JPH11505686A - 受信方法及び受信器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は所望のユーザーの信号を受信するための受信方法及び受信器に関する。その信号はいくつかの異なる経路に沿って（１１２、１１４、１１６）それぞれの遅延をもって受信器に到達し、その受信器はいくつかの素子から成るアンテナアレー（５００、７００−７０４）と所望の受信信号成分を復調するための少なくとも１つ以上の手段（６２０、８０４）を備える１つ以上のチャネルユニット（５０４−５０８、７３８−７４２）を備える。高い周波数使用率を実現するために、本発明に従う基地局では、チャネルユニット（５０４−５０８、７３８−７４２）は受信信号成分の入ってくる方向を探索するための手段（６０４、７３２、８０２）及び最良の成分のパラメーターを復調手段（６００、６０２、８０４−８０８）に示す手段（６０４、７３２、８０２）を備える。

Description

【発明の詳細な説明】 受信方法及び受信器 本発明は所望のユーザーの信号を受信するための受信器に関する。その信号は いくつかの異なる経路に沿ってそれぞれ異なる遅延をもってその受信器に到達す る。そして、その受信器は、いくつかの素子から成るアンテナアレーと、所望の 受信信号成分を復調する手段を少なくとも１つ備える１つ以上のチャネルユニッ トを備える。 本発明は何らかの多元接続方式を使用しているデータ伝送システムにおいて使 用するのに適しているが、特に符号分割多元接続を使用している移動通信システ ムにおいて使用するのに適している。従来のＦＤＭＡ方式及びＴＤＭＡ方式に加 えて、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）は多元接続方式の１つであり、拡散スペク トル技術に基づいていて、最近移動通信無線システムに適用されてきている。Ｃ ＤＭＡは従来の方式よりもいくつかの点で優れており、例えば、周波数利用率及 び周波数計画の簡便さである。既知のＣＤＭＡ方式の一例は広帯域移動通信無線 標準ＥＩＡ／ＴＩＡ ＩＳ−９５である。 ＣＤＭＡ方式では、データ信号よりもかなり広い帯域を持つ拡散コードによっ てユーザーの狭帯域データ信号は比較的広い帯域に拡散される。既知のテストシ ステムでは１.２５Ｍｈｚ、１０Ｍｈｚ、そして２５Ｍｈｚといった帯域幅が使 用されてきた。拡散に関して、データ信号は使用される帯域全体に拡散する。全 てのユーザーは同時に同じ周波数帯域を用いることによって伝送する。それぞれ の拡散コードを基地局と移動局間の各接続で使用し、そして異なるユーザーの信 号を受信器で各ユーザーの拡散コードに基づいて互いに識別する。 受信器に備えられている整合フィルタは所望の信号と同期され、その所望の信 号を拡散コードに基づいて認識する。伝送の間に使用されたのと同じ拡散コード で再度拡散することによってデータ信号は受信器で元の帯域に復元される。理想 的な場合には、いくつかの他の拡散コードにより拡散された信号は相関関係がな く、狭帯域には復元されない。それらは従って所望の信号に関する雑音のように なる。その方式の拡散コードは互いに直交する、すなわち互いに相関関係がない ように選ばれるのが好ましい。 代表的な移動電話環境では、基地局と移動局との間の信号は送信器と受信器と の間のいくつかの経路に沿って伝播する。この複数経路の伝播は主に周囲の面か らの信号の反射によるものである。異なる経路に沿って伝播してきた信号は、異 なる伝送遅延のために異なる時間に受信器に到達する。ＣＤＭＡでは複数経路の 伝播をダイバーシティと同様の方法で信号の受信に使用できる。一般的にＣＤＭ Ａ方式で使用される受信器はマルチブランチ受信器構造であり、そこでは各ブラ ンチはそれぞれの経路に沿って伝播してきた信号成分と同期される。各ブランチ は独立した受信器の素子であり、その機能は一つの受信信号成分に構成して、復 調することである。従来のＣＤＭＡ受信器では、異なる受信器の素子の信号を有 効にコヒーレントもしくはインコヒーレントに合成し、それによって良い品質の 信号を得る。 ＣＤＭＡ方式はまたソフトハンドオーバーを適用でき、そこでは移動局はマク ロダイバーシティを使用することによっていくつかの基地局と同時に通信する。 このようにしてハンドオーバー中、移動局の接続品質は高く保たれ、ユーザーは 接続の切れ目に気付かない。 所望の接続で他の接続により引き起こされる干渉は受信器で均等に与えられる 雑音のようになる。受信器で検知された信号の入ってくる方向に従って角度変域 で信号を調べると、これはまた事実である。このように所望の接続において他の 接続によって引き起こされる干渉はまた受信器において角度変域で与えられるよ うになる。すなわち干渉は異なる入ってくる方向にかなり均等に与えられる。 ＣＤＭＡの容量は周波数利用率により測定され、セクタ分割で更に改善されて きた。１つのセルは、指向性アンテナによって対応される所望のサイズの複数の セクタに分割される。このようにして移動局によって引き起こされる相互の雑音 を基地局の受信器でかなり減少することができる。これは概して干渉は異なる入 ってくる方向間で均等に与えられるという事実に基づいており、その数はセクタ 分割によって減少される。当然、セクタ分割は両方の伝送方向で行われる。セク タ分割によって、セクタ分割に比例して容量が増大する。 セクタ分割されたセルはまた特定の形式のソフトハンドオーバーを利用する。 ソフトハンドオーバーでは、移動局は１つのセクタから別のセクタへのハンドオ ーバーを両方のセクタと同時に通信することによって行う。たとえソフトハンド オーバーが接続品質を改善し、セクタ分割がシステムの容量を増大しても、当然 、移動局の動きは１つのセクタから別のセクタへいくつかのハンドオーバーを行 っている局に通じている。これは基地局の制御装置の容量処理で行われる。いく つかのソフトハンドオーバーはまた、いくつかの移動局が同時に１つ以上（通常 ２つ）のセクタと通信する状態をつくる。それによって移動局の信号は広いセク タで可聴であるので、セクタ分割により与えられる増大された容量が失われる。 ＣＤＭＡ方式の多元接続の干渉はまた、異なる既知の多元接続干渉除去方式（ ＩＣ）及びマルチユーザー検知（ＭＵＤ）によって減少されてきた。これらの方 法はユーザー自身のセル内でつくられた干渉を減少するのに最も適しており、こ のようにしてそのシステム容量は、干渉除去なしで実施されるシステムに較べて 約２倍に増大される。しかしながら、これらの方法は既知の技術に較べて基地局 の電波の届く領域の広さをあまり改善しない。また、ＩＣ／ＭＵＤ技術は実施す るのが難しく、それゆえそれらは主にアップリンク方向で開発されてきた。 開発されてきた別の方法はＳＤＭＡ（空間分割多元接続）方式で、そこではユ ーザーはその位置に基づいて互いに識別される。これは基地局の受信器アンテナ のビームを移動局の位置に従って所望の方向に調整するように行われる。この目 的のために、そのシステムは適応性アンテナアレー、すなわちフェーズドアンテ ナを使用して受信信号を処理し、それによって移動局を追跡する。 ＣＤＭＡに関連してＳＤＭＡを使用する方が、セクタ分割のような従来の方法 よりもいくつかの点で優れている。もし、セクタ分割内のセクタのビームを周波 数利用率を増大するために狭めるならば、１つのセクタから別のセクタへ行われ るハンドオーバー数もまた増大する。これは同様に基地局の制御装置に要求され る算定容量を非常に増大してしまう。 ＳＤＭＡの適応に関して背景の技術はA.F.Naguib、A.Paulraj:「基地局アンテ ナアレーを有するＣＤＭＡ移動通信ネットワークの実施(Performance of CDMA C ellular Networks With Base-Station Antenna Arrays)」(PROC．International March 1994)に図示されている。このようにＳＤＭＡにおいて信号はアンテナア レーによって受信され、その受信信号は、アンテナの指向性パターンが受信器で の整形に続く段階に適当であるようにデジタル信号処理によって整形される。従 来技術の装置では、受信信号は、所望の信号の信号対干渉の比率を最大化するよ うに整形される。このように受信信号は、アンテナアレーの指向性パターンが所 望の信号において他の接続によって引き起こされる干渉を最小化するように整形 される。前記参考文献に従う装置では、各々の検知された信号成分を個々のビー ムに整形する。すなわち、インパルス応答をその整形前に認知しなければならな い。 本発明の目的は周波数使用率を従来のＣＤＭＡ方式に較べて更に改善する一方 、その機器を技術的に実施するとやはり有利である受信方法及び受信器を実現す ることである。本発明の目的は新形式の多次元探索を使用してＳＤＭＡをＣＤＭ Ａ環境において効果的に適用することである。 これは独立請求項の冒頭部に記載の形式の受信器で実現され、チャネルユニッ トが受信信号成分の入ってくる方向と遅延を検知する手段と復調手段に最良の成 分のパラメーターを示す手段を備えることを特徴とする。 本発明はまた所望のユーザーの信号を受信するための受信方法に関する。その 信号はいくつかの異なる経路に沿ってそれぞれの異なる遅延をもって受信器に到 達する。そしてその方法において信号はいくつかの素子からなるアンテナアレー によって受信され、そして中間周波数に変換され、デジタル形式に変換されて、 復調手段によって復調される。本発明に従う受信方法は受信信号成分の入ってく る方向と遅延を検知し、最良の成分のパラメーターを復調手段に示すことを特徴 とする。 本発明に従う方法は、ＣＤＭＡ方式を適用するシステムを含む従来の移動通信 システムに較べて非常に良い周波数使用率となる。この方法は、使用されるチャ ネル数を１０倍から１００倍まで増大し、基地局の電波が届く領域の広さを５倍 から１０倍まで増大する。これは、他のユーザーによって引き起こされる干渉の 影響は本発明に従う方法において実質的に減少するという事実に基づいている。 そしてＣＤＭＡは干渉制限方法であるのでユーザー数を増大できる。次に、多次 元信号変域での有利な信号成分の本発明に従う探索は、本発明の好ましい実施例 において到達時間の角度変域における探索から成り、技術的に実施するのに有利 である。 本発明の第一の好ましい実施例によると、信号処理をベースバンドでデジタル 式に行うことができ、その後でアンテナのビームを受信信号の位相整合手段によ って所望の方向に直接向けることができる。本発明の第２の好ましい実施例では 信号位相整合がアナログ式に行われ、このようにして多数の一定のアンテナビー ムを生じる結果となり、それら一定のアンテナビームの中から所望の信号成分の 最良の成分を受信しているビームを受信用に選択する。 以下に、本発明の好ましい実施例について添付図を参照してより詳細に説明す る。 図１は移動局と基地局との間の信号の複数経路の伝播を図示する。 図２ａは信号の複数経路の伝播によって引き起こされる散乱を時間変域上に図 示する。 図２ｂは信号の複数経路の伝播によって引き起こされる散乱を到達角度変域上 に図示する。 図３は基地局のアンテナのビームを移動局へ向ける実現性を図示する。 図４は適応性アンテナアレーの可能な実施例を示す。 図５は本発明に従う受信器の可能な構成を図示するブロック図である。 図６は各チャネル素子の構成の一例を図示するブロック図である。 図７は本発明に従う受信器の別の可能な例を図示するブロック図である。 図８は各チャネル素子の構成の別の例を図示する。 図９は各チャネル素子の構成の一例をより詳細に示す。 以下で、本発明に従う方法及び受信器を一例としてＣＤＭＡ方式を用いてより 詳細に説明するが、以下の記述に基づいて当業者にとって明らかなように、本発 明はまた他の多元接続方式に関して適用できるので、その説明に制限されるわけ ではない。 図１は移動通信システムにおける伝送信号の一般的な複数経路伝播を図示する 。 図は基地局１００及び基地局と通信する移動加入者機器１０２を示す。移動通信 無線システム特有の特徴は移動局が無線波を反射して散乱する面で囲まれている ことである。このような面は、例えば建物及び山や丘のような自然によって形成 された壁である。一般的に移動局は全方向性アンテナパターンで伝送する。図は 移動局から発生するいくつかの電波１１２、１１４、１１６を図示する。移動局 １０２の近くに置かれた面１０４、１０８は伝送された信号を反射する。従って 送信された信号はいくつかの異なる経路に沿って基地局１００のアンテナに到達 するが、異なる信号成分間の遅延はかなり小さい。図中の１０６に示されるより 遠くに配置されたより大きな建物や山のような反射面は、いくらかさらに数十マ イクロ秒遅れて基地局１００に到達する信号成分１１４をつくる。また移動局と 基地局との間の直接の接続を妨げる範囲内に障害物１１０がある。 図２ａは、時間変域上に基地局の受信器で信号の複数経路の伝播によって引き 起こされる信号成分の瞬時の遅延の一例を図示する。その概要図の水平軸２００ は時間を示し、垂直軸２０２は受信信号の電力を示す。図２ａの例では基地局の 受信器は３つのかたまりの信号成分２０４、２０６、２０８を検知しており、そ の信号成分は受信器に異なる時間に到達し、その中で成分２０８は他よりも非常 に遅延している。 図１の例が示すように、異なる信号成分は異なる時間に到達するだけでなく、 異なる方向からも到達する。従って信号は時間変域内だけでなく角度変域内でも 散乱するといえ、それは信号の到達角度（ＡｏＡ）によって記述される。図２ｂ は、到達角度の作用として信号の複数経路伝播によって引き起こされる基地局の 受信器での瞬時の散乱の一例を図示する。図２ｂの垂直軸２０２は受信信号成分 の電力を示し、水平軸２１０は到達角度を示す。図２ｂの例では、信号成分２１ ２、２１４は２つの方向から到達する。 大きなセル、いわゆるマクロセルでは、基地局のアンテナは高いところに置か れ、一般的にその信号成分はほんの少しだけ異なる到達角度でアンテナに到達す る。通常、それは移動局と基地局との間の直通の電波に近い。通常、基地局のア ンテナが建物の屋根の下に置かれる小さなマイクロセルでは、信号成分の到達角 度が非常に大きな散乱を示すことが分かっている。しばしば、移動局と同様に、 基地局は近くに置かれたいくつかの反射面によって囲まれているからである。 アップリンク伝送方向での複数経路の伝播を上記に説明した。同一の現象がま た反対のダウンリンク方向でも発生するということは当然明白である。散乱と反 射はそれ程周波数に依存しないので、複数経路の道筋は殆ど両方向に対称である ということもまた言える。しかしながら、深い信号のフェージングは異なる伝送 方向に相互に独立しているということは注意されるべきである。従って、もし基 地局力到達角度α₀で移動局から到達した信号成分を検知し、フェージングがな いならば、同じ角度α₀での信号の送信は移動局の方向に信号を導く。 上記に基づいて、典型的な移動通信システムの複数経路の伝播環境は基地局に おいて時間変域で異なって遅延するいくつかの成分と角度変域でいくつかの異な る方向から到達する成分に分けられた信号の受信につながる。加入者機器は移動 するので、どちらの分布プロファイルも時間変域で変化するが、その変化はかな り遅く、すなわち数秒の範囲内であり、そしてそれらのプロファイルを同期させ て測定することができる。 このように受信信号成分は、時間−角度変域、すなわち（α、τ）変域で上記 に図示されて受信信号の検知を改善するために本発明に従う基地局で使用できる 上記で説明した形式の多次元性によって特徴づけられる。本発明に従う方法では 、受信信号の最良の信号成分が多次元信号変域内で検知され、その受信器は、検 知された成分が好ましく合成されて検知されるようにその最良の成分によって制 御される。信号の品質のための最も簡単な基準は受信電力レベルであるが、また 例えば信号対雑音比といった他の基準も使用できる。 本発明に従う受信器は適応性アンテナアレーを使用し、そのアンテナアレーは いくつかの異なる素子からなる。図４は、本発明の第１番目の好ましい実施例に 関して適用できる適応性アンテナアレーの可能な実施例を図示する。アンテナア レーはＬ個のアンテナ素子４００、４０２、４０４を備えており、それらは例え ば全方向性アンテナである。各アンテナ素子は無線周波部分４０６、４０８、４ １０に接続されており、それらは既知の技術に従って受信信号を中間周波数に変 換し、そしてその信号の（Ｉ、Ｑ）成分のサンプルを抽出する。そして得られた 合成サンプルは乗算器４１２、４１４、４１６において対応する合成重みづけ 係数Ｗ_i、ｉ＝１、・・・、Ｌ、で乗算される。このように乗算されたサンプル ４２２、４２４、４２６は加算器４１８を経由して受信器の他の部分に加えられ る。 合成重みづけ係数Ｗ_iは所望の形のアンテナパターンを実現するように、通常 、適応性があるアルゴリズムに従って選択される。受信信号を整形するこの方法 はベースバンド上でデジタル化された信号について行われるため、信号のデジタ ル位相整合と呼ばれるが、この整形によって、受信信号のアンテナ利得は所望の 方向に向けられる。このようなアンテナアレーは指向性もしくは全方向性のアン テナ素子を備える。異なるアンテナから得られる信号を位相整合し、位相整合さ れた信号を合成して、所望の方向に仮想のアンテナビームをつくる。同じ処理が 伝送される信号についても行われ、それによって所望の放射パターンを実現する 。 図３は４つの素子３００、３０２、３０４、３０６が均等に直線上に並べられ たアンテナアレーが、どのように移動局３０８への到達角度αの強い指向性ビー ム３１０をつくるかを図示する。小さな付随のビーム３１２−３１６の一群もま た形成される。このようにこの指向性を、指向性をもつアンテナなしで信号位相 整合で実現することができる。 本発明に従う装置では、受信器の多元接続干渉は角度変域内で方向づけられ、 時間−角度ダイバーシティを適用している新型の受信器によってつくられるアン テナビームで減少される。本発明に従う装置では、受信信号から測定された到達 角度を送信方向に使用することができ、それによって接続品質を両方の伝送方向 で改善する。 以下では、ＣＤＭＡ方式で受信信号のデジタル位相整合を適用することに関す る本発明の第一の好ましい実施例を最初に説明する。 基地局で使用される時間−角度ダイバーシティを適用している受信器はデジタ ル受信器手段を備えており、その手段は２次元（α、τ）変域内で受信信号成分 を測定し、所望の信号成分を復調する。その復調の前に、受信されてデジタル化 された信号サンプルは位相整合され、それによって受信信号のアンテナ利得を所 望の信号の入ってくる方向に向ける。好ましい実施例では、位相整合によってつ くられたアンテナビームは重みづけ係数Ｗ_iとアンテナの形状によって決定され る所定の波形を有するビームである。もしそのようにアンテナビームの波形が一 定であるならば、各々の最大利得角度のためのこれらの係数を容易に算出できる 。従って、位相整合は１つのパラメーター、すなわち到達角度αにのみ依存する ので、位相整合をすぐに調整することができる。 本発明に従う方法では、到達角度を見積もるためのＭＵＳＩＣのような既知の 複雑な技術もしくは適応アルゴリズムのＬＭＳやＤＭＩのような既知の複雑な技 術を適用する必要はない。これらのアルゴリズムは受信信号にとって最良のビー ムの波形の算出を可能にし、アンテナパターンの０ポイントを干渉源へ向けるこ とによって所望の信号の信号対雑音比を最大化することができるけれども、この ようなことはＣＤＭＡに関しては必要ない。上記のように、ＣＤＭＡでは干渉信 号は干渉源の何らかの明確な方向性を持たずに類似の雑音に分配されるからであ る。従って、干渉が均一に分配された環境では、所定の波形を有するアンテナビ ームの最大利得角度を最良の信号成分が受信される方向に向ければ十分である。 これは既知の技術に較べてより単純な受信器の実現を可能とする。 本発明に従う方法において、受信器はこのように（α、τ）変域内で所望の信 号成分を探索する。これは、受信拡散スペクトル信号と所望の拡散コードとを相 互相関させることにより、そして得られた測定結果を与えられたしきい値と較べ ることにより実施される。その探索は、チャネルインパルス応答の測定と各方向 から受信された端末機器の信号エネルギーの収集とを同時に実施する与えられた 領域上のアンテナビームの掃引として理解することができる。受信器はこのよう に最良の信号の受信方向とコード位相を検知し、これらの信号成分と同期させて これらの信号成分を受信するための必要な数の復調手段を割り当てる。受信され て復調された信号成分は受信器で好ましく合成される。最良の信号成分の探索は 継続的に実施され、もし必要ならば復調手段の割当ては変更される。 受信器はこのように常に移動局から最良の信号成分が受信される方向を知る。 この情報はまた本発明に従う基地局の機器でダウンリンク方向に使用される。こ れは、例えば送信器−受信器の制御装置が送信器ユニットに重要な信号成分を検 知した方向を教えるといった方法で実施される。送信器ユニットは、アンテナビ ームの最大利得角度が所望の方向を向くように適応性アンテナアレーで伝送され る信号を位相整合する。１つ以上の伝送ビームがあり、それらの数はまた受信器 のビーム数とは異なる。 この方法はダウンリンク方向でも相当に干渉を除去する。伝送で使用されるア ンテナアレーは受信で使用されるアンテナアレーと同じであっても良い。それは また別個のアンテナアレーであっても良い。信号の位相整合は受信中と同じ方法 により重みづけ係数で実施される。 本発明に従う装置は例えば既知の技術の移動局を使用し、その移動局は継続的 に基地局から受信した信号から接続品質を測定する。この情報は移動局が受信し た信号成分の数に関するデータを含む。ダウンリンク方向に伝送アンテナのビー ムを向ける時、本発明に従う装置は移動局によって実施された接続品質測定の結 果を使用する。 移動局は収集した測定結果を基地局に伝送する。移動局から受信された情報及 び基地局自身が行った測定に基づいて、基地局は、移動局に向けられた信号の伝 送のために使用するアンテナビームの数、波形もしくは方向を変える。これらの 変化は徐々に実施されるので、移動局は変化する信号についていける。 もし前記の測定値が移動局での信号品質を改善しないことを測定結果が示すな らば、基地局はまた各アンテナビームの伝送電力を調整するために移動局から受 信した接続品質情報を用いる。 上記方法の１つの利点は、例えば困難なフェージング状況において移動局は信 号伝送で使用されるアンテナビームのパラメーター、例えば、方向、波形や数を 変更する要求を基地局に伝送し、それによって移動局によって受信される信号の 品質をすぐに改善できることである。 従来の技術のＣＤＭＡ方式は、各基地局によって伝送されて基地局の確認に使 用されるパイロット信号を電力測定で使用し、移動局でのコヒーレントな受信を 可能とする。既知の方式では、データ非変調拡散コード信号であるパイロット信 号は基地局の電波が届く領域に実際のトラヒックチャネルと同様に伝送される。 本発明に従う方法で実現されるＣＤＭＡ方式は、時間で変化するアンテナビー ムをデータ信号の伝送及び受信で使用するパイロット信号を伝送するための方法 を適用する。そして時間で変化しない伝送方向に第１のパイロット信号を伝送し 、 そして時間で変化してデータ信号の伝送で使用される伝送方向に対応する伝送方 向に第２のパイロット信号を伝送することが可能となる。 従って、時間で変化しない伝送方向に与えられたパイロット信号は、基地局の 検知及びハンドオーバーの必要を検知するための電力の測定のために用いられる 。使用されるアンテナ指向性パターンはデータ信号のパターンとは異なるので、 その信号をコヒーレントな検知のための基準として使用することはできない。こ の目的のために、各データ信号に関連して同じアンテナパターンで伝送されるパ イロット信号を使用することは可能である。従って、そのパイロット信号は実際 のデータ信号と同じ経路にそって伝播し、移動局でのコヒーレントな検知を可能 とする。 本発明に従う装置ではパイロット信号を比較的狭帯域のアンテナビームを用い てより遠くに伝送することが可能であり、このアンテナビームがセル領域を掃引 するように、アンテナビームの最大利得角度を方向づけることができる。このよ うにしてパイロット信号を含むアンテナビームは灯台のようにセルを掃引し、そ して連続のパイロット信号をセル領域全体へ伝送するのを避けることができる。 パイロット信号をいくつかの掃引アンテナビームで伝送することもまた可能であ り、そのアンテナビームは重複しないように位相整合される。基地局は制御チャ ネル上の移動局にパイロットチャネルが各領域を掃引する時間を伝達する。 以下に、本発明の第１の実施例に従う受信器の構成を説明する。図５は本発明 に従う受信器の構成を図示しているブロック図である。受信器はＬ個の別個のア ンテナ素子から成るアンテナアレー５００を備える。アンテナアレーは線形、平 面（２次元）もしくは全方向性である。アンテナアレー５００は、いくつかの異 なる方向からの異なる方法で遅延した複数経路−伝播信号を各々の移動局から各 々のＬ個の素子で受信し、前置増幅を行い、信号を中間周波数に変換し、そして Ｌ個の信号全てをデジタル化する。得られたＬ個のデジタル合成Ｉ、Ｑのサンプ ル５１４はチャネル素子５０４、５０６、５０８の入力に加えられる。 以下でより詳細を説明するように、基地局と通信する各々の活動している移動 局は１つのチャネル素子によって対応され、そのチャネル素子は受信信号と送信 信号の両方についてデジタル信号処理を行う。各チャネル素子は（α、τ）受信 器と対応する送信器を備える。アンテナビームのデジタル整形機能は信号位相整 合手段によって実現され、チャネル素子で送信方向と受信方向の両方向に実施さ れる。 受信方向に、チャネル素子は角度−空間変域上で信号をフィルターし、受信信 号成分を復調し、そしてダイバーシティコンバイナでそれらを合成し、そして最 後に移動局から受信されて合成された信号を復号する。得られたユーザーデータ ビットはベースバンドユニット５１０に更に加えられ、そのユニット５１０はそ のビットをネットワークの他の部分に伝送する。 伝送方向に、ユーザーデータビットはネットワークの他の部分からベースバン ドユニット５１０に到達し、そのユニット５１０はそのビットを標準チャネル素 子５０４−５０８に伝送する。そこではそのビットを符号化し、拡散コードによ り変調し、そして伝送される信号の位相整合をする。その位相整合は伝送される アンテナビームの方向を決定する。得られたＬ個の信号は各アンテナアレー５０ ２の各々のＬ個の素子に加えられる。実際、受信アンテナアレー５００及び送信 アンテナアレー５０２は別々であるかもしくは伝送方向及び受信方向が適切な二 重のフィルタで分けられている同じ物理的なアンテナアレーによって実現される 。 伝送アンテナアレー５０２では、各チャネル素子から到達して各アンテナ素子 に向けられた信号はアナログ形式に変換され、無線周波数に変換され、そしてア ンテナ素子を経由して伝送される。 上記は単純化のために送信アンテナアレーと受信アンテナアレーの各々のグル ープで同じ数Ｌ個の素子としているけれども、本発明に従う装置では、送信アン テナアレー及び受信アンテナアレーは当然異なる数のアンテナ素子から成るもの としても良い。図はまた制御ブロック５１２を示しており、その制御ブロックは 、基地局の制御装置からのメッセージに従って異なる接続にチャネルユニットを 割当てるといったような、機器の異なるユニットの動作を制御する。 図６は本発明の第１の実施例に従う受信器におけるチャネル素子の構成を図示 しているブロック図である。チャネル素子は図に２つ示されている１つもしくは いくつかのデジタル受信器ユニット６００、６０２、図に１つが示されている１ つもしくはいくつかの探索器ユニット６０４、入力が受信器ユニットからの信号 からなるダイバーシティコンバイナ６０８、ダイバーシティコンバイナ６０８の 出力において可視である信号が入力に接続されているデコーダ６１０、そして制 御手段６１２を備える。アンテナアレーから到達するＬ個のデジタル合成Ｉ、Ｑ サンプル５１４は全てのデジタル受信器ユニット６００、６０２及び探索器ユニ ット６０４の入力に加えられる。もし、本発明に従う装置を送信器−受信器に適 用するならば、本発明に従う送信器−受信器はまたエンコーダ６１４とデジタル 伝送ユニット６０６を備える。 デジタル探索器ユニット６０４の動作を図６を参照して最初に検討する。従来 のＲＡＫＥ受信器と同様に、探索器ユニットの機能は受信信号からの所望の信号 成分を探索することである。本発明に従う装置では、新型の探索器ユニットは受 信信号を（α、τ）変域内で継続的に監視し、有益な信号成分を探索してそれら のパラメーター、すなわち到達角度（ＡｏＡ）と遅延プロファイル、を制御手段 ６１２に与える。その制御手段６１２は、最良の成分を復調するために必要な数 の受信器ユニットを順番に割り当てる。当然、チャネル素子が別の制御手段６１ ２を備えず、探索器ユニット６０４が直接測定された信号成分に関する情報を受 信器のブランチ６００、６０２に伝送するといったように、本発明に従う受信器 を実施することもできる。 探索器ユニットは、アンテナアレーの無線周波部分から加えられた信号を位相 整合するための手段６３４と、位相整合手段６３４の出力から得られた信号が与 えられた遅延をもって受信された信号成分を含むかどうかを検知してこの信号成 分の品質を測定するための手段６３６とを備える。探索器ユニットは更に受信信 号の入ってくる方向と遅延を測定できるように前記位相整合手段６３４と測定手 段６３６を制御するための手段６３８を備える。 アンテナアレーの無線周波部分から加えられた信号を位相整合するための手段 ６３４は例えば上述の図４に示された形式の機器で実施され、その機器は合成係 数Ｗ_i（i ＝１、・・・、Ｌ）での信号の乗算を含んでおり、それによって位相 整合手段の出力信号で増幅されて可視である信号の到達角度を決定できる。上記 のように、係数の各々の合成は、アンテナビームのある合成に対応する。位相整 合手段（６３４）は手段６３８によって制御され、全ての必須の入ってくる方向 の信号を探索する。 位相整合手段の出力はこのように手段６３８の制御に基づいて与えられた方向 から受信された信号に対応する信号を示す。測定手段６３６は、位相整合手段の 出力において可視である信号を異なる遅延で測定する。その測定の目的は異なる 遅延を持つ信号成分を検知することである。毎回測定された遅延は前記手段６３ ８で設定される。測定手段では、その手段の入力に置かれた信号の拡散を解き、 合成信号エネルギーを測定して例えばチャネルのコヒーレンス時間を超えるエネ ルギーを2 乗し、そして得られた測定結果を与えられたしきい値と比較する。与 えられたしきい値を超える強度を有する測定された信号成分のパラメーター、す なわち到達角度、遅延、そして電力はチャネル素子の制御手段６１２に与えられ る。 手段６３８はこのように位相整合手段６３４及び測定手段の動作を制御する。 本発明に従う装置において手段６３８は新しい方法で動作するけれども、手段６ ３８は従来のＲＡＫＥ受信器の探索器ブランチに備えられた同期化回路に対応す る。（α、τ）変域からの所望の信号成分の探索を手段６３８の制御下で多くの 方法で行うことができる。上述のように、信号電力の測定法は信号品質のいくつ かの他の測定法で置き換えられる。 最大利得の方向角度を与えられた角度間隔で変えるように、アンテナアレーに よって受信されてデジタル化された信号を位相整合手段６３４で少しづつ位相整 合することができる。可能性のある入ってくる方向の中から、互いに所望の角度 間隔で配置される到達角度α_jの代表グループが選択され、異なる遅延値で各々 の入ってくる方向のそれぞれのエネルギーが測定される。それによって入ってく る方向に対する遅延プロファイルτ_kを得る。 別の方法は、測定手段６３６に例えば非指向性アンテナパターンで受信信号の 遅延プロファイルτ_kを最初に測定するよう指示することである。信号成分が受 信される時に起こり得る遅延をこのように検知する。位相整合手段６３４は、以 降狭帯域ビームで異なる方向角度を掃引するよう指示される。そして測定手段は 同時に、第１の測定方法で検知された前記の遅延で測定するよう導かれる。異な る遅延を持って到達した成分の入ってくる方向α_jはこのようにして得られる。 検知された信号成分のパラメーターはこのようにしてチャネル素子の制御手段 ６１２に与えられる。制御手段は受信器素子６００、６０２を割り当て、受信器 素子に信号成分の入ってくる方向及び遅延を伝えることにより最良の検知された 信号成分を受信し復調するようにする。上述の通り、受信器素子を別の制御手段 なしで探索器ユニット６０４によって直接制御することもできる。 デジタル受信器ユニット６００、６０２の動作を図６を参照して次に検討する 。従来のＲＡＫＥ受信器においてと同様に、受信器ユニットの機能は、与えられ た信号成分を受信して復調することである。チャネル素子の制御手段６１２は受 信器ユニットを割り当て、特定の信号成分を受信するようにする。そのパラメー ターは到達角度α_j及び遅延τ_kである。 受信器ユニット６００、６０２は、チャネル素子の制御手段６１２が測定され た信号成分の位相と入ってくる方向についての情報を送る監視手段６２４、６３ ２を備える。監視手段は、入力がアンテナアレーから得られたデジタル化された 信号である受信器ユニットの第１の位相整合手段を制御する。位相整合手段６１ ８、６２６は、探索器ユニットに備えられた位相整合手段６３４と類似した構成 になっている。到達角度α_jに関連する制御ユニットから受信される情報に基づ いて、監視手段は所望の入ってくる方向から到達する信号が位相整合手段の出力 において可視であるように合成重みづけ係数Ｗ_i（i ＝１、・・・、Ｌ）を設定 する。これは従って所望の方向を向いていて所定の波形を有する受信器アンテナ ビームとして理解される。 受信器ユニット６００、６０２は更に、入力が位相整合手段６１８、６２６か ら得られた信号から成る復調手段６２０、６２８を備える。監視手段６２４、６ ３２は、与えられた遅延τ_kで到達する信号成分と同期させるように復調手段を 導く。復調手段では、信号はコード位相として与えられたτ_kを使用する既知の 技術に従って拡散を解かれ、復調される。得られた符号は遅延データと共にチャ ネル素子の他の部分に加えられる。 受信器ユニット６００、６０２は更に、入力がアンテナアレーから得られたデ ジタル化された信号から成る第２の位相整合手段６２２、６３０を備える。第２ の位相整合手段の出力信号は監視手段６２４、６３２に加えられる。受信信号成 分の入ってくる方向及び遅延のおこり得る変化を検知するために受信器に割り当 てられた信号成分の現在のパラメーター（α_j、τ_k）の環境を第２の位相整合手 段で測定することにより、監視手段は第２の位相整合手段の動作を制御する。こ の目的のために、第２の位相整合手段は、信号を位相整合するための第１の位相 整合手段に類似する合成係数とインパルス応答を測定するための探索器ユニット に配置された測定手段６３６に類似する手段とを備える。もし監視手段が、第２ の位相整合手段によって所望の信号成分の入ってくる方向α_jもしくは遅延τ_kの 変化を検知するならば、これらの監視手段はこのデータを第１の位相整合手段と 復調手段に与える。 既知の技術は測定手段６２４、６３２を拡散スペクトル方式、例えば本発明に 従う装置で使用できるアーリー−レイトゲートで実施できるいくつかの方法を開 示する。与えられた時間差Δτで２つのエネルギー測定を実施することによって 、これらの回路はコードタイミングエラーを測定する。一般的にその時間差は現 在の設定されたポイントτ_kの環境における拡散コードのチップタイムの何分の 一かである。エネルギー測定は第２の位相整合手段６２２、６３０の測定手段で 行われ、遅延が変化するにつれて公称の設定ポイントτ_kによって要求される訂 正データを提供する。 同様に、信号の到達角度α_jの変化を第２の位相整合手段によって測定するこ とができる。例えば、与えられた遅延τ_kで、そして位相整合手段によって現在 の到達角度α_jから両方向に角度Δαだけ偏向されたアンテナビームで２つ以上 のエネルギーを測定をすることが可能である。一般的に使用される偏向Δαはア ンテナビームの幅の何分の一かである。 監視手段６２４、６３２はこのように第２の位相整合手段６２２、６３０によ って行われるエネルギー測定を制御し、信号をいつも最大可能エネルギーで受信 できるようにする。監視手段は変更されたパラメーター（α_j、τ_k）に関するデ ータを第１の位相整合手段、復調手段、そしてチャネル素子の制御手段６１２に も与え、必要であればそのデータを伝送方向で使用できるようにする。 受信信号の上記の最大化を従来の方式で使用された受信器のアンテナダイバー シティと比較できる。従来の方式では、受信信号の数波長分の距離で互いに配置 された２つ以上のアンテナで信号を受信する。本発明に従う受信器では、もし到 達角度α_jで受信された信号を深く長いフェージング状況で得るならば、受信器 のビームの角度を小さな角度Δαだけ変えることによって、そのフェージングを おそらく排除することができる。従って、互いに与えられた距離で配置された２ つの別々のアンテナは必要ない。 チャネル素子のダイバーシティコンバイナ６０８とデコーダ６１０の動作は従 来の技術のダイバーシティ受信器における動作と類似している。異なる受信器素 子から到達する符号シーケンスの遅延τ_kを考慮して補償することによって、ま た最大比率の合成を得るためにそれらの信号対雑音比に応じて異なる符号のシー ケンスを重みづけることによって、コンバイナ６０８はそれらの異なる受信器素 子から到達する符号のシーケンスを合成する。このようにして得られた合成符号 のシーケンスはデコーダ６１０に加えられ、通常、そのデコーダはまずインタリ ーブを解除し、符号をユーザーデータビットに復号する。一般的にＣＤＭＡアプ リケーションは強力なコンボルーショナルコーディングを使用する。そのための 検知の最良の方法は柔軟な判定を提供するビタビアルゴリズムである。 上記チャネル素子を、アクセスチャネルを探知して受信するのにも使用できる ことは明らかである。その場合には、呼設定メッセージを伝送している移動局の 正確な位置は分からないので、受信方向で使用されるアンテナビームはより広い アンテナパターン、すなわち例えば１２０°の広さのアンテナパターンを持つ。 デジタル伝送ユニット６０６の動作を図６を参照して次に検討する。ユーザー データビットは最初にエンコーダー６１４に加えられ、一般的にそのエンコーダ ーはコンボルーショナルコードでビットを符号化し、符号化された符号をインタ リーブする。得られたインタリーブされた符号は拡散スペクトル変調器６４２に 加えられ、その変調器は普通の変調を行う。全ての上記機能は既知の技術に従っ て実施できる。 本発明では、伝送ユニットは、一方、受信された信号に応答して伝送信号をデ ジタル式に制御して位相整合するための手段６４４、６４０を備える。本発明に 従う伝送ユニットでは、伝送ビームを調整するための手段６４４は、移動局から の信号を受信するために異なる受信器ユニット６００、６０２で使用される入っ てくる方向についての情報を入力においてチャネル素子の制御手段６１２から受 信する。制御手段６１２は探索器ユニット６０４により検知された信号の他の入 ってくる方向も伝える。が、必ずしも全ての方向が信号の受信で使用されるわけ ではない。 伝送ビームを調整するための伝送ユニット手段６４４は位相整合手段６４０を 制御し、Ｌ個のアンテナ素子によってＪ個のアンテナビームをつくるＪ×Ｌの合 成重みづけ係数Ｗ_ij（ｉ＝１、・・・、Ｌ；ｊ＝１、・・・、Ｊ）を所定のビー ム形成関数から計算する。アンテナビームの方向と数に加えて、手段６４４は、 各ビームで使用されて手段６４４がチャネル素子の制御手段６１２から得る伝送 電力を指示することにより、位相整合手段６４０を制御する。 位相整合手段６４０の構成は受信方向の上記の位相整合手段６１８、６２６、 ６３４に類似している。位相整合手段において、変調手段６４２から加えられた 出ていく信号のデジタル化された（Ｉ、Ｑ）サンプルはこのようにしてＬ個の合 成重みづけ係数によって乗算される。それらの係数においてＬはアンテナ素子の 数であり、以下の通りである。 それによってＬ個の合成サンプルのシーケンスがアンテナアレー用に得られる。 合成乗算はまた実測変数ｇ_j（ｊ＝１、・・・、Ｊ）を使用し、その変数は調整 手段６４４から得られ、そして各アンテナビームの個々の電力調整のために使用 される。調整手段６４４はまた使用される周波数を指示し、重みづけ係数Ｗ_ijが 正しく設定されるようにする。 本発明に従う装置はまた、移動局が受信した信号に基づいてつくり、そして基 地局に伝送する信号に加える特別なビーム制御ビットを使用する。本発明に従う 受信器は、受信信号からこれらのビーム制御ビットを分離して検知するための手 段６１６を備える。その検知は、遅延を避けるためにデコーダ６１０の前に既に 行われていなければならない。そのビーム制御ビットは伝送ユニットの調整手段 ６４４に送られる。 伝送ビームを調整するための手段６４４は、チャネル素子の制御手段から得ら れた情報と移動局によって伝送されたビーム制御ビットに基づいて位相整合手段 ６４０を制御する。異なる方法でパラメータα_jとｇ_j（ｊ＝１、・・・、Ｊ）を 変更することによって、多くの方法で調整をすることができる。例えばいくつか のアンテナビームで使用される電送電力を個々に調整でき、もしくはいくつかの アンテナビームの方向角度α_jを与えられた角度Δαによって変更でき、もしく は使用されるアンテナビーム数を変更できる。これらの測定値で、フェージング のような無線経路上で発生する信号品質の劣化を補償することが可能となる。 本発明に従う装置において、伝送ユニット６０６の調整手段６４４は、与えら れた方向角度α_jの環境の中で小さな角度Δαだけ使用されるアンテナビームの １つもしくはいくつかの方向を偏向できる。このような偏向により、移動局が長 時間深いフェージングになる可能性を減少することが可能となる。アンテナビー ムの方向角度は継続的に公称の方向角度α_jの周りを揺れるので、無線経路上を 伝わる信号は継続的に同じ経路を使用しない。この方法はダウンリンク方向への アンテナダイバーシティの新しい形式と考えられる。 更に本発明に従う装置において、調整手段６４４は広いアンテナビームを有す る高電力信号を重みづけ係数Ｗ_ij（ｉ＝１、・・・、Ｌ；ｊ＝１、・・・、Ｊ） と変数ｇ_j（ｊ＝１、・・・、Ｊ）の適当な調整でアンテナアレーから得るよう に位相整合手段６４０を制御できる。得られたアンテナパターンは例えばセクタ パターンもしくは全方向性パターンであっても良い。例えばデータ−非変調パイ ロット信号はこのようにパーマネントアンテナパターンで伝送することができる 。同じ方法を制御チャネルの伝送にも適用することができる。 また本発明に従う装置において、調整手段６４４は重みづけ係数Ｗ_ij（ｉ＝１ 、・・・、Ｌ；ｊ＝１、・・・、Ｊ）と変数ｇ_j（ｊ＝１、・・・、Ｊ）の適当 な調整で、より狭帯域のアンテナビームを有する１つもしくはいくつかの信号を アンテナアレーから得るように位相整合手段６４０を制御することができ、信号 の最大利得角度が継続的にセル領域を掃引するようにする。得られたアンテナパ ターンをデータ−非変調パイロット信号を伝送するために使用できる。 本発明の第２の好ましい実施例を以下に記述する。その実施例では、受信信号 のアナログ位相整合がＣＤＭＡ方式に適用される。 図７は本発明の第２の好ましい実施例に従う機器の一例を図示するブロック図 である。機器は受信方向に所定の数L個のアンテナ素子７００−７０４を備え、 そして伝送方向に１群のアンテナ素子７７２−７７６を備える。送信器−受信器 では伝送アンテナ及び受信アンテナは同一であり、それによって二重のフィルタ ーが使用され、異なる伝送方向にそれぞれ分けられる。図は異なる伝送方向のた めの異なるアンテナ素子を示す。アンテナ素子によって形成されたその群は線形 、平面（二次元）もしくは全方向性である。アンテナアレーは各移動局からＬ個 の素子の各々で、いくつかの異なる方向から異なる方法で遅延した複数経路−伝 播信号を受信する。 アンテナ素子はＲＸマトリックス７０６に接続される。そのマトリックスは、 マトリックス出力７０８がＫ個の信号出力から成り、そのＫ個の信号出力の各々 が所定の信号の入ってくる方向に向いているアンテナビームによって受信された 信号に対応するように、アンテナ素子によって受信されたアナログ信号を位相整 合する。マトリックスは、受動９０°ハイブリッド及び移相器で実現されるバト ラーマトリックスのような従来の技術の装置によって実施される。マトリックス ７０６でつくられるアンテナビームの数Ｋは必ずしもアンテナ素子の数Ｌに一致 しない。 このように受信方向でアンテナによって受信された信号を位相整合し、そして 伝送方向でアンテナによって伝送される信号を位相整合することによりアンテナ ビームを得る。アンテナビームの数はマトリックス７０６の実施に依存し、そし てそのビームは互いに所望の角度間隔で設定されて所望の広さに形成される。 マトリックス出力信号７０８を、もし必要であるならば、低−ノイズ増幅器７ １０の１群に加える。その増幅器はケーブル減衰や他の損失を補償する。この方 法で増幅されたＬ個の信号は無線周波部分７１２−７１６に加えられ、その無線 周波部分は各信号を逓減変換して中間周波数にし、また各信号を必要なフィルタ にかける。無線−周波部分は既知の技術に従う方法で実施される。 中間−周波数信号はそれからコンバータ手段７１８−７２２に加えられ、その コンバータ手段はアナログ信号をデジタルサンプルに変換する。その変換は既知 の技術に従う方法で商用的に使用可能な部品で行われる。一般的に、Ｉ及びＱ成 分の合成サンプリングはその方法で行われる。 コンバータ手段７１８、７２０、７２２の出力信号７２４、７２６、７２８は 更に各チャネル素子の前に置かれたＲＸスイッチ７３２、７３４、７３０を経由 して１群のチャネル素子７３８、７４０、７４２に加えられる。全てのコンバー タの出力信号７３０が全てのＲＸスイッチに加えられる。各ＲＸスイッチはこの ようにＫ個の入力及び対応するチャネル素子に加えられる１つもしくはいくつか の出力信号から成る。ＲＸスイッチの機能は、所望のアンテナビームによって受 信された信号をチャネル素子からの制御に従ってチャネル素子の必要な部品に導 くことである。 当然、上記の受信器の構成もまた１つもしくはいくつかの前記の部品（アンテ ナ素子７００−７０４、増幅器７１０、無線−周波部分７１２−７１６そしてコ ンバータ手段７１８−７２２）を互いに統合し、もしくは別々に配置するように 実施できる。このような場合には、実施の詳細は、当業者にとって明らかなよう に、例えばもし無線−周波部分がアンテナアレーに接続して配置されるならば、 増幅器７１０は必要ないといったように変わる。 以下に、本発明の第２の実施例に従う受信器のチャネル素子の構成と動作を図 ８のブロック図により説明する。チャネル素子は図には３個の手段が示されてい る信号を復調するための１つもしくはいくつかの手段８０４、８０６、８０８、 図に１つが示されている１つもしくはいくつかの探索器ユニット８０２、入力が 受信器ユニットからの信号から成るダイバーシティコンバイナ６０８、ダイバー シティコンバイナ６０８の出力において可視である信号が入力に接続されている デコーダ６１０を備える。 ＲＸスイッチ７３２の入力Ｉｎ＃１−Ｉｎ＃Ｋはこのようにコンバータ手段７ １８−７２２からのＫ個の信号から成る。チャネル素子７３８はこのように探索 器ユニット８０２を備えており、その機能は多次元信号変域から最良の信号成分 を探索することであり、第１の実施例の探索器ユニットについて説明したのと同 様である。本実施例では、探索器ユニット８０２は、ＲＸスイッチの入力から 最良の信号成分をＲＸスイッチの各入力から遅延プロファイルを測定することに よって探索する。ＲＸスイッチの各入力はこのようにある方向から到達する信号 成分に対応している。遅延プロファイルの測定は、従来のＲＡＫＥ受信器の探索 器ブランチで実施するのと同じ方法で実施される。測定の結果として、探索器ユ ニットはこのように最良の信号成分の入ってくる方向と遅延を検知する。探索器 ユニットは復調手段８０４、８０６、８０８を最良の成分と同期するように導く 。これは、各復調手段に所望の成分の遅延に関する情報を与えることによって、 またＲＸスイッチからのこの方向の信号を対応する復調手段に加えることによっ て実施される。 復調手段８０４、８０６、８０８はこのように与えられた信号を復調し、信号 の遅延と入ってくる方向の変化を監視し、そしてもし必要であれば、ＲＸスイッ チによって新しいアンテナビームの受信を開始する。復調手段の出力信号はダイ バーシティコンバイナ６０８に加えられ、そのコンバイナは、復調された符号を 合成し、伝送情報を検知するのが好ましい。ダイバーシティコンバイナの出力信 号は更にデコーディング手段６１０に加えられ、そのデコーディング手段は符号 のインタリーブを解除して、情報のシーケンスを復号する。 上記受信器の構成はこのようにアナログ位相整合の手段によって本発明に従う 装置を実現する。受信において、多数（Ｋ個）の固定されたアンテナビームが位 相整合によってつくられ、アンテナビームによって受信された成分から最強の信 号成分が復調のために選択される。端末機器が移動して信号の入ってくる方向が 変化すると、最良の信号強度を与えるアンテナビームの信号が常に復調のために 選択される。 本発明の第２の好ましい実施例に従う伝送器構成を図８を参照して以下に検討 する。 ユーザーデータビットは最初にエンコーダ６１４に加えられ、一般的にそのエ ンコーダはコンボルーショナルコードでそのビットを符号化し、符号化された符 号をインタリーブする。得られたインタリーブされた符号は拡散−スペクトル変 調器６４２に加えられ、その変調器は従来の変調を行う。全ての上記の機能は既 知の技術に従って行われる。 本発明では、伝送器手段は受信された信号に応答して伝送される信号のアナロ グ位相整合を制御するための手段８０２を更に備える。その探索器ユニット８０ ２が実施する測定に基づいて、探索器ユニット８０２は最良の信号成分を受信す る方向角度と対応するアンテナビームを知る。探索器ユニットはこのようにして これらの成分を受信するように１群の復調手段を割り当てる。実際の実施では、 伝送端の制御は探索器ユニットもしくは別の制御ユニットで行われる。単純化の ために、最初の選択案だけをここに説明するが、本発明をそれに制限するわけで はない。あらゆる場合に、本発明の思想は両方の選択案で同一である。上記のよ うに、本発明に従う装置では、信号を反対の伝送方向に伝送する時、良い信号レ ベルをもつ検知された入ってくる方向を使用する。 伝送器部分の実施を図７によって以下に検討する。伝送器は与えられた数Ｌの アンテナ素子７７２、７７４、７７６を備えており、そのアンテナ素子はこのよ うに受信方向でのアンテナ素子と同じである。アンテナ素子はＴＸマトリックス ７７０に接続され、そのマトリックスの機能は異なるアンテナ素子に伝送される 信号をアナログ式に位相整合し、指向性パターンの主要なビームが所望の方向を 向くようにすることである。ＴＸマトリックスの入力はＫ個の信号７５６から成 り、その信号はＤ／Ａコンバータ７５８−７６２でアナログ形式に変換され、無 線−周波部分７６４−７６８で無線周波数に変換されて増幅される。受信端の説 明で既に説明したように、上記の構成部分を実際にいくつかの方法で共にもしく は個別に実施できる。このことは当業者にとって明らかである。 ＴＸマトリックスは入力に配置されたＫ個の信号を、アンテナがアンテナビー ムをＫ個の異なる方向に与え、アンテナビームの方向は固定していて、所望の領 域を互いに覆うように位相整合する。ＴＸマトリックス７７０の実施はＲＸマト リックス７０６に類似しており、例えば受動９０°ハイブリッド及び移相器で実 施されるバトラーマトリックスで実施される。マトリックス７７０でつくられた アンテナビームの数Ｋは必ずしもアンテナ素子の数Ｌに一致しない。 変調されたデータ信号と探索器ユニットからの制御７４６は各チャネル素子７ ３８、７４０、７４２からＴＸスイッチングマトリックス７４４に加えられ、そ のマトリックスから信号は更に加算手段７５４に加えられる。スイッチングマ トリックス７４４と加算手段７５４の動作を図９によってより詳細に検討する。 ＴＸスイッチングマトリックスは各チャネルユニットに対応するＴＸスイッチ ９００、９０２、９０４を備え、そのスイッチの入力はチャネルユニットから到 達する変調された伝送データ信号とチャネルユニットの探索器ユニットからの制 御信号７４６、７４８、７５０の両方から成る。ＴＸスイッチの出力はＫ個の、 すなわち伝送アンテナビームと同じ数の出力７４６ａ−７４６ｉから成る。各Ｔ Ｘスイッチの機能はチャネル素子からの制御に基づいて信号をチャネル素子から 正しい伝送ビームに送り、他のチャネル素子からくる信号を共に加算して同じビ ームに向くようにすることである。ＴＸスイッチはチャネル素子からの制御に応 じて、すなわち信号がどのチャネル素子のアンテナビームに向けられているかに 応じて、入ってくるデータ信号を１つもしくはいくつかの出力Ｔｘｏｕｔ＃１− Ｔｘｏｕｔ＃Ｋにする。各出力は信号レベルで重みづけられた二次のデジタルサ ンプルである。 スイッチの各出力７４６ａ−７４６ｉは加算手段７４５のＫ個の加算器９０６ −９１０の１つに加えられる。各加算器は、異なるチャネルユニットから到達し 、与えられたアンテナビームに向けられたデータ信号を共に加算する。出ていく サンプルのための必要なビット数は関数２＊（ｌｏｇ（ｎ）＋ｍ）で得られ、そ こではｎは加算器の入力（チャネルユニット）の数、ｌｏｇは２を底とする対数 、そしてｍはサンプルのビット数である。 更に上記の通り、ＴＸスイッチの各出力７５６ａ−７５６ｃは対応するコンバ ータ手段７５８−７６２に加えられ、更にアナログ位相整合マトリックスを経由 してアンテナに加えられる。 本発明の第２の好ましい実施例では、特別なビーム制御ビットを使用すること もまた可能である。移動局はそのビットを受信信号に基づいてつくり、基地局に 伝送する信号に加える。図８を参照すると、本発明に従う受信器は受信信号から これらのビーム制御ビットを分離して検知するための手段６１６を備える。その 検知は遅延を避けるためにデコーダ６１０の前に既に実施されるべきである。こ れらのビーム制御ビットは、チャネルユニットの探索器ユニット８０２に送られ る。 探索器ユニット８０２は測定した情報及び移動局によって伝送されたビーム制 御ビットに基づいて伝送で使用するアンテナビームを選択する。 本発明の第２の好ましい実施例では、パイロット信号の伝送で使用されるアン テナビームを変更して、各々のアンテナビームを順番に使用してパイロット信号 を伝送するように、狭帯域アンテナビームの形式でセル領域を掃引するパイロッ ト信号を実現できる。それによって、パイロット信号はセル領域を順番に掃引す る。 添付した図を参照して例で本発明を上記に説明したが、本発明はそれに制限さ れないことは明らかであり、添付された請求項で開示された本発明の思想の範囲 内で多くの方法で本発明を変更することができる。 アンテナビームの並びを例えば垂直方向と水平方向の両方に使用することがで き、それによって上記（α、τ）変域を（α、β、τ）変域として理解すること ができる。そこではαは垂直角度、ベータは水平角度、τは遅延である。 １つの可能性はコヒーレント、インコヒーレント、もしくは差分コヒーレント な変調方法及び復調方法をチャネル素子で使用することである。例えば、移動局 でコヒーレントな復調を可能とするために、基地局は、位相基準として各アンテ ナビームにデータ変調せずに付加された拡散コード化信号を含む。代替案として 、既知の基準符号を同じ目的のために使用できる。 本発明の１つの選択可能な実施例はチャネル素子のデジタル位相整合手段６１ ８−６３４を１つの共通の位相整合手段ブロックに配置することであり、その場 合、その共通ブロックは全てのチャネル素子に対応する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 ライホ ステッフェンス ヤーナ フィンランド エフイーエン−02880 ヴ ェイッコラ メーニステーンティエ ４ベ ー３

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．信号がいくつかの異なる経路（１１２、１１４、１１６）に沿ってそれぞれ 異なる遅延をもって受信器に到達し、受信器がいくつかの素子から成るアンテナ アレー（５００、７００−７０４）と所望の受信信号成分を復調するための少な くとも１つの手段（６２０、８０４）を備える１つ以上のチャネルユニット（５ ０４−５０８、７３８−７４２）を備えている所望のユーザーの信号を受信する ための受信器であり、チャネルユニット（５０４−５０８、７３８−７４２）が 、受信信号成分の入ってくる方向と遅延を探索する手段（６０４、７３２、８ ０２）と最良成分のパラメーターを復調手段（６００、６０２、８０４−８０８ ）に指示する手段（６０４、７３２、８０２）を備えることを特徴とする受信 器。 ２．アンテナアレー（５００）に接続された１群の無線−周波ユニット(５００) 、入力が無線−周波部分（５００）からの信号から成り、アンテナアレー（５０ ０）から得られた利得が所望の方向に最大となるようにアンテナアレー（５００ ）によって受信された信号を位相整合するための少なくとも１つの手段（６１８ ）を備える１つ以上のチャネルユニット（５０４−５０８）、入力が位相整合手 段（６１８）の出力信号であり、所望の受信信号成分を復調するための少なくと も１つの手段（６２０）、受信信号成分の入ってくる方向と遅延を調べるための 手段（６２４、６３８）、前記情報に基づいて位相整合手段（６１８）と復調手 段（６２０）を制御するための手段（６２４、６３８）を備えることを特徴とす る請求項１に記載の受信器。 ３．各チャネルユニット（５０４）が、チャネルユニットの動作を統制する制御 ユニット（６１２）、入力が無線−周波部分（５００）からの信号から成る少な くとも１つの受信器ブロック（６００−６０２）及び少なくとも１つの探索器ブ ロック（６０４）、入力が受信器ブロック（６００−６０２）からの信号から成 るダイバーシティコンバイナ（６０８）、合成信号を復号するための手段（６１ ０）を備えることを特徴とする請求項２に記載の受信器。 ４．探索器ブロック（６０４）が、入力が無線−周波部分（５００）からの信号 である位相整合手段（６３４）、ある入ってくる方向から受信されて位相整合手 段（６３４）から得られた信号がある遅延を有する所望の信号成分を含むかどう かを検知して前記信号成分の品質を測定するための手段（６３６）、受信された 信号の所望の入ってくる方向と遅延を測定できるように、位相整合手段（６３４ ）及び測定手段（６３６）を制御するための手段（６３８）、チャネル素子の制 御ユニット（６１２）に各々の検知された信号成分の入ってくる方向、遅延、品 質を伝えるための手段（６３６）を備えることを特徴とする請求項３に記載の受 信器。 ５．受信器ブロック（６００）が、入力が無線−周波部分（５００）からの信号 である第１と第２の位相整合手段（６１８、６２２）、所望の入ってくる方向か ら受信されて第１の位相整合手段（６１８）から得られた信号から、与えられた コード位相を持つ所望の信号成分を復調するための手段（６２０）、第２の位相 整合手段（６２２）から得られた信号に基づいて所望の信号成分の入ってくる方 向とコード位相の変化を測定し、前記の測定値に基づいて第１の位相整合手段（ ６１８）と復調手段（６２０）を制御するための手段（６２４）を備えることを 特徴とする請求項４に記載の受信器。 ６．位相整合手段（６１８、６２２、６３４）が、各アンテナ素子によって受信 された信号成分を、各成分に対してそれぞれに設定され、所定の増幅パターンの 最大利得角度を所望の方向に導く合成重みづけ係数で乗算するための手段（４１ ２−４１６）を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信器。 ７．アンテナアレー（７００−７０４）からの利得が所望のビームの方向に最大 となるように受信信号をアナログ式に位相整合するためのアンテナアレー（７０ ０−７０４）に接続された手段（７０６）、入力が位相整合された信号から成る １群の無線−周波ユニット（７１２−７１６）、信号をデジタル化するための無 線−周波ユニットの出力に接続された手段（７１８−７２２）、入力がデジタル 化された信号から成り、最強の信号成分の入ってくる方向に対応するアンテナビ ームを見つけるために受信信号を探索して前記成分の遅延を測定するための少な くとも１つの測定及びスイッチング手段（８０２、７３２）を備える１つ以上の チャネルユニット（７３８−７４２）、前記成分をチャネ ルユニットの復調手段（８０４−８０８）に送信するための手段（８０２、７３ ２）を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信器。 ８．アナログ位相整合手段（７０６）が多数の出力を有し、その各々の出力があ る方向を向いているアンテナビームによって受信された信号を表すことを特徴と する請求項７に記載の受信器。 ９．スイッチング手段（７３０−７３４）が、アナログ位相整合手段（７０６） のデジタル化された出力からの、中間周波数に変換されて入力において可視であ る所望の信号を、測定手段（８０２）の制御下で必要な復調手段（８０４−８０ ８）に導くこと、測定手段（８０２）が、各復調手段をそこに導かれた信号と同 期するように導くことを特徴とする請求項７に記載の受信器。 10．デジタル化する前に位相整合された信号を増幅するための手段（７１０）を 備えることを特徴とする請求項７に記載の受信器。 11．位相整合手段（７０６）、無線−周波ユニット（７１２−７１６）そしてコ ンバータ（７１８−７２２）が物理的に同じユニットに配置されることを特徴と する請求項７に記載の受信器。 12．信号がいくつかの異なる経路（１１２、１１４、１１６）に沿ってそれぞれ 異なる遅延をもって受信器に到達し、いくつかの素子から成るアンテナアレー（ ５００、７００−７０４）により信号を受信し、その信号を中間周波数に変換し 、デジタル形式に変換して、復調手段（６２０、８０４）によって復調する所望 のユーザの信号を受信するための受信方法において、受信信号成分の入ってくる 方向と遅延を探索し、そして最良の成分のパラメーターを復調手段（６２０、８ ０４）に指示することを特徴とする受信方法。 13．アンテナアレーからの利得が所望の方向に最大となるように、デジタル化さ れた受信信号を位相整合すること、前記探索に基づいて位相整合と復調手段の位 相を制御することを特徴とする請求項１２に記載の方法。 14．与えられた角度間隔で所望の入ってくる方向にアンテナアレーからの利得が 最大となるように、デジタル化された受信信号を徐々に位相整合することによっ て、そして拡散コードの異なる位相で各々の入ってくる方向の信号成分の強度を 測定することによって、受信信号から最良の信号成分の入ってくる方向と 遅延を測定することを特徴とする請求項１３に記載の方法。 15．受信信号の位相整合において、所定の増幅パターンの最大利得角度を所望の 方向に向くようにすることを特徴とする請求項１３に記載の方法。 16．アンテナアレーからの利得が所望のビームの方向に最大となるように、アン テナアレー（７００−７０４）によって受信された信号をアナログ式に位相整合 すること、その位相整合された信号をデジタル化すること、どのアンテナビーム が最良の信号成分を受信するかを受信信号から測定し、これらの成分の遅延を測 定し、スイッチング手段（７３０−７３４）によって所望の信号成分を復調手段 （８０４−８０８）に導き、そして復調手段を前記成分と同期させるようにする ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。 17．受信信号をアナログ式に位相整合し、ある方向に向いている１群のアンテナ ビームを供給することを特徴とする請求項１６に記載の方法。