしてその信号の(I、Q)成分のサンプルを抽出する。そして得られた合
成サンプルは乗算器412、414、416において対応する合成重みづけ係数
Wi、i=1、・・・、L、で乗算される。このように乗算されたサンプル42
2、424、426は加算器418を経由して受信器の他の部分に加えられる。
合成重みづけ係数Wiは所望の形のアンテナパターンを実現するように、通常
、適応性があるアルゴリズムに従って選択される。受信信号を整形するこの方法
はベースバンド上でデジタル化された信号について行われるため、信号のデジタ
ル位相整合と呼ばれるが、この整形によって、受信信号のアンテナ利得は所望の
方向に向けられる。このようなアンテナアレーは指向性もしくは全方向性のアン
テナ素子を備える。異なるアンテナから得られる信号を位相整合し、位相整合さ
れた信号を合成して、所望の方向に仮想のアンテナビームをつくる。同じ処理が
伝送される信号についても行われ、それによって所望の放射パターンを実現する
。
図3は4つの素子300、302、304、306が均等に直線上に並べられ
たアンテナアレーが、どのように移動局308への到達角度αの強い指向性ビー
ム310をつくるかを図示する。小さな付随のビーム312−316の一群もま
た形成される。このようにこの指向性を、指向性をもつアンテナなしで信号位相
整合で実現することができる。
本発明に従う装置では、受信器の多元接続干渉は角度変域内で方向づけられ、
時間−角度ダイバーシティを適用している新型の受信器によってつくられるアン
テナビームで減少される。本発明に従う装置では、受信信号から測定された到達
角度を送信方向に使用することができ、それによって接続品質を両方の伝送方向
で改善する。
以下では、CDMA方式で受信信号のデジタル位相整合を適用することに関す
る本発明の第一の好ましい実施例を最初に説明する。
基地局で使用される時間−角度ダイバーシティを適用している受信器はデジタ
ル受信器手段を備えており、その手段は2次元(α、τ)変域内で受信信号成分
を測定し、所望の信号成分を復調する。その復調の前に、受信されてデジタル化
された信号サンプルは位相整合され、それによって受信信号のアンテナ利得を所
望の信号の入ってくる方向に向ける。好ましい実施例では、位相整合によってつ
くられたアンテナビームは重みづけ係数Wiとアンテナの形状によって決定され
る所定の波形を有するビームである。もしそのようにアンテナビームの波形が一
定であるならば、各々の最大利得角度のためのこれらの係数を容易に算出できる
。従って、位相整合は1つのパラメーター、すなわち到達角度αにのみ依存する
ので、位相整合をすぐに調整することができる。
本発明に従う方法では、到達角度を見積もるためのMUSICのような既知の
複雑な技術もしくは適応アルゴリズムのLMSやDMIのような既知の複雑な技
術を適用する必要はない。これらのアルゴリズムは受信信号にとって最良のビー
ムの波形の算出を可能にし、アンテナパターンの0ポイントを干渉源へ向けるこ
とによって所望の信号の信号対雑音比を最大化することができるけれども、この
ようなことはCDMAに関しては必要ない。上記のように、CDMAでは干渉信
号は干渉源の何らかの明確な方向性を持たずに類似の雑音に分配されるからであ
る。従って、干渉が均一に分配された環境では、所定の波形を有するアンテナビ
ームの最大利得角度を最良の信号成分が受信される方向に向ければ十分である。
これは既知の技術に較べてより単純な受信器の実現を可能とする。
本発明に従う方法において、受信器はこのように(α、τ)変域内で所望の信
号成分を探索する。これは、受信拡散スペクトル信号と所望の拡散コードとを相
互相関させることにより、そして得られた測定結果を与えられたしきい値と較べ
ることにより実施される。その探索は、チャネルインパルス応答の測定と各方向
から受信された端末機器の信号エネルギーの収集とを同時に実施する与えられた
領域上のアンテナビームの掃引として理解することができる。受信器はこのよう
に最良の信号の受信方向とコード位相を検知し、これらの信号成分と同期させて
これらの信号成分を受信するための必要な数の復調手段を割り当てる。受信され
た復調された信号成分は受信器で好ましく合成される。最良の信号成分の探索は
継続的に実施され、もし必要ならば復調手段の割当ては変更される。
受信器はこのように常に移動局から最良の信号成分が受信される方向を知る。
この情報はまた本発明に従う基地局の機器でダウンリンク方向に使用される。こ
れは、例えば送信器−受信器の制御装置が送信器ユニットに重要な信号成分を検
知した方向を教えるといった方法で実施される。送信器ユニットは、アンテナビ
ームの最大利得角度が所望の方向を向くように適応性アンテナアレーで伝送され
る信号を位相整合する。1つ以上の伝送ビームがあり、それらの数はまた受信器
のビーム数とは異なる。
この方法はダウンリンク方向でも相当に干渉を除去する。伝送で使用されるア
ンテナアレーは受信で使用されるアンテナアレーと同じであっても良い。それは
また別個のアンテナアレーであっても良い。信号の位相整合は受信中と同じ方法
により重みづけ係数で実施される。
本発明に従う装置では、測定された信号成分の遅延を使用することも可能であ
り、伝送される信号成分を各々について故意に遅延させて拡散コードの1ビット
すなわち1チップよりも長い時間差で端末機器が成分を好ましく受信するように
する。このような場合には、従来のRAKE受信器は受信信号を互いに識別して
、マルチパスダイバーシティを利用することができる。
大きな遅延拡散を有する環境において、伝送中、相互に遅延差を有する成分を
与えることによって、異なる経路に沿って伝播する成分の相互の遅延を補償する
のに本発明に従う装置を使用することができ、端末機器がインパルス応答を測定
するのが容易になる。これは、端末機器で受信された信号の遅延拡散を本発明に
従う方法で減少することができるので、端末機器でのインパルス応答の測定ウィ
ンドウのサイズを同様に減少するという事実に基づいており、その結果、チャネ
ルのより良い測定が可能となる。
本発明に従う装置は例えば既知の技術の移動局を使用し、その移動局は継続的
に基地局から受信した信号から接続品質を測定する。この情報は移動局が受信し
た信号成分の数に関するデータを含む。伝送アンテナのビームをダウンリンク方
向に向ける時、本発明に従う装置は移動局によって実施された接続品質測定の結
果を使用する。
移動局は収集した測定結果を基地局に伝送する。移動局から受信された情報及
び基地局自身が行った測定に基づいて、基地局は、移動局に向けられた信号の伝
送のために使用するアンテナビームの数、波形もしくは方向を変える。これらの
変化は徐々に実施されるので、移動局は変化する信号についていける。
もし前記の測定値が移動局での信号品質を改善しないことを測定結果が示すな
らば、基地局はまた各アンテナビームの伝送電力を調整するために移動局から受
信した接続品質情報を用いる。
上記方法の1つの利点は例えば困難なフェージング状況において移動局は信号
伝送で使用されるアンテナビームのパラメーター、例えば、方向、波形や数を変
更する要求を基地局に伝送し、それによって移動局によって受信される信号の品
質をすぐに改善できることである。
従来の技術のCDMA方式は、各基地局によって伝送されて基地局の確認に使
用されるパイロット信号を電力測定で使用し、移動局でのコヒーレントな受信を
可能とする。既知の方式では、データ非変調拡散コード信号であるパイロット信
号は基地局の電波が届く領域に実際のトラヒックチャネルと同様に伝送される。
本発明に従う方法で実現されるCDMA方式は、時間で変化するアンテナビー
ムをデータ信号の伝送及び受信で使用するパイロット信号を伝送するための方法
を適用する。そして時間で変化しない伝送方向に第1のパイロット信号を伝送し
、そして時間で変化してデータ信号の伝送で使用される伝送方向に対応する伝送
方向に第2のパイロット信号を伝送することが可能となる。
従って、時間で変化しない伝送方向に与えられたパイロット信号は、基地局の
検知及びハンドオーバーの必要を検知するための電力の測定のために用いられる
。使用されるアンテナ指向性パターンはデータ信号のパターンとは異なるので、
その信号をコヒーレントな検知のための基準として使用することはできない。こ
の
目的のために、各データ信号に関連して同じアンテナパターンで伝送されるパイ
ロット信号を使用することは可能である。従って、そのパイロット信号は実際の
データ信号と同じ経路にそって伝播し、移動局でのコヒーレントな検知を可能と
する。
本発明に従う装置ではパイロット信号を比較的狭帯域のアンテナビームを用い
てより遠くに伝送することが可能であり、このアンテナビームがセル領域を掃引
するように、アンテナビームの最大利得角度を方向づけることができる。このよ
うにしてパイロット信号を含むアンテナビームは灯台のようにセルを掃引し、そ
して連続のパイロット信号をセル領域全体へ伝送するのを避けることができる。
パイロット信号をいくつかの掃引アンテナビームで伝送することもまた可能であ
り、そのアンテナビームは重複しないように位相整合される。基地局は制御チャ
ネル上の移動局にパイロットチャネルが各領域を掃引する時間を伝達する。
以下に、本発明の第1の実施例に従う機器の構成を説明する。図5は本発明に
従う機器の構成を図示しているブロック図である。機器はL個の別個のアンテナ
素子から成るアンテナアレー500を備える。アンテナアレーは線形、平面(2
次元)もしくは全方向性である。アンテナアレー500は、いくつかの異なる方
向からの異なる方法で遅延した複数経路−伝播信号を各々の移動局から各々のL
個の素子で受信し、前置増幅を行い、信号を中間周波数に変換し、そしてL個の
信号全てをデジタル化する。得られたL個のデジタル合成I、Qのサンプル51
4はチャネル素子504、506、508の入力に加えられる。
以下でより詳細を説明するように、基地局と通信する各々の活動している移動
局は1つのチャネル素子によって対応され、そのチャネル素子は受信信号と送信
信号の両方についてデジタル信号処理を行う。各チャネル素子は(α、τ)受信
器と対応する送信器を備える。アンテナビームのデジタル整形機能は信号位相整
合手段によって実現され、チャネル素子で送信方向と受信方向の両方向に実施さ
れる。
受信方向に、チャネル素子は角度−空間変域上で信号をフィルターし、受信信
号成分を復調し、そしてダイバーシティコンバイナでそれらを合成し、そして最
後に移動局から受信されて合成された信号を復号する。得られたユーザーデータ
ビットはベースバンドユニット510に更に加えられ、そのユニット510はそ
のビットをネットワークの他の部分に伝送する。
伝送方向に、ユーザーデータビットはネットワークの他の部分からベースバン
ドユニット510に到達し、そのユニット510はそのビットを標準チャネル素
子504−508に伝送する。そこではそのビットを符号化し、拡散コードによ
り変調し、そして伝送される信号の位相整合をする。その位相整合は伝送される
アンテナビームの方向を決定する。得られたL個の信号は各アンテナアレー50
2の各々のL個の素子に加えられる。実際、受信アンテナアレー500及び送信
アンテナアレー502は別々であるかもしくは伝送方向及び受信方向が適切な二
重のフィルタで分けられている同じ物理的なアンテナアレーによって実現される
。
伝送アンテナアレー502では、各チャネル素子から到達して各アンテナ素子
に向けられた信号はアナログ形式に変換され、無線周波数に変換され、そしてア
ンテナ素子を経由して伝送される。
上記は単純化のために送信アンテナアレーと受信アンテナアレーの各々のグル
ープで同じ数L個の素子としているけれども、本発明に従う装置では、送信アン
テナアレー及び受信アンテナアレーは当然異なる数のアンテナ素子から成るもの
としても良い。図はまた制御ブロック512を示しており、その制御ブロックは
、基地局の制御装置からのメッセージに従って異なる接続にチャネルユニットを
割当てるといったような、機器の異なるユニットの動作を制御する。
図6aは本発明の第1の実施例に従う機器におけるチャネル素子の構成を図示
しているブロック図である。チャネル素子は図に2つ示されている1つもしくは
いくつかのデジタル受信器ユニット600、602、図に1つが示されている1
つもしくはいくつかの探索器ユニット604、入力が受信器ユニットからの信号
からなるダイバーシティコンバイナ608、ダイバーシティコンバイナ608の
出力において可視である信号が入力に接続されているデコーダ610、そして制
御手段612を備える。アンテナアレーから到達するL個のデジタル合成I、Q
サンプル514は全てのデジタル受信器ユニット600、602及び探索器ユニ
ット604の入力に加えられる。もし、本発明に従う装置を送信器−受信器に適
用するならば、本発明に従う送信器−受信器はまたエンコーダ614とデジタル
伝送ユニット606を備える。
デジタル探索器ユニット604の動作を図6aを参照して最初に検討する。従
来のRAKE受信器と同様に、探索器ユニットの機能は受信信号からの所望の信
号成分を探索することである。本発明に従う装置では、新型の探索器ユニットは
受信信号を(α、τ)変域内で継続的に監視し、有益な信号成分を探索してそれ
らのパラメーター、すなわち到達角度(AoA)と遅延プロファイル、を制御手
段612に与える。その制御手段612は、最良の成分を復調するために必要な
数の受信器ユニットを順番に割り当てる。当然、チャネル素子が別の制御手段6
12を備えず、探索器ユニット604が直接測定された信号成分に関する情報を
受信器のブランチ600、602に伝送するといったように、本発明に従う受信
器を実施することもできる。
探索器ユニットはアンテナアレーの無線周波部分から加えられた信号を位相整
合するための手段634と、位相整合手段634の出力から得られた信号が与え
られた遅延をもって受信された信号成分を含むかどうかを検知してこの信号成分
の品質を測定するための手段636とを備える。探索器ユニットは更に受信信号
の入ってくる方向と遅延を測定できるように前記位相整合手段634と測定手段
636を制御するための手段638を備える。
アンテナアレーの無線周波部分から加えられた信号を位相整合するための手段
634は例えば上述の図4に示された形式の機器で実施され、その機器は合成係
数Wi(i=1、・・・、L)での信号の乗算を含んでおり、それによって位相整
合手段の出力信号で増幅されて可視である信号の到達角度を決定できる。上記の
ように、係数の各々の合成は、アンテナビームのある合成に対応する。位相整合
手段(634)は手段638によって制御され、全ての必須の入ってくる方向の
信号を探索する。
位相整合手段の出力はこのように手段638の制御に基づいて与えられた方向
から受信された信号に対応する信号を示す。測定手段636は、位相整合手段の
出力において可視である信号を異なる遅延で測定する。その測定の目的は異なる
遅延を持つ信号成分を検知することである。毎回測定された遅延は前記手段
638で設定される。測定手段では、その手段の入力に置かれた信号の拡散を解
き、その信号の合成信号エネルギーを測定して例えばチャネルのコヒーレンス時
間を超えるエネルギーを2 乗し、そして得られた測定結果を与えられたしきい値
と比較する。与えられたしきい値を超える強度を有する測定された信号成分のパ
ラメーター、すなわち到達角度、遅延、そして電力はチャネル素子の制御手段6
12に与えられる。
手段638はこのように位相整合手段634及び測定手段の動作を制御する。
本発明に従う装置において手段638は新しい方法で動作するけれども、手段6
38は従来のRAKE受信器の探索器ブランチに備えられた同期化回路に対応す
る。(α、τ)変域からの所望の信号成分の探索を手段638の制御下で多くの
方法で行うことができる。上述のように、信号電力の測定法は信号品質のいくつ
かの他の測定法で置き換えられる。
最大利得の方向角度を与えられた角度間隔で変えるように、アンテナアレーに
よって受信されてデジタル化された信号を位相整合手段634で少しづつ位相整
合することができる。可能性のある入ってくる方向の中から、互いに所望の角度
間隔で配置される到達角度αjの代表グループが選択され、異なる遅延値で各々
の入ってくる方向のそれぞれのエネルギーが測定される。それによって入ってく
る方向に対する遅延プロファイルτkを得る。
別の方法は、測定手段636に例えば非指向性アンテナパターンで受信信号の
遅延プロファイルτkを最初に測定するよう指示することである。信号成分が受
信される時に起こり得る遅延をこのように検知する。位相整合手段634は、以
降狭帯域ビームで異なる方向角度を掃引するよう指示される。そして測定手段は
同時に、第1の測定方法で検知された前記の遅延で測定するよう導かれる。異な
る遅延を持って到達した成分の入ってくる方向αjはこのようにして得られる。
検知された信号成分のパラメーターはこのようにしてチャネル素子の制御手段
612に与えられる。制御手段は、受信器素子600、602を割り当て、受信
器素子に信号成分の入ってくる方向及び遅延を伝えることにより最良の検知され
た信号成分を受信し復調するようにする。上述の通り、受信器素子を別の制御手
段なしで探索器ユニット604によって直接制御することもできる。
デジタル受信器ユニット600、602の動作を図6aを参照して次に検討す
る。従来のRAKE受信器においてと同様に、受信器ユニットの機能は、与えら
れた信号成分を受信して復調することである。チャネル素子の制御手段612は
受信器ユニットを割り当て、特定の信号成分を受信するようにする。そのパラメ
ーターは到達角度αj及び遅延τkである。
受信器ユニット600、602は、チャネル素子の制御手段612が測定され
た信号成分の位相と入ってくる方向についての情報を送る監視手段624、63
2を備える。監視手段は、入力がアンテナアレーから得られたデジタル化された
信号である受信器ユニットの第1の位相整合手段を制御する。位相整合手段61
8、626は、探索器ユニットに備えられた位相整合手段634と類似した構成
になっている。到達角度αjに関連する制御ユニットから受信される情報に基づ
いて、監視手段は所望の入ってくる方向から到達する信号が位相整合手段の出力
において可視であるように合成重みづけ係数Wi(i=1、・・・、L)を設定す
る。これは従って所望の方向を向いていて所定の波形を有する受信器アンテナビ
ームとして理解される。
受信器ユニット600、602は更に、入力が位相整合手段618、626か
ら得られた信号から成る復調手段620、628を備える。監視手段624、6
32は、与えられた遅延τkで到達する信号成分と同期させるように復調手段を
導く。復調手段では、信号はコード位相として与えられたτkを使用する既知の
技術に従って拡散を解かれ、復調される。得られた符号は遅延データと共にチャ
ネル素子の他の部分に加えられる。
受信器ユニット600、602は更に、入力がアンテナアレーから得られたデ
ジタル化された信号から成る第2の位相整合手段622、630を備える。第2
の位相整合手段の出力信号は監視手段624、632に加えられる。受信信号成
分の入ってくる方向及び遅延のおこり得る変化を検知するために受信器に割り当
てられた信号成分の現在のパラメーター(αj、τk)の環境を第2の位相整合手
段で測定することにより、監視手段は第2の位相整合手段の動作を制御する。こ
の目的のために、第2の位相整合手段は、信号を位相整合するための第1の位相
整合手段に類似する合成係数とインパルス応答を測定するための探索器ユニッ
トに配置された測定手段636に類似する手段とを備える。もし監視手段が第2
の位相整合手段によって所望の信号成分の入ってくる方向αjもしくは遅延τkの
変化を検知するならば、これらの監視手段はこのデータを第1の位相整合手段と
復調手段に与える。
既知の技術は測定手段624、632を拡散スペクトル方式、例えば本発明に
従う装置で使用できるアーリー−レイトゲートで実施できるいくつかの方法を開
示する。与えられた時間差Δτで2つのエネルギー測定を実施することによって
、これらの回路はコードタイミングエラーを測定する。一般的にその時間差は現
在の設定されたポイントτkの環境における拡散コードのチップタイムの何分の
一かである。エネルギー測定は第2の位相整合手段622、630の測定手段で
行われ、遅延が変化するにつれて公称の設定ポイントτkによって要求される訂
正データを提供する。
同様に、信号の到達角度αjの変化を第2の位相整合手段によって測定するこ
とができる。例えば、与えられた遅延τkで、そして位相整合手段によって現在
の到達角度αjから両方向に角度Δαだけ偏向されたアンテナビームで2つ以上
のエネルギーを測定をすることが可能である。一般的に使用される偏向Δαはア
ンテナビームの幅の何分の一かである。
監視手段624、632はこのように第2の位相整合手段622、630によ
って行われるエネルギー測定を制御し、信号をいつも最大可能エネルギーで受信
できるようにする。監視手段は変更されたパラメーター(αj、τk)に関するデ
ータを第1の位相整合手段、復調手段、そしてチャネル素子の制御手段612に
も与え、必要であればそのデータを伝送方向で使用できるようにする。
受信信号の上記の最大化を従来の方式で使用された受信器のアンテナダイバー
シティと比較できる。従来の方式では、受信信号の数波長分の距離で互いに配置
された2つ以上のアンテナで信号を受信する。本発明に従う受信器では、もし到
達角度αjで受信された信号を深く長いフェージング状況で得るならば、受信器
のビームの角度を小さな角度Δαだけ変えることによって、そのフェージングを
おそらく排除することができる。従って、互いに与えられた距離で配置された2
つの別々のアンテナは必要ない。
チャネル素子のダイバーシティコンバイナ608とデコーダ610の動作は従
来の技術のダイバーシティ受信器における動作と類似している。異なる受信器素
子から到達する符号シーケンスの遅延τkを考慮して補償することによって、ま
た最大比率の合成を得るためにそれらの信号対雑音比に応じて異なる符号のシー
ケンスを重みづけることによって、コンバイナ608はそれらの異なる受信器素
子から到達する符号のシーケンスを合成する。このようにして得られた合成符号
のシーケンスはデコーダ610に加えられ、通常、そのデコーダはまずインタリ
ーブを解除し、符号をユーザーデータビットに復号する。一般的にCDMAアプ
リケーションは強力なコンボルーショナルコーディングを使用する。そのための
検知の最良の方法は柔軟な判定を提供するビタビアルゴリズムである。
上記チャネル素子を、アクセスチャネルを探知して受信するのにも使用できる
ことは明らかである。その場合には、呼設定メッセージを伝送している移動局の
正確な位置は分からないので、受信方向で使用されるアンテナビームはより広い
アンテナパターン、すなわち例えば120°の広さのアンテナパターンを持つ。
デジタル伝送ユニット606の動作を図6aを参照して次に検討する。ユーザ
ーデータビットは最初にエンコーダー614に加えられ、一般的にそのエンコー
ダーはコンボルーショナルコードでビットを符号化し、符号化された符号をイン
タリーブする。得られたインタリーブされた符号は拡散スペクトル変調器642
に加えられ、その変調器は普通の変調を行う。全ての上記機能は既知の技術に従
って実施できる。
本発明では、伝送ユニットは、一方、受信された信号に応答して伝送信号をデ
ジタル式に制御して位相整合するための手段644、640を備える。本発明に
従う伝送ユニットでは、伝送ビームを調整するための手段644は、移動局から
の信号を受信するために異なる受信器ユニット600、602で使用される入っ
てくる方向についての情報を入力においてチャネル素子の制御手段612から受
信する。制御手段612は探索器ユニット604により検知された信号の他の入
ってくる方向も伝えるが、必ずしも全ての方向が信号受信で使用されるわけでは
ない。
伝送ビームを調整するための伝送ユニット手段644は位相整合手段640を
制御し、L個のアンテナ素子によってJ個のアンテナビームをつくるJ×Lの合
成重みづけ係数Wij(i=1、・・・、L;j=1、・・・、J)を所定のビー
ム形成関数から計算する。アンテナビームの方向と数に加えて、手段644は、
各ビームで使用されて手段644がチャネル素子の制御手段612から得る伝送
電力を指示することにより、位相整合手段640を制御する。
位相整合手段640の構成は受信方向の上記の位相整合手段618、626、
634に類似している。位相整合手段において、変調手段642から加えられた
出ていく信号のデジタル化された(I、Q)サンプルはこのようにしてL個の合
成重みづけ係数によって乗算される。それらの係数においてLはアンテナ素子の
数であり、以下の通りである。
それによってL個の合成サンプルのシーケンスがアンテナアレー用に得られる。
合成乗算はまた実測変数gj(j=1、・・・、J)を使用し、その変数は調整
手段644から得られ、そして各アンテナビームの個々の電力調整のために使用
される。調整手段644はまた使用される周波数を指示し、重みづけ係数Wijが
正しく設定されるようにする。
次に図6bに従う本発明の実施例を検討する。図6bでは、本発明に従う伝送
ユニットは、受信信号に応答して伝送される信号をデジタルに制御し、遅延させ
、位相整合するための手段648a−648b、640a−640b、644を
備える。本発明に従う伝送ユニットでは、伝送ビームを調整するための手段64
4は、移動局からの信号を受信するために異なる受信器ユニット600、602
で使用される入ってくる方向と遅延に関する情報をチャネル素子の制御手段61
2から入力で受信する。制御手段612は探索器ユニット604で検知された信
号の他の入ってくる方向と遅延も伝えるが、必ずしもそれらの情報全てが信号の
受信で使用されるわけではない。
このように伝送ユニットは、望ましく、制御手段644によって決められた個
々の時間単位τ’j(j=1、・・・、J)で、時間変域で、各々の伝送される
信号を送る手段648a−648bを備える。図は例として2つの手段を示して
いるが、当然、その手段の数はもっと多くても良い。例えば端末機器が拡散コー
ドのビット、すなわちチップの長さを超える相互の時間差で伝送された信号成分
を受信するように、時間単位τ’jの適切な値を端末機器から受信された信号の
信号成分の遅延から得ても良い。別の代案は、時間単位τ’jを用いて遅延拡散
が大きい領域で相互の伝播遅延を補償することである。
遅延制御を可能とするために、チャネルユニットの制御手段612は端末機器
によって伝送された各々の検知された信号成分の入ってくる方向と遅延に関する
情報を制御手段644に伝送する。
伝送ユニットは更に伝送の前に異なる遅延を持つ信号成分を合成するための加
算手段650を備える。
以下に、図6aの装置を説明する。本発明に従う装置は、移動局が受信した信
号に基づいてつくり、そして基地局に伝送する信号に加える特別なビーム制御ビ
ットを使用する。本発明に従う機器は、受信信号からこれらのビーム制御ビット
を分離して検知するための手段616を備える。その検知は、遅延を避けるため
にデコーダ610の前に既に行われていなければならない。そのビーム制御ビッ
トは伝送ユニットの調整手段644に送られる。
伝送ビームを調整するための手段644は、チャネル素子の制御手段から得ら
れた情報と移動局によって伝送されたビーム制御ビットに基づいて位相整合手段
640を制御する。異なる方法でパラメータαjとgj(j=1、・・・、J)を
変更することによって、多くの方法で調整をすることができる。例えばいくつか
のアンテナビームで使用される電送電力を個々に調整でき、もしくはいくつかの
アンテナビームの方向角度αjを与えられた角度Δαによって変更でき、もしく
は使用されるアンテナビーム数を変更できる。これらの測定値で、フェージング
のような無線経路上で発生する信号品質の劣化を補償することが可能となる。
本発明に従う装置において、伝送ユニット606の調整手段644は与えられ
た方向角度αjの環境の中で小さな角度Δαだけ使用されるアンテナビームの1
つもしくはいくつかの方向を偏向できる。このような偏向により、移動局が長時
間深いフェージングになる可能性を減少することが可能となる。アンテナビーム
の方向角度は継続的に公称の方向角度αjの周りを揺れるので、無線経路上を伝
わる信号は継続的に同じ経路を使用しない。この方法はダウンリンク方向へのア
ンテナダイバーシティの新しい形式と考えられる。
更に本発明に従う装置において、調整手段644は広いアンテナビームを有す
る高電力信号を重みづけ係数Wij(i=1、・・・、L;j=1、・・・、J)
と変数gj(j=1、・・・、J)の適当な調整でアンテナアレーから得るよう
に位相整合手段640を制御できる。得られたアンテナパターンは例えばセクタ
パターンもしくは全方向性パターンであっても良い。例えばデータ−非変調パイ
ロット信号をこのようにパーマネントアンテナパターンで伝送することができる
。同じ方法を制御チャネルの伝送にも適用することができる。
また本発明に従う装置において、調整手段644は重みづけ係数Wij(i=1
、・・・、L;j=1、・・・、J)と変数gj(j=1、・・・、J)の適当
な調整で、より狭帯域のアンテナビームを有する1つもしくはいくつかの信号を
アンテナアレーから得るように位相整合手段640を制御することができ、信号
の最大利得角度が継続的にセル領域を掃引するようにする。得られたアンテナパ
ターンをデータ−非変調パイロット信号を伝送するために使用できる。
本発明の第2の好ましい実施例を以下に記述する。その実施例では、受信信号
及び伝送信号のアナログ位相整合がCDMA方式に適用される。
図7は本発明の第2の好ましい実施例に従う機器の一例を図示するブロック図
である。機器は受信方向に所定の数L個のアンテナ素子700−704を備え、
そして伝送方向に1群のアンテナ素子772−776を備える。送信器−受信器
では伝送アンテナ及び受信アンテナは同一であり、それによって二重のフィルタ
ーが使用され、異なる伝送方向にそれぞれ分けられる。図は異なる伝送方向のた
めの異なるアンテナ素子を示す。アンテナ素子によって形成されたその群は線形
、平面(二次元)もしくは全方向性である。アンテナアレーは各移動局からL個
の素子の各々で、いくつかの異なる方向から異なる方法で遅延した複数経路−伝
播信号を受信する。
アンテナ素子はRXマトリックス706に接続される。そのマトリックスは、
マトリックス出力708がK個の信号出力から成り、そのK個の信号出力の各々
が所定の信号の入ってくる方向に向いているアンテナビームによって受信された
信号に対応するように、アンテナ素子によって受信されたアナログ信号を位相整
合する。マトリックスは、受動90°ハイブリッド及び移相器で実現されるバト
ラーマトリックスのような従来の技術の装置によって実施される。マトリックス
706でつくられるアンテナビーム波の数Kは必ずしもアンテナ素子の数Lに一
致しない。
このように受信方向でアンテナによって受信された信号を位相整合し、そして
伝送方向でアンテナによって伝送される信号を位相整合することによりアンテナ
ビームを得る。アンテナビームの数はマトリックス706の実施に依存し、そし
てそのビームは互いに所望の角度間隔で設定されて所望の広さに形成される。
マトリックス出力信号708を、もし必要であるならば、低−ノイズ増幅器7
10の1群に加える。その増幅器はケーブル減衰や他の損失を補償する。この方
法で増幅されたL個の信号は無線周波部分712−716に加えられ、その無線
周波部分は各信号を逓減変換して中間周波数にし、また各信号を所望のフィルタ
にかける。無線−周波部分は既知の技術に従う方法で実施される。
中間−周波数信号はそれからコンバータ手段718−722に加えられ、その
コンバータ手段はアナログ信号をデジタルサンプルに変換する。その変換は既知
の技術に従う方法で商用的に使用可能な部品で行われる。一般的に、I及びQ成
分の合成サンプリングはその方法で行われる。
コンバータ手段718、720、722の出力信号724、726、728は
更に各チャネル素子の前に置かれたRXスイッチ732、734、730を経由
して1群のチャネル素子738、740、742に加えられる。全てのコンバー
タの出力信号730が全てのRXスイッチに加えられる。各RXスイッチはこの
ようにK個の入力及び対応するチャネル素子に加えられる1つもしくはいくつか
の出力信号から成る。RXスイッチの機能は所望のアンテナビームによって受信
された信号をチャネル素子からの制御に従ってチャネル素子の必要な部品に導く
ことである。
当然、上記の受信器の構成もまた1つもしくはいくつかの前記の部品(アンテ
ナ素子700−704、増幅器710、無線−周波部分712−716そしてコ
ンバータ手段718−722)を互いに統合し、もしくは別々に配置するように
実施できる。このような場合には、実施の詳細は、当業者にとって明らかなよう
に、例えばもし無線−周波部分がアンテナアレーに接続して配置されるならば、
増幅器710は必要ないといったように変わる。
以下に、本発明の第2の実施例に従う受信器のチャネル素子の構成と動作を図
8aのブロック図により説明する。チャネル素子は図には3個の手段が示されて
いる信号を復調するための1つもしくはいくつかの手段804、806、808
、図に1つが示されている1つもしくはいくつかの探索器ユニット802、入力
が受信器ユニットからの信号から成るダイバーシティコンバイナ608、ダイバ
ーシティコンバイナ608の出力において可視である信号が入力に接続されてい
るデコーダ610を備える。
RXスイッチ732の入力In#1−In#Kはこのようにコンバータ手段7
18−722からのK個の信号から成る。チャネル素子738はこのように探索
器ユニット802を備えており、その機能は多次元信号変域から最良の信号成分
を探索することであり、第1の実施例の探索器ユニットについて説明したのと同
様である。本実施例では、探索器ユニット802は、RXスイッチの入力から最
良の信号成分をRXスイッチの各入力から遅延プロファイルを測定することによ
って探索する。RXスイッチの各入力はこのようにある方向から到達する信号成
分に対応している。遅延プロファイルの測定は、従来のRAKE受信器の探索器
ブランチで実施するのと同じ方法で実施される。測定の結果として、探索器ユニ
ットはこのように最良の信号成分の入ってくる方向と遅延を検知する。探索器ユ
ニットは復調手段804、806、808を最良の成分と同期するように導く。
これは、各復調手段に所望の成分の遅延に関する情報を与えることによって、ま
たRXスイッチからのこの方向の信号を対応する復調手段に加えることによって
実施される。
復調手段804、806、808はこのように与えられた信号を復調し、信号
の遅延と入ってくる方向の変化を監視し、そしてもし必要であれば、RXスイッ
チによって新しいアンテナビームの受信を開始する。復調手段の出力信号はダイ
バーシティコンバイナ608に加えられ、好ましくは、そのコンバイナは復調さ
れた符号を合成し、伝送情報を検知する。ダイバーシティコンバイナの出力信号
は更にデコーディング手段610に加えられ、そのデコーディング手段は符号が
インタリーブされているのを解いて、情報のシーケンスを復号する。
上記受信器の構成はこのようにアナログ位相整合の手段によって本発明に従う
装置を実現する。受信において、多数(K個)の固定されたアンテナビームが位
相整合によってつくられ、アンテナビームによって受信された成分から最強の信
号成分が復調のために選択される。端末機器が移動して信号の入ってくる方向が
変化すると、最良の信号強度を与えるアンテナビームの信号が常に復調のために
選択される。
本発明の第2の好ましい実施例に従う伝送構成を図8aを参照して以下に検討
する。
ユーザーデータビットは最初にエンコーダ614に加えられ、一般的にそのエ
ンコーダはコンボルーショナルコードでそのビットを符号化し、符号化された符
号をインタリーブする。得られたインタリーブされた符号は拡散−スペクトル変
調器642に加えられ、その変調器は普通の変調を行う。全ての上記の機能は既
知の技術に従って行われる。
本発明では、伝送器手段は受信された信号に応答して伝送される信号のアナロ
グ位相整合を制御するための手段802を更に備える。その探索器ユニット80
2が実施する測定に基づいて、探索器ユニット802は最良の信号成分を受信す
る方向角度と対応するアンテナビームを知る。探索器ユニットはこのようにして
これらの成分を受信するように1群の復調手段を割り当てる。実際の実施では、
伝送端の制御は探索器ユニットもしくは別の制御ユニットで行われる。単純化の
ために、最初の選択案だけをここに説明するが、本発明をそれに制限するわけで
はない。あらゆる場合に、本発明の思想は両方の選択案で同一である。上記のよ
うに、本発明に従う装置では、信号を反対の伝送方向に伝送する時、良い信号レ
ベルをもつ検知された入ってくる方向を使用する。
伝送器部分の実施を図7によって以下に検討する。伝送器は与えられた数Lの
アンテナ素子772、774、776を備えており、そのアンテナ素子はこのよ
うに受信方向でのアンテナ素子と同じである。アンテナ素子はTXマトリックス
770に接続され、そのマトリックスの機能は異なるアンテナ素子に伝送される
信号をアナログ式に位相整合し、指向性パターンの主要なビームが所望の方向を
向くようにすることである。TXマトリックスの入力はK個の信号756から成
り、その信号はD/Aコンバータ758−762でアナログ形式に変換され、無
線−周波部分764−768で無線周波数に変換されて増幅される。受信端の説
明で既に説明したように、上記の構成部分を実際にいくつかの方法で共にもしく
は個別に実施できる。このことは当業者にとって明らかである。
TXマトリックスは入力に配置されたK個の信号を、アンテナがアンテナビー
ムをK個の異なる方向に与え、アンテナビームの方向は固定していて、所望の領
域を互いに覆うように位相整合する。TXマトリックス770の実施はRXマト
リックス706に類似しており、例えば受動90°ハイブリッド及び移相器で実
施されるバトラーマトリックスで実施される。マトリックス770でつくられた
アンテナビームの数Kは必ずしもアンテナ素子の数Lに一致しない。
変調されたデータ信号と探索器ユニットからの制御746は各チャネル素子7
38、740、742からTXスイッチングマトリックス744に加えられ、そ
のマトリックスから信号は更に加算手段754に加えられる。スイッチングマト
リックス744と加算手段754の動作を図9によってより詳細に検討する。
TXスイッチングマトリックスは各チャネルユニットに対応するTXスイッチ
900、902、904を備え、そのスイッチの入力はチャネルユニットから到
達する変調された伝送データ信号とチャネルユニットの探索器ユニットからの制
御信号746、748、750の両方から成る。TXスイッチの出力はK個の、
すなわち伝送アンテナビームと同じ数の出力746a−746iから成る。各T
Xスイッチの機能はチャネル素子からの制御に基づいて信号をチャネル素子から
正しい伝送ビームに送り、他のチャネル素子からくる信号を共に加算して同じビ
ームに向くようにすることである。TXスイッチはチャネル素子からの制御に応
じて、すなわち信号がどのアンテナビームに向けられているかに応じて、入って
くるデータ信号を1つもしくはいくつかの出力Txout#1−Txout#K
にする。各出力は信号レベルで重みづけられた二次のデジタルサンプルである。
スイッチの各出力746a−746iは加算手段754のK個の加算器906
−910の1つに加えられる。各加算器は、異なるチャネルユニットから到達し
、与えられたアンテナビームに向けられたデータ信号を共に加算する。出ていく
サンプルのための必要なビット数は関数2*(log(n)+m)で得られ、そ
こではnは加算器の入力(チャネルユニット)の数、logは2を底とする対数
、そしてmはサンプルのビット数である。
更に上記の通り、TXスイッチの各出力756a−756cは対応するコンバ
ータ手段758−762に加えられ、更にアナログ位相整合マトリックスを経由
してアンテナに加えられる。
本発明の第2の好ましい実施例に従う代案の伝送装置を図8bを参照して以下
に検討する。変調手段642からの信号は2つ以上の遅延手段648a−648
bに加えられ、その遅延手段では、伝送される信号を探索器手段802の制御下
で相互に異なる遅延で遅延させる。その結果、上記のように、伝送された信号を
受信する時に、加入者機器は上記に説明したようにダイバーシティを使用するこ
とができる。
図7が図示するように、異なって遅延させられた信号746と782、748
と780、750と778を各チャネル素子738、740、742からTXマ
トリックス744に加える。TXマトリックスの後の伝送器の動作は上記で既に
説明したものに類似している。
本発明の第2の好ましい実施例は特別なビーム制御ビットを使用し、移動局は
そのビットを受信信号に基づいて作り、基地局に伝達する信号に加える。図8a
を参照すると、本発明に従う受信器は受信信号からこれらのビーム制御ビットを
分離して検知するための手段616を備える。その検知は遅延を避けるためにデ
コーダ610の前に既に実施されるべきである。これらのビーム制御ビットは、
チャネルユニットの探索器ユニット802に送られる。
探索器ユニット802は測定した情報及び移動局によって伝送されたビーム制
御ビットに基づいて伝送で使用するアンテナビームを選択する。
本発明の第2の好ましい実施例では、パイロット信号の伝送で使用されるアン
テナビームを変更して、各々のアンテナビームを順番に使用してパイロット信号
を伝送するように、狭帯域アンテナビームの形式でセル領域を掃引するパイロッ
ト信号を実現できる。それによって、パイロット信号はセル領域を順番に掃引す
る。
添付した図を参照して例で本発明を上記に説明したが、本発明はそれに制限さ
れないことは明らかであり、添付された請求項で開示された本発明の思想の範囲
内で多くの方法で本発明を変更することができる。
アンテナビームの並びを例えば垂直方向と水平方向の両方に使用することがで
き、それによって上記(α、τ)変域を(α、β、τ)変域として理解すること
ができる。そこではαは垂直角度、ベータは水平角度、τは遅延である。
1つの可能性はコヒーレント、インコヒーレント、もしくは差分コヒーレント
な変調方法及び復調方法をチャネル素子で使用することである。例えば、移動局
でコヒーレントな復調を可能とするために、基地局は、位相基準として各アンテ
ナビームにデータ変調せずに付加された拡散コード化信号を含んでも良い。代替
案として、既知の基準符号を同じ目的のために使用できる。
本発明の1つの選択可能な実施例は、チャネル素子のデジタル位相整合手段6
18−634を1つの共通の位相整合手段ブロックに配置することであり、その
場合、その共通ブロックは全てのチャネル素子に対応する。
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フロントページの続き
(81)指定国 EP(AT,BE,CH,DE,
DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,IT,L
U,MC,NL,PT,SE),OA(BF,BJ,CF
,CG,CI,CM,GA,GN,ML,MR,NE,
SN,TD,TG),AP(KE,LS,MW,SD,S
Z,UG),UA(AM,AZ,BY,KG,KZ,MD
,RU,TJ,TM),AL,AM,AT,AU,AZ
,BB,BG,BR,BY,CA,CH,CN,CZ,
DE,DK,EE,ES,FI,GB,GE,HU,I
S,JP,KE,KG,KP,KR,KZ,LK,LR
,LS,LT,LU,LV,MD,MG,MK,MN,
MW,MX,NO,NZ,PL,PT,RO,RU,S
D,SE,SG,SI,SK,TJ,TM,TR,TT
,UA,UG,US,UZ,VN
(72)発明者 ライホ ステッフェンス ヤーナ
フィンランド エフイーエン−02880 ヴ
ェイッコラ メーニステーンティエ 4ベ
ー3
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1.受信された信号がいくつかの異なる経路に沿ってそれぞれ異なる遅延をもっ て到達し、いくつかの素子から成る1つ以上のアンテナアレー(500、700 −704、772−776)と、アンテナアレーからの利得が所望の方向で最大 となるようにアンテナアレー(500、700−704、772−776)によ って送受信される信号を位相整合するための手段(600−606、706、7 70)を備える1つ以上のチャネルユニット(504−508、738−742 )を備える所望のユーザの信号を送受信するための基地局の機器であり、チャネ ルユニット(504−508、738−742)が、受信信号成分の入ってくる 方向と遅延を探索するための手段(604、732、802)と、前記情報に基 づいて反対の伝送方向の位相整合手段(606、770)を制御するための手段 (604、744、802)を備えることを特徴とする基地局の機器。 2.アンテナアレー(500)に接続された1群の無線−周波ユニット(500) 、入力が無線−周波部分(500)からの信号から成り、アンテナアレーから得 られた利得が所望の方向で最大となるようにアンテナアレー(500)によって 受信された信号を位相整合するための少なくとも1つの手段(618)を備える 1つ以上のチャネルユニット(504−508)、入力が位相整合手段(618 )の出力信号である所望の受信信号成分を復調するための少なくとも1つの手段 (620)、受信信号成分の入ってくる方向と遅延を探索するための手段(62 4、638)、前記情報に基づいて位相整合手段(618、634)と復調手段 (620)を制御するための手段(604)を備えることを特徴とする請求項1 に記載の基地局の機器。 3.各チャネルユニット(504)がチャネルユニットの動作を統制する制御ユ ニット(612)、入力が無線−周波部分(500)からの信号から成る少なく とも1つの受信器ブロック(600−602)と少なくとも1つの探索器ブロッ ク(604)、入力が受信器ブロック(600−602)からの信号から成るダ イバーシティコンバイナ(608)、合成信号を復号するための手段 (610)を備えることを特徴とする請求項2に記載の基地局の機器。 4.探索器ブロック(604)が、入力が無線−周波部分(500)からの信号 である位相整合手段(634)、ある入ってくる方向から受信されて位相整合手 段(634)から得られた信号がある遅延を有する所望の信号成分を含むかどう かを検知して前記信号成分の品質を測定するための手段(636)、受信された 信号の所望の入ってくる方向と遅延を測定できるように、位相整合手段(634 )と測定手段(636)を制御するための手段(638)、チャネル素子の制御 ユニット(612)に各々の検知された信号成分の入ってくる方向、遅延、品質 を伝達するための手段(636)を備えることを特徴とする請求項3に記載の基 地局の機器。 5.伝送器ブロック(606)が、入力がエンコーディング手段(614)から の信号である変調手段(642)、入力が変調手段の出力で可視な信号である位 相整合手段(640)、伝送される信号の最大利得を所望の方向に向けるように 位相整合手段(640)を制御するための手段(644)を備えることを特徴と する請求項3に記載の基地局の機器。 6.伝送器ブロック(606)が、入力がエンコーディング手段(614)から の信号である変調手段(642)、入力が変調手段の出力で可視の信号である、 伝送される信号成分を所望の時間単位で遅延させるための手段(648a、64 8b)、遅延手段(648a、648b)の出力に接続されている位相整合手段 (640a、640b)、伝送前に異なる遅延を持つ信号成分を合成するための 手段(650)、伝送される信号の最大利得を所望の遅延をもって所望の方向に 向けるように位相整合手段(640a、640b)及び遅延手段(648a、6 48b)を制御するための手段(644)を備えることを特徴とする請求項3に 記載の基地局の機器。 7.位相整合手段(618、622、634)が、各アンテナ素子で受信された 信号成分を各成分に対して特別に設定された合成重みづけ係数で乗算するための 手段(412−416)を備え、その係数は所定の増幅パターンの最大利得角度 を所望の方向に導くことを特徴とする請求項1に記載の基地局の機器。 8.アンテナアレーからの利得が所望のビームの方向に最大となるように、受信 信号をアナログ式に位相整合するためのアンテナアレー(700−704)に接 続された手段(706)、入力が位相整合された信号から成る1群の無線−周波 ユニット(712−716)、無線−周波ユニットの出力に接続されて信号をデ ジタル化するための手段(718−722)、入力がデジタル化された信号から 成り、受信信号成分の入ってくる方向に対応するアンテナビームを探索し、前記 成分の遅延を測定するための少なくとも1つの測定手段及びスイッチング手段( 802、732)を備える1つ以上のチャネルユニット(738−742)、最 良の前記成分をチャネルユニットの復調手段(804−808)に送るための手 段(802、732)を備えることを特徴とする請求項1に記載の基地局の機器 。 9.アンテナアレー(772−776)の入力に接続された、アンテナアレーで 伝送される信号をアンテナアレーからの利得が所望のビームの方向で最大となる ようにアナログ式に位相整合するための手段(770)、位相整合手段の入力に 接続され、入力が信号デジタル化手段(758−762)の出力信号から成る1 群の無線−周波ユニット(764−768)、チャネル素子からの制御に基づい て、各チャネル素子(738−742)から得られた伝送される信号を所望のア ンテナビームに接続する手段(744)、スイッチング手段(744)の出力に 接続する、同じアンテナビームに向けられた信号を共に加算するための手段(7 54)を備え、加算手段の出力がデジタル化手段(758−762)の入力に接 続されることを特徴とする請求項8に記載の基地局の機器。 10.伝送される信号成分を所望の時間単位で遅らせるための手段(648a、6 48b)を備えることを特徴とする請求項9に記載の基地局の機器。 11.アナログ位相整合手段(706)が多数の出力を有し、各々の出力がある方 向を向いているアンテナビームによって受信された信号を示すことを特徴とする 請求項9に記載の基地局の機器。 12.スイッチング手段(730−734)が、アナログ位相整合手段(706) のデジタル化された出力からの、中間周波数に変換されて入力において可視であ る所望の信号を、測定手段(802)の制御下で必要な復調手段(804− 808)に導くこと、測定手段(802)が各復調手段をそこに導かれた信号と 同期するように導くことを特徴とする請求項7に記載の基地局の機器。 13.受信器が、デジタル化する前に位相整合された信号を増幅するための手段( 710)を備えることを特徴とする請求項7に記載の基地局の機器。 14.位相整合手段(706)、無線−周波ユニット(712−716)、コンバ ータ手段(718−722)を物理的に同一のユニットに配置することを特徴と する請求項7に記載の基地局の機器。 15.アンテナアレーからの利得が所望の方向で最大になるように送受信される信 号を位相整合することによって、いくつかの素子から成るアンテナアレー(50 0、700−704、772−776)で信号を送受信するような基地局の機器 でアンテナビームを方向づけるための方法であり、基地局の機器(100)で、 移動局(102)から受信された信号成分の入ってくる方向と遅延を探索するこ と、前記測定値に基づいて反対の伝送方向に伝送される信号の位相整合を制御す ることを特徴とする方法。 16.アンテナアレーからの利得が所望の方向で最大となるようにデジタル化され た受信信号を位相整合すること、位相整合及び復調手段の位相を前記探索に基づ いて制御することを特徴とする請求項15に記載の方法。 17.与えられた角度間隔で所望の入ってくる方向にアンテナアレーからの利得が 最大となるようにデジタル化された受信信号を徐々に位相整合することによって 、また、拡散コードの異なる位相で各々の入ってくる方向の信号成分の強度を測 定することによって、信号成分の入ってくる方向と遅延を受信信号から測定する ことを特徴とする請求項16に記載の方法。 18.伝送される信号の位相整合において、所定の増幅パターンの最大利得の角度 を所望の方向に向けるようにすること、伝送される信号を所望の時間単位で遅ら せることを特徴とする請求項16に記載の方法。 19.アンテナアレーからの利得が所望のビームの方向に最大となるように、アン テナアレー(700−704)によって受信された信号をアナログ式に位相整合 すること、位相整合された信号をデジタル化すること、どのアンテナビームが最 良の信号成分を受信しているかを受信信号から測定し、これらの成分の遅 延を測定し、スイッチング手段(730−734)によって所望の信号成分を復 調手段(804−808)に導き、復調手段を前記成分と同期させるようにする ことを特徴とする請求項16に記載の方法。 20.アンテナアレー(772−776)からの利得が所望のビームの方向で最大 となるように、伝送される信号をアナログ式に位相整合すること、スイッチング 手段(744)と加算器(754)が伝送される信号を位相整合手段(770) に導いて所望の方向に伝送するようにすることを特徴とする請求項19に記載の 方法。 21.伝送される受信信号をアナログ式に位相整合し、ある方向に向いている1群 のアンテナビームを供給することを特徴とする請求項19に記載の方法。
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