JPH11504200A - 多相ブラシレス永久磁石モータのためのスイッチモード正弦波ドライバ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 スイッチモード正弦波ドライバ回路は、駆動電流をｄｃブラシレスモータに対して選択的に流出したり流入したりする。信号波形モニタ回路（５８）は、モータ相基準信号を発生する。位相クロックジェネレータ（１０２）は、モータ同期クロック信号を提供する。位相カウンタ（６２）は、モータクロック信号によってクロックされ、位相基準信号によってリセットされる。モータ状態デコーダ（１１６）は、位相基準信号に基づいて状態制御信号を発生する。パルス幅変調器回路（８４）は、出力に応答して、モータを回転するために位相パルスを発生する。

Description

【発明の詳細な説明】 多相ブラシレス永久磁石モータのためのスイッチモード正弦波ドライバ 発明の分野 この発明は、多相ブラシレス永久磁石モータを駆動するための電子回路に関す る。より特定的には、この発明は、結果としてモータが放出する電気的および音 響ノイズが大幅に減少し、モータ速度を同時に精密に調整することを可能にする 態様で、切換えられた正および負の（全波）正弦波励起によってディスクドライ ブのためのスピンドルモータなどのブラシレス永久磁石モータを駆動するための スイッチモード正弦波ドライバ回路に関する。 発明の背景 ディスクドライブ内にダイレクトドライブスピンドルモータとして電子的に整 流される直流（ＤＣ）ブラシレス永久磁石モータを用いることが公知である。こ れらのモータは典型的には、積層された鉄の固定子磁極片を備えた固定された円 筒形の固定子構造を含み、この磁極片は回転する円筒形の永久磁石リングに面し たスロットによって分離され、この永久磁石リングはディスクスピンドルハブの 内部構造部分を形成する。各磁極片はその周囲にワイヤのコイルが巻付けられて おり、これはモータドライバ回路から切換えられた駆動電流を受ける。永久磁石 リングは、固定子磁極片に面した交互の北および南の永久磁石の磁極を規定する 。回り止または「コギング」トルクの欠点は、永久磁石回転子と固定子アセンブ リとの間の安定した回転角または位置によって明らかになる。コギングトルクを 減じるために、ディスクドライブ永久磁石スピンドルモータの設計においては不 揃いの数の磁極およびスロットがしばしば用いられる。 ディスクドライブスピンドルモータの非常に普及した形態の１つは、いわゆる ８磁極／９スロットスピンドルモータである。この不揃いの磁極／スロット構成 は、コギングトルクを最小にするのに役立つため他の構成より好まれてきた。た とえば、その開示がここに引用により援用される、「低いコギングトルクを伴う ディスクドライブスピンドルモータ」（“Disk Drive Spindle Motor with Low Cogging Torque”）と題された、クラポ（Crapo）への米国特許第４，８４７， ７１２号を参照されたい。ディスクドライブ内のヘッドアクチュエータの位置決 めなど、適用例によっては、増分的位置決めステップモータによって与えられる 回り止が、精密なヘッドの位置決めを提供するのに用いられてきた。しかしなが らディスクドライブスピンドルにおいては、安定した位置は結果として静的な力 を生じ、これは通常の始動摩擦力とともに克服されなければならない。モータの 回り止もまた、モータ回転中の望ましくない振動として現れる。 低いコギングトルクがディスクスピンドルモータの望ましい特性である一方、 同様に望ましい特性は動作中の正味の径方向の力を最小化することである。この ことは、ディスクスピンドルが毎分１万回転（１０，０００ＲＰＭ）に近づき、 さらにこれを超えるほどの、常に増加してゆく回転速度において回転されるため 、特にそうである。非常に高い回転速度において、特に流体学的ベアリングなど の、より新型のスピンドルベアリングシステムが提案されている。これらのベア リングは、非平衡なまたは正味の径方向の力に非常に感応的であり、上述の従来 の８磁極／９スロットスピンドルモータの設計においてはうまく働いていない。 なぜなら、正味の径方向の力は結果として、スティクション（Stiction）または 始動の困難さを生じ、またベアリングシステムの回転動作の間、一様でないポン ピングと、ジャーナルベアリングのシャフトおよびスリーブの摩耗をもたらす偏 心回転とを生じるからである。ＤＣブラシレス永久磁石モータの設計の改良につ いては、その開示がここに引用により援用される、「最小の正味径方向力および 低いコギングトルクを伴うＤ．Ｃ．ブラシレスモータ」(“High Speed Ten Pole ，Twelve Slot DC Brushless Motor with Minimized Net Radial Force and Low Cogging Torque”)と題された、１９９５年１１月２０日出願のファン（Huang ）他による共通の譲受人に譲渡された同時係属中の米国特許出願連続番号第０８ ／５６０，７２６号において説明される。 スピンドルモータからのノイズを減少する別の改良点については、その開示が ここに引用により援用される、「被覆成形コイルサポートを備えるモータ」(“M otor with Overmold Coil Support”)と題された１９９５年６月１５日出願のビ スコチル（Viskochil）による、共通の譲受人に譲渡された同時係属中の米国特 許出願連続番号第０８／４９０，９６２号に説明される。引用の特許出願に説明 さ れるモータの設計は、振動および音響ノイズが減少するという点でかなりの改善 が見られるが、これらの出願は電気機械的問題のみに取り組むものであり、他の アプローチは振動および音響の放出を減少するために、これらのモータのコイル に印加する切換えられたＤＣ駆動信号を形成することに焦点を置いてきた。 多相ＤＣブラシレス永久磁石モータは、電気的には、同期交流（ＡＣ）モータ の一形態と見なすことができ、これは典型的には正弦ＡＣ波形励起によって駆動 されるものではない。費用、スペースおよび電力の消散の要件のため、ＤＣブラ シレスモータは従来、不連続のほぼ方形波によって駆動され、この方形波は正弦 駆動波形にせいぜい非常に粗雑にしか近似しない。駆動信号の急峻なエッジ切換 ステップ関数は、デジタルスイッチングトランジスタドライバによって容易に発 生し、これは（波形の遷移エッジ間にのみ起こる）最小にされた熱放散を有する 。 切換えられたＤＣ駆動信号を使用することは、非常に大きな割合でモータ巻線 電流および電圧の変化をもたらし、結果として、巻線および相互接続導線からの ＡＣフィールドの放射を生じ、望ましい正弦モータ励起波形の基本波よりはるか に高い周波数成分を有するドライバ電子回路をもたらす。これらの浮遊ＡＣフィ ールドは電気的ノイズおよび電磁干渉（ＥＭＩ）を生じる。ディスクドライブで は、たとえば、低レベル読取チャネル磁束遷移感知前置増幅器がＤＣブラシレス スピンドルモータに物理的に極めて接近していることがあり、結果として生じる 電気的ノイズは前置増幅器の性能を深刻に劣化させることがある。さらに、駆動 電流を正弦的に変化させるのではなく、モータ巻線間で急に切換えると、発生し たモータトルクが固定子の鉄の経路および巻線に与えられる時点が急に変化し、 これらの急に変化した力は固定子の変形と振動を引起こし、これは特に使い手が 典型的にはそのごく近くにいる、パーソナルコンピュータまたは卓上事務機のあ る場所において非常に不快な音響ノイズを生じさせる。その開示がここに引用に より援用される、「ブラシレスＤＣスピンドルモータのためのデジタル−アナロ グドライバ」(“Digital-Analog Driver for Brushless DC Spindle Motor”)と 題されたオズワルド（Oswald）への、共通の譲受人に譲渡された米国特許第５， ２１０，４７４号は、前述の電気的な波形成の問題に取り組み、ある程度これを 解決して、ＥＭＩおよびモータの音響放出レベルを減少している。オズワルド特 許 は、たとえばディスクドライブの三相ブラシレスＤＣスピンドルモータのための 、多相のほぼ台形の励起波形を発生するドライバ回路を開示する。オズワルド特 許は、正弦駆動波形がルックアップテーブルの使用および回路変更によって発生 され得ることを示唆してはいるが、費用効果のある、または実用的な回路実現化 例を少しも説明しておらず、切換えられた正弦波励起を用いてのＥＭＩの減少に 関して何の解決策も提案していない。この発明はＥＭＩの問題を解決し、ブラシ レス永久磁石モータのための同時の速度調整を伴う切換えられた正弦波モータ励 起を提供することにより、オズワルド特許を大幅に改善する。 三相台形駆動波形を発生するモータドライバ回路の別の例は、その開示がここ に引用により援用される「モータ制御回路およびこれを用いたモータドライブシ ステム」（“Motor Control Circuit and Motor Drive System Using The Same ”）と題された、ヨシノ（Yoshino）他への米国特許第５，３１９，２９０号に よって提供される。 純粋の正弦励起によってディスクドライブスピンドルモータを励起するための テストジェネレータは公知である。しかしながら、このタイプの多相正弦波ドラ イバは、大型で、リニアモードかつ高電力レベルで動作する増幅器を含み、この ことは結果として高平均電流を生じ、大量の熱の放散を起こす。これらのリニア 正弦波ドライバはこのため大型であり、比較的高いコストにおいてのみ実現され る。したgaって、これらは、たとえば直流（ＤＣ）電力によるディスクドライブ 内に組込むためには実用的ではない。 スイッチモードで動作する正弦波ドライバは魅力的な選択肢ではあるが、デジ タル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いる正弦波ドライバは、ディスクドライブモ ータドライバのコストを増大させ、ディスクドライブコントローラからの付加的 な処理時間を要することになる。このため、最小にされた音響放出を達成するた め、多相ＤＣブラシレス永久磁石モータのために正弦波多相駆動電流を発生する ためのスイッチドライバであって、ディスクドライブ等の中に既に組込まれてい る公知の方形／台形スピンドルモータドライバに必要であるのと比べて、さほど コストは高くはなく、さほど複雑でもないドライバの必要性がこれまで、未解決 のまま残されていた。 発明の概要および目的 この発明の包括的な目的は、従来のモータドライバの限界および欠点を克服す る多相ＤＣブラシレス永久磁石モータのための切換えられた正弦波電力ドライバ を提供することである。 この発明の目的は、他の方法では従来の駆動信号に応答してモータ内で発生す る音響ノイズエネルギを大幅に減じる態様で、かつ問題になるＥＭＩを発生させ ることなく、多相ブラシレス永久磁石モータを切換えられた正弦波駆動電流によ って、動作するためのドライバ回路を提供することである。 この発明の別の目的は、同時のモータ速度調整を提供するために、モータ速度 制御ループからの補償された速度誤差値によってエネルギレベルが変調される、 切換えられた正弦波駆動電流によって、多相ブラシレス永久磁石モータを付勢す るためのドライバ回路を提供することである。 この発明のさらに別の目的は、電力を多く消費するリニア増幅器による駆動電 流の発生を必要とせずに、切換えられた正弦波多相駆動電流をモータに提供する ことによって従来の台形波形ドライバを改善する、多相ＤＣブラシレス永久磁石 モータのためのドライバ回路を提供することである。 この発明のもう１つの目的は、大規模なデジタル集積回路内に組込むことに適 した実用的な切換えられた正弦波ドライバ回路を提供することである。 この発明のさらなる目的は、さまざまな多相ＤＣブラシレス永久磁石モータを 、ほぼ静止状態から最大モータ速度までの実質的に無制限な範囲のモータ動作速 度において駆動するための切換えられた正弦波ドライバ回路を提供することであ る。 この発明のさらなるもう１つの目的は、多相ＤＣブラシレス永久磁石モータの ための、減少した論理で切換えられる正弦波電力ドライバを提供することである 。 この発明のさらなる別の目的は、１つのパルス幅変調制御区間内でドライバと モータとの同期を達成する、多相ＤＣブラシレス永久磁石モータのための切換え られた正弦波ドライバを提供することである。 この発明のさらなるもう１つの目的は、異なる設計による、異なった許容誤差 および動作条件を有する、多様な多相モータを駆動するためのデジタル変調を生 じさせるためのドライバを提供することである。 この発明のさらなるもう１つの目的は、動作中に実質的にｓｉｎ（Ｕ）＋ｓｉ ｎ（Ｖ）＋ｓｉｎ（Ｗ）＝０の関係に従う、たとえば三相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）ブラシ レス永久磁石モータのための切換えられた正弦波ドライバを提供することである 。 この発明の１局面にしたがって、スイッチモード正弦波ドライバ回路が多相ブ ラシレス永久磁石モータに提供される。モータはたとえば、３つの位相またはセ ットの固定子コイルＵ、Ｖ、およびＷを有し、これらは実質的にｓｉｎ（Ｕ）＋ ｓｉｎ（Ｖ）＋ｓｉｎ（Ｗ）＝０の関係に従った、切換えられた実質的に正弦の 駆動信号によって駆動される。この例においては、ドライバ回路は多相モータド ライバブリッジ回路を含み、これは、３つのセットの固定子コイルの選択された 組合せを通して電流源から電流復帰へ、実質的に正弦の切換えられた駆動信号に 従って多相駆動電流を選択的に流出したり流入したりして、モータを制御された 角速度において作動させる。信号波形モニタ回路は固定子コイルのセットに接続 され、そこにわたって現れる電気信号を監視し、かつモータ相基準信号を発生さ せる。位相クロックジェネレータは、モータ同期クロック信号を提供する。位相 カウンタはモータクロック信号によってクロックされ、モータ相基準信号によっ てリセットされ、動作中モータの回転の各サイクル内での予め定められた位相間 隔をカウントし、位相カウントおよび位相極性信号を発生させる。モータ状態デ コーダは、位相極性信号に応答し、状態制御信号を発生する。正弦波論理回路は 位相カウントによってアドレスされ、多相の各々に対しデジタル多相正弦値を発 出する。多相パルス幅変調器回路は、多相正弦値に応答し、正弦値によって制御 されるデューティサイクル持続時間を有する位相パルスを発生する。論理デコー ダは、状態制御信号に応答して、位相パルスを位相駆動パルスに復号化し、かつ 切換えられた実質的に正弦の駆動信号でモータを回転するために、位相駆動パル スを供給し多相モータドライバブリッジ回路を制御する。 この発明の前述の局面の一面として、モータ速度調整は、補償されたモータ速 度誤差に比例するクロック速度によって位相パルスを変調することによって提供 される。付加的な速度調整機能を行なうにあたって、ドライバ回路内のある機能 が用いられる。たとえば、信号波形モニタ回路は電気信号の零交叉を検出し信号 を送る。ドライバ回路はさらに、多相モータドライバブリッジ回路によって供給 される駆動電流を感知し保持するための駆動電流感知回路と、各モータのサイク ル間に達せられた位相カウンタのアンダーカウントおよび／またはオーバーカウ ントに応答して、モータ速度誤差値を生じさせるための速度誤差デジタルアナロ グコンバータと、モータ速度値から感知され保持された駆動電流の差を求めて電 流コマンド値を生じさせるための差分増幅器と、電流コマンド値を補うための速 度ループ補償器と、補償された電流コマンド値を補償されたデジタル誤差コマン ド値に変換するためのアナログデジタルコンバータとを含む。ドライバ回路はさ らに、デジタル誤差コマンド値によって変調されるクロック速度によって多相パ ルス幅変調器回路をクロックして、モータ速度を予め定められた角速度に維持か つ調整し、それによって正弦波位相駆動パルスおよびモータ速度調整をモータに 同時に提供するためのプログラマブルデューティサイクルクロックを含む。 この発明の関連のある局面において、切換えられた正弦波駆動電流によってブ ラシレス永久磁石モータを付勢しかつ回転するための方法が提供される。モータ 制御方法は、 信号波形モニタ回路を用いて複数のモータ巻線に現れる電気信号を監視し、各 モータ相に対して位相基準信号を発生するステップと、 複数の位相基準信号に応答して、位相クロックジェネレータからモータ同期ク ロック信号を提供するステップと、 予め定められたモータ相間隔を定め、モータクロック信号で位相カウンタ手段 をクロックし、かつ位相基準信号で位相カウンタ手段をリセットすることによっ て各モータ相間隔に対して位相カウントおよび位相極性信号を発生するステップ と、 位相極性信号に応答して、モータ状態デコーダ手段によって状態制御信号を発 生するステップと、 位相カウントによってアドレスされる正弦波ルックアップ論理から各モータ相 間隔に対してデジタル多相正弦値を発出するステップと、 デジタル多相正弦値に応答して、多相パルス幅変調器によって、正弦値によっ て制御されるデューティサイクル持続時間を有する位相パルスを発生するステッ プと、 状態制御信号に応答して、論理デコーダ手段によって、位相パルスを切換えら れた位相正弦波駆動パルスに復号化するステップと、 切換えられた正弦波駆動電流によってモータを付勢しかつ回転させるために、 多相モータドライバブリッジ回路によって、切換えられた位相正弦波駆動信号に 従って駆動電流を複数のモータ巻線に対して選択的に流出し流入するステップと を含む。 この発明のこれらおよび他の目的、利点、局面、および特徴は、添付の図面と 関連付けて提示される好ましい実施例の以下の詳細な説明を考慮することによっ て当業者にはより完全に理解され、認められるであろう。 図面の簡単な説明 図１は、スピンドルモータおよび音声コイルアクチュエータドライバ回路内に この発明を組込むことによってその性能が改善されたタイプのハードディスクド ライブの簡単なシステムブロック図である。 図２は、この発明のドライバ回路によって作動されるタイプの多相ブラシレス 永久磁石スピンドルモータの回転軸に沿った、断面および立面の簡単な概略の構 造図である。 図３は、この発明の原理に従った三相ブラシレスＤＣモータのためのスイッチ モード正弦波ドライバ回路の全体のシステムブロック図である。 図４は、図３のドライバ回路の位相カウンタおよび後段の回路のより詳細なブ ロック図である。 図５は、この発明の原理に従った、図３の三相ブラシレスＤＣモータの３つの 位相Ｕ、Ｖ、およびＷの各々のサイクルの１つを図示する、共通の時間軸ライン に沿って配置された、アナログ正弦波およびデジタル制御パルスの一連のグラフ である。 図６は、図３のドライバ回路の動作状態を図示する三相しきい値および極性テ ーブルである。 図７は、図３に示される３相Ｈ−ブリッジパワーＤＭＯＳドライバ回路および モータ巻線のより詳細なブロック図である。 図８は、この発明の原理を図示する、１サイクル全体にわたって１５度の間隔 で図７の三相モータの３つの位相の各々に印加される切換えられたＰＷＭ駆動信 号を図示するグラフである。 図９Ａおよび図９Ｂは、この発明によって可能にされたモータ速度制御調整機 能を図示する波形グラフである。図９Ａは、実際のモータ速度が基準を超えてい る場合の速度誤差値の発生を示す。図９Ｂは、実際のモータ速度が基準より下で ある場合の速度誤差値の発生を示す。 好ましい実施例の詳細な説明 この発明の原理は、しばしばＤＣブラシレスモータと称される多相ブラシレス 永久磁石モータを駆動するのに適用され得るが、現在好まれている１適用例は、 図１に示されるディスクドライブアーキテクチャ１０のスピンドルモータおよび 音声コイルアクチュエータドライバの特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）１２内 に見られる。 好ましい動作環境をより完全に理解するために、ディスクドライブアーキテク チャについて簡単に以下に説明する。ディスクドライブアーキテクチャ１０は、 ＤＣブラシレススピンドルモータ１４を含み、これはＡＳＩＣ１２によって駆動 され予め定められた角速度において少なくとも１つのデータ記憶ディスク１６を ベース２１に対して回転する。ディスク１６のデータ記憶表面にごく近いデータ トランスデューサを支持するヘッドスライダ１８は、負荷ビームおよびジンバル （個別に図示せず）を含むヘッドアーム２０によって回転するように支持される 。ヘッドアーム２０は、たとえば回転音声コイルアクチュエータモータ２２によ ってベース２１およびディスクに関連して回転する。スピンドルモータ１４およ び音声コイルアクチュエータモータ２２はともに、それぞれ電力／制御経路２４ および２６にわたってスピンドルモータおよび音声コイルアクチュエータドライ バ回路１２によって制御される。ディスクドライブアーキテクチャ１０はまた、 典型的には、読取前置増幅器／書込ドライバ２８と、読取／書込チャネルＡＳＩ Ｃ３０と、ディスクドライブコントローラＡＳＩＣ３２と、ユーザデータブロッ ク を一時記憶し、かつ埋込まれたディスクドライブ監視マイクロコントローラ３８ のための命令を記憶するためのＤＲＡＭバッファチップ３４とを含む。ディスク ドライブコントローラＡＳＩＣ３２は、インターフェイスバス３６を介してドラ イブ１０をホスト計算環境に接続するための適当なインターフェイスを提示する ホストインターフェイス回路と、読取／書込チャネル３０および読取前置増幅器 ／書込ドライバ２８を介してディスク１６とのデータ転送のやり取りを扱うため のデータシーケンサ／管理回路と、バッファメモリ３４におけるアドレス指定お よびリフレッシュ動作を制御するためのメモリコントローラと、ドライブマイク ロプロセッサ３８へのインターフェイスとを含む。ユーザデータ経路は末端に矢 印のある太線で包括的に示され、これらの経路は、ユーザデータブロックをホス トとディスク記憶表面との間を制御された態様で転送することを可能にする。マ イクロプロセッサ制御バス４０およびＤＲＡＭメモリアドレス指定、リフレッシ ュ、および制御バス４２などの制御ラインは普通の線で示され、これらはディス クドライブアーキテクチャ全体に制御値および状態値を送る。 図２は、モータ１４等の例示的なディスクドライブ多相スピンドルモータの断 面構造図を示す。この特定の例では、モータ１４は中心シャフト４３と、シャフ ト４３に装着されるベアリングアセンブリ４４と、回転のために少なくとも１つ の記憶ディスク１６が装着されるディスクハブ４５とを含む。ほぼ円筒形の固定 子コイルアセンブリ４６は、シャフト４３と同心にベース２１に装着される。永 久磁石回転子４７は、強磁性磁束戻りリング４８に固定され、これは４５の内部 円筒形壁に固定される。示されるように、モータ１４は回転子位置ホール効果位 置センサまたは他のセンサを含まず、この例においてはこの省略は意図的なもの である。図２には２つの固定子コイルが示されるが、複数の固定子磁極片および コイルが存在し、コイルは戻りノード接続を有するＹ結線三相モータの中に適切 に接続されることが理解されるべきである。組み立てられ接続されると、スピン ドルモータ１４は、Ｙ結線三相モータを支持する４つの電気接続を有する。モー タ１４には多様な磁極−スロット構成を用いることができる。音響放出の減少を 可能にすると同時に非常に高速の回転速度を提供する、現在好まれているスピン ドルモータの実施例は、上で引用された同時係属中の米国特許出願連続番号第０ ８／５６０，７２６号に説明されるモータである。スピンドルモータ固定子は、 さらに音響放出を減少するために、たとえば、これもまた上で引用された同時係 属中の米国特許出願連続番号第０８／４９０，９６２号に教示されるように、内 部に封じ込めてもよい。 次に図３を参照すると、スピンドルモータドライバ回路５０は、巻線位相ＰＨ ＿Ｕ、ＰＨ＿Ｖ、およびＰＨ＿Ｗならびに中間タップ戻りラインＣＴを有する三 相スピンドルモータ１４に関連して機能ブロックによって示される。スピンドル モータドライバ回路５０は、汎用のモータドライバとしての使用のためのスタン ドアローン回路チップであってもよいが、現在モータドライバ回路５０は好まし くは、図１のディスクドライバ１０内のスピンドルモータおよび音声コイルアク チュエータドライバＡＳＩＣ１２の一部として含まれる。このため、ＡＳＩＣ１ ２はドライブマイクロプロセッサ３８の総合的な監視の下にある。最初のスピン ドルモータ１４のスピンアップ動作の間、マイクロプロセッサ３８は静止状態で のスピンドルモータの最初の位置を定め、かつ最初のスピンアップ駆動パラメー タを計算してＡＳＩＣ１２に与え、モータ１４の所望の方向の回転を開始させ、 所望の動作速度に向けて加速させることに深く係わる。望ましい動作速度に達す ると、以後説明される速度制御ループ６０が、モータ１４に自動の速度調整を提 供し、その一方で、切換えられた正弦波ドライブ回路が切換えられた正弦波ドラ イブを発生し、かつ付与して、モータを付勢する。 回路５０は三相全波（各モータ巻線に対するソースおよびシンク切換）パワー ＤＭＯドライバブリッジ５２を含み、これは切換えられた正弦波エネルギをモー タ巻線に供給する。図７に示されるように、ブリッジ５２は３つの電流ソースパ ワーＦＥＴ ＵＨ、ＶＨ、およびＷＨ、ならびに３つの電流シンクパワーＦＥＴ ＵＬ、ＶＬ、およびＷＬを含む。３対のＦＥＴがあり、各対は三相モータ１４ の３つのモータ相Ｕ、Ｖ、またはＷの各々を駆動するために接続されたソースＦ ＥＴおよびシンクＦＥＴを含む。この発明の原理によれば、ドライバブリッジ５ ２のＦＥＴトランジスタは、論理デコーダ５４によって供給される切換えられた 駆動パルスに従って三相正弦波駆動電流をモータ１４に選択的に流出したり流入 したりする。ドライバブリッジ５２は固定子コイルの切換えられた組合せを通し て電流源から電力を流出し、同様にして電流復帰に電流を流入し、モータ１４を 予め定められた角速度で動作させる（図３の電気回路の概略の図式に示される） 。論理デコーダ回路５４およびドライバブリッジ回路５２は以下に、より詳細に 説明される。 零交叉検出器回路５６は、モータの共通のノードＣＴに関連してモータ１４の ３つの位相Ｕ、Ｖ、およびＷを監視するように接続される。図５に示される三相 駆動電流を見ると、各波形がモータ動作の各々の３６０度のサイクルの間、同じ 向きでゼロ軸を横切ることが直ちに明らかになる。再び図３を参照すると、回路 ５６内には（他のパルスゲートおよび整形回路とともに）３つの電圧コンパレー タが好ましくは含まれる。正しい動作においては、ドライバ回路５０は、三相の 切換えられた正弦駆動電流をモータ相Ｕ、Ｖ、およびＷに供給し、どの時点にお いても、駆動信号の符号付きベクトル和が共通のノードＣＴに存在するゼロ電圧 基準レベルに等しいようにする（ｓｉｎ（Ｕ）＋ｓｉｎ（Ｖ）＋ｓｉｎ（Ｗ）＝ ０（共通のノードＣＴ））。このように、共通のノードＣＴは、コンパレータを 用いることによって各零交叉を定めるために、各位相Ｕ、Ｖ、およびＷの比較対 象としての適当な基準レベルを提供する。図５のグラフＥに示されるように、各 零交叉は制御パルスを提供するように処理される。すなわち、Ｕ相は、０度およ び３６０度において正の方向にゼロと交差し、１８０度において負の方向にゼロ と交差する。Ｖ相は１２０度において正の方向にゼロと交差し、３００度におい て負の方向にゼロと交差する。さらに、Ｗ相は２４０度において正の方向にゼロ と交差し、６０度において負の方向にゼロと交差する。これらの６つの交差は図 ５のグラフＡにおいて重なり合うＵ、Ｖ、およびＷの正弦波に示され、結果とし てモータ１４の各回転に対して図５のグラフＥの６つの零交叉パルスを生じる。 零交叉検出器回路５６は２つの重要で、かなり明確な目的を果たす。第１の目 的は、モータドライバ回路５０内のモータ速度調整制御ループ６０内のアナログ 電流センス／サンプルおよびホールド回路５８に正／負の零交叉制御シーケンス （図５のグラフＥ）を提供することである。速度制御ループはまた、３つのアッ プカウンタ６２Ｕ、６２Ｖ、および６２Ｗ（図４に示される）を含む位相カウン タブロック６２を含む。位相カウンタブロック６２は図４に関連して以下により 詳細に説明される。第２の目的は、位相カウンタブロック６２内の３つの位相カ ウンタをリセットするために各位相に対して正のエッジの零交叉を提供すること である。これらの正のエッジの零交叉パルスは、それぞれモータ相Ｕ、Ｖ、およ びＷの正遷移エッジ零交叉について、図５にグラフＢ、Ｃ、およびＤとして示さ れる。 次に、速度調整ループ６０の構造および機能が説明される。位相カウンタブロ ック６２からの３つの下位６ビットカウント値は、経路７０にわたって提供され 、ブロック７２の３つの速度誤差レジスタの中にラッチされる。位相カウンタ６ ２は零交叉の立下がりエッジにおいてリセットされず、このことで本番運転での 個別のモータ、および異なったモータの設計間に存在し得る設計および製造の許 容誤差に対処する。ラッチされたカウント値は次に、デジタル値としてブロック ７２内の単一の時間多重化パルス幅変調器へ順次与えられ、アナログ速度誤差信 号を提供する。１回転ごとのこれらの３つの位相信号はブロック７２において合 わされかつ平均され、次にアナログ動的補償ブロック７４へ送られる。動的補償 ブロック７４は、ループ補償をアナログ速度誤差信号に適用し、補償された信号 は差分増幅器７６にプラス入力として印加される。マイナス入力は電流センス／ サンプルおよびホールド回路５８によって提供され、その結果生じる差分は電流 誤差コマンド値を表わし、これはブロック７６において補償され、次にアナログ −デジタルコンバータ７８において５ビットデジタル制御信号に変換され、補償 された電流誤差としてプログラマブルクロック分周器回路８２への経路８０上に 発出される。 クロック分周器回路８２は、経路８０上の補償された電流誤差に比例するパル ス幅変調器クロック信号を発出し、それによってブロック８４内でパルス幅変調 カウンタによって発生した、Ｕ、Ｖ、およびＷの正弦波に追従する変動するパル スのデューティサイクルをトリム(trim)する。モータ１４が基準速度以下に速度 を緩めた場合、この状態はループ６０によって検出され、経路８０上の補償され た電流誤差は変調器クロック８２を遅らせ、モータを駆動するために与えられる 各変調パルスの平均デューティサイクルをほんの僅か長くする。他方では、モー タ１４が基準速度を超えて速くなった場合、電流誤差は各変調パルスの平均デ ューティサイクルを減じ、このためモータ１４に供給されるエネルギは減少し、 その角速度が遅くなる。モータ速度制御ループ６０のさらなる詳細および局面は 、以下に説明される。 図４を参照すると、位相カウンタブロック６２は３つのアップカウンタ６２Ｕ 、６２Ｖ、および６２Ｗを含むことがわかる。各位相について１つずつ、３つの カウンタを提供することにより、位相が正確に１２０電気度間隔ではないかもし れない、特定のモータ内のいかなる移相許容誤差にも対処することができる。Ｕ カウンタ６２ＵはＵ相零交叉信号によってリセットされ、経路１０８上の位相ク ロック信号によって制御される速度においてデジタル方式でカウントアップを開 始する。各カウンタは好ましくは、少なくとも１１ビット（０−９データビット および１つの極性ビット）の幅を有し、すなわち最大２進法カウントに達する前 に２⁹（１０進法で５１２）までカウントする能力を有する。カウンタ６２は最 大カウントに達しても反転せず、そのカウントをリセットパルス（図５のグラフ Ｂ、ＣまたはＤ）を受取る直前まで保持し、受取った時点でカウントはクリアさ れる。リセットパルスが受取られると、リセットパルスを受取るカウンタは経路 １０４上の位相クロック信号によって定められるクロック速度でカウントアップ を開始する。 アップカウンタ６２Ｕ、６２Ｂ、６２Ｗの各々は、マイクロプロセッサ３８に よって予めロードされるように適合され、カウンタを特定の初期の極性状態に強 制する。これらの状態はマイクロプロセッサの直接の制御の下で、モータ１４を 望ましい回転の方向に始動させ、最初に整流することを可能にし、このことは速 度制御ループ６０を事実上オーバーライドする。スピンドルモータにおいては、 コギングトルクを減少するために、永久磁石磁極と固定子スロットとの間には不 均一な関係があるため、固定子スロットのパターンに対する回転子の初期の静止 位置を定めることが必要である。この初期の判定は、モータを回転させるのに十 分なレベルより低い電流コマンドを選択されたモータ巻線の対に与えることによ って実行される。タイマが始動され、経過時間は、電流コマンドの付与から零交 叉検出器回路５６内のコンパレータによって測定される電圧の変化が起こるまで 測定される。この時間は各対によって異なり、値のテーブルがマイクロプロセッ サのメモリ内に構築される。一旦テーブルが完成されると、固定子に対する回転 子の角位置が定められ、適当な駆動シーケンスが作られ、アップカウンタ６２Ｕ 、６２Ｂ、および６２Ｗの中にロードされ得る。次に、整流シーケンスが開始さ れ、モータ１４は回転を始める。モータ速度のマイクロプロセッサによる直接の 制御は、モータ１４がその望ましい動作速度に達するまで継続され得る。 経路１０４上の位相クロック信号は、各カウンタ６２Ｕ、６２Ｂ、および６２ Ｗを各カウンタが各位相サイクルの位相インクリメント（たとえば１カウント当 り１．４２２（５１２／３６０）度のモータ回転）をカウントすることを可能に するカウント速度においてクロックするために印加される。すなわち、カウンタ ６２Ｕは図５のグラフＢのリセットパルスのリーディングエッジ間のインクリメ ントをカウントし、カウンタ６２Ｂは図５のグラフＣのリセットパルスのリーデ ィングエッジ間のインクリメントをカウントし、カウンタ６２Ｗは図５のグラフ Ｄのリセットパルスのリーディングエッジ間のインクリメントをカウントする。 経路１０４上の位相クロック信号はシーケンサクロックデコーダ回路１０２から 送られ、シーケンサクロックデコーダ回路１０２は、システムクロックから得た 、少なくとも初期のスピンアップモータ動作の間、たとえばマイクロプロセッサ ３８によって制御された、位相クロック信号を受取る。このように、経路１０４ 上の位相クロック信号はコマンドされたモータ速度に同期する。実際の位相クロ ックは特定のスピンドルモータ１４の磁極およびスロットの数と公称モータ速度 とに依存し、シーケンサクロックデコーダ１０２内の位相クロック分周器回路は ドライブマイクロプロセッサ３８によってプログラムされ、多様なスピンドルモ ータ構成に対処することができる。 モータと幾何学的に整列するカウンタ６２Ｕ、６２Ｂ、および６２Ｗからの３ つの位相カウントの６上位ビット（ビット位置４−９）は、テーブルルックアッ プシーケンサ８８へ送られる。テーブルルックアップシーケンサ８８の一機能は 、受取られた各カウントを保持し、各カウントをマップして正弦波テーブル回路 ９２にアドレスすることである。３つの別個の正弦波テーブルの必要を避けるた めに、シーケンサ８８は位相情報を特定のクロック間隔内で同じ位相クロック周 波数において移相された逐次情報に変換する。テーブルルックアップシーケンサ ８ ８は、シーケンサクロックデコーダ１０２によって提供され、たとえば位相クロ ック割る４に等しい速度において動作する、経路１０６上のクロック信号によっ てクロックされる。テーブルルックアップシーケンサ８８は次に、各々の位相カ ウントを選択し、逐次、正弦波ルックアップテーブル論理９２に与える。言い換 えると、テーブルルックアップシーケンサ８８は位相カウンタをタイムスライス し、各タイムスライスごとに正弦波テーブル論理９２が３つのアップカウンタ６ ２Ｕ、６２Ｂ、および６２Ｗからのカウントをデジタル正弦値に変換するように する。 正弦波テーブル論理９２は波形極性情報を必要としない。なせなら、極性は以 下に説明される後段のデータ選択プロセスにおいて考慮されるからである。さら に、正弦波テーブル値はほぼ、たとえば９０度で対称であるため、テーブルルッ クアップシーケンサはまた、データ圧縮器として機能し、カウンタ６２からの入 来６上位ビットカウントを、正弦波テーブル論理９２のアドレスのため５ビット に圧縮する。すなわち、各位相の９０度から１８０度の傾斜において、正弦テー ブルは０度から９０度の傾斜の正弦テーブルの補数であり、カウント補足動作は テーブルルックアップシーケンサ８８内で実行される。そのため、このアプロー チでは、正弦テーブル論理を各位相Ｕ、Ｖ、およびＷの全サイクルの１象限（た とえば０度から９０度）に制限することは全く実際的である。 特定の位相カウントのために一旦正弦値がルックアップされると、これは正弦 波テーブル論理９２のすぐ後段のデータレジスタブロック９６内の３つの正弦デ ータレジスタのうちの適切な１つの中にラッチされる。これらのデータレジスタ は、このように、３つの位相のための５ビット正弦値、すなわちＵ＿ＤＡＴＡ、 Ｖ＿ＤＡＴＡ、およびＷ＿ＤＡＴＡを保持する。Ｕ＿ＤＡＴＡはＰＷＭカウンタ ブロック８４へ直接導かれる経路１０８に発出され、経路１０８上のＵ＿ＤＡＴ Ａはまた、データ選択および加算器１１２とデータ選択マルチプレクサ加算器ブ ロック１２０とに入る。Ｖ ＤＡＴＡは経路１１０に発出され、データ選択およ び加算器１１２とデータ選択マルチプレクサ加算器ブロック１２０とに入る。Ｗ ＤＡＴＡは経路１１８上をデータ選択マルチプレクサ加算器ブロック１２０へ 発出される。 各駆動相の各全サイクルにわたって正弦テーブル論理値を利用することが実用 的であるため、各正弦波に極性値を提供することが必要である。位相カウンタ６ ２Ｕ、６２Ｖ、および６２Ｗの上位ビット位置は便宜上３つの極性ビットＰＯＬ Ｕ、ＰＯＬ Ｖ、およびＰＯＬ Ｗを提供する。図５を検討すると、各上位ビ ット位置は各位相カウントの負の半サイクルに対して真であることが明らかであ る。これらの極性ビットは状態デコーダ１１６に付与され、状態デコーダ１１６ は、カウンタ６２Ｕ、６２Ｖ、および６２Ｗからのカウントの位相状態を、たと えば１モータ回転内での６０度のインクリメントを表わす６つの位相に復号する 。これらの位相状態は図８のグラフＡによって示され、図６を参照することでさ らに理解される。 図６は、状態デコーダ１１６の動作を説明するしきい値および極性テーブルで ある。状態デコーダ１１６はバス１１４を介して制御値をデータ選択および加算 器回路１１２とデータ選択マルチプレクサ加算器回路１２０とに発出する。これ らの値の最初の１つは、Ｕ ＤＡＴＡがＶ ＤＡＴＡに加算されるべきか、また はＶ ＤＡＴＡがデータ選択および加算器回路１１２を直接通って送られるべき かどうかを判定する。データ選択および加算器回路１１２の出力は、「Ｂ ＤＡ ＴＡ」であり、これは経路１２２を介してＰＷＭカウンタ８４に入る。他の２つ の値はＵ ＤＡＴＡがＷ ＤＡＴＡに加算されるべきか、またはＶ ＤＡＴＡが Ｗ ＤＡＴＡに加算されるべきか、またはＷ ＤＡＴＡがデータ選択マルチプレ クサ加算器回路１２０を直接通って送られるべきかどうかを判定する。データ選 択マルチプレクサ加算器回路１２０の出力は、「Ｃ ＤＡＴＡ」であり、これは 経路１２４を介してＰＷＭカウンタ８４に入る。経路１１４にわたって加算が信 号で知らされると、結果として生じる和は６ビット幅であり、この場合、６ビッ ト値が経路１２２上にＢ ＤＡＴＡとして供給されるか、または経路１２４上に Ｃ ＤＡＴＡとして供給される。さもなければ、Ｂ ＤＡＴＡおよびＣ ＤＡＴ Ａは５ビットである。 バス１１４の３つの制御ラインの状態は、図６の６０度の電気角の制御インク リメントの各々に対して示される。制御ライン上のゼロの値は、表示されたプロ セスが回路１１２または１２０内で実行されていないことを意味し、一方、１の 値は表示されたモータ相インクリメントの間、そのプロセスが実行されているこ とを示す。選択マルチプレクサ加算器回路１２０はＣ ＤＡＴＡを得るにあたっ て、ＵをＷに加算するプロセス、またはＢをＷに加算するプロセスのいずれかを 実行するため、テーブルは、これらの加算プロセスがどの特定の６０度の電気角 の制御インクリメント内においても互いに排他的であることを示す。 プログラマブルクロック分周器回路８２は、ブロック８４の３つのＰＷＭカウ ンタ８４Ａ、８４Ｂ、および８４Ｃのための乗算器クロックを確立する。乗算器 クロックは、モータ速度制御ループ６０からの経路８０上の補償された電流誤差 に比例する。クロック分周器回路８２は２つのクロック制御を受け、それはモー タ速度制御ループ６０からの経路８０を介する前述の電流制御と、経路１２８を 介する、（モータ回転速度と非同期である）固定された高周波数システムクロッ クとである。システムクロックはディスクドライブ１０内の基準発振器から得る ことができる。 ＰＷＭカウンタ８４Ａ、８４Ｂ、および８４Ｃのクロック速度は、補償された 電流誤差によって測定されるモータ速度の関数であり、そのため各ＰＷＭ８４の デューティサイクルは、３つのモータ相へ、切換えられた正弦波駆動電流を提供 しつつも、速度制御ループによって制御される所望の値にモータ速度を調整する ように調節される。通常、モータ速度制御ループの設計は、ＰＷＭのデューティ サイクルを特定の位相角に対して公称または５０％デューティサイクルで規定し 、補償された電流誤差は位相角において効果的に公称デューティサイクルに対し て加算または減算される。公称デューティサイクルにおいて、モータ１４はその 所望の角速度において回転するよう規定され、ＰＷＭ８４のデューティサイクル のいかなる電流誤差調整も行なわれない。 プログラマブルＰＷＭタイマブロック１３０は、経路１２８を介してシステム クロックを受け、これは予め定められた単一の基準周波数において動作する。Ｐ ＷＭタイマ１３０は本質的には自走カウンタであり、プログラムされたカウント 値までカウントし、そして反転する。ＰＷＭタイマ１３０は反転するたびに、イ ネーブルカウント制御信号を発生し、これはＰＷＭカウンタ８４Ａ、８４Ｂ、お よび８４Ｃを再始動させる。ＰＷＭタイマ１３０の反転間隔は実質的にドライバ 回路５０の公称全サイクル駆動間隔を規定する。 ＰＷＭカウンタ８４Ａ、８４Ｂ、および８４Ｃはダウンカウンタである。各カ ウンタ８４Ａ、８４Ｂ、および８４Ｃはイネーブル信号を受ける際にカウント値 をロードしており、直ちにカウントダウンを開始する。カウント値は特定のＰＷ Ｍ関数のデューティサイクルを規定する。カウンタ８４ＡはＡ ＤＡＴＡをその カウント値としてロードする。カウンタ８４ＢはＢ ＤＡＴＡをそのカウント値 としてロードする。カウンタ８４ＣはＣ ＤＡＴＡをそのカウント値としてロー ドする。イネーブルパルスを受けると、カウンタ８４Ａ、８４Ｂ、および８４Ｃ は一斉にカウントダウンを開始する。カウント８４は始動されるたびに、プログ ラマブルクロック分周器８４によって経路１２６上に発出される乗算器クロック によって規定される速度でカウントダウンする。各電気位相角の間、ＰＷＭカウ ンタブロック８４はＡ ＰＷＭ、Ｂ ＰＷＭ、およびＣ ＰＷＭデータパルスの シーケンスを論理デコーダブロック５４へ発出する。各カウンタはゼロのカウン トに達すると、カウントするのをやめ、再ロードを待って、ＰＷＭタイマ３０か らの次のイネーブルパルスとともにカウントダウンを開始する。 状態デコーダ回路１１６はＡ ＰＷＭ、Ｂ ＰＷＭ、およびＣ ＰＷＭの切換 えられたパルスに応答して６つの論理駆動制御状態を生じ、これは３ビットバス １３４を介して送られ、論理デコーダ５４を制御する。図６の６つの駆動状態テ ーブル部分を検討すると、いずれかの位相インクリメントの間、６つの論理駆動 状態のうち、３つの状態のみが活性状態であり、そのインクリメントの間、３つ の状態がオフである。論理デコーダ回路１１６はまた、ＰＷＭカウンタブロック ８４から受けとられるＡ ＰＷＭ、Ｂ ＰＷＭ、およびＣ ＰＷＭパルスに排他 的ＯＲ機能を適用する能力を有する。たとえば、０度から６０度の初期の電気位 相角の範囲内で、状態デコーダ回路１１６からの論理制御は、状態デコーダがＡ ＰＷＭデータをＵ相電流ソース（ハイの側）ドライバＵＨ（図７）へ発出する ことを引起こす。Ｕ相電流シンク（ローの側）ドライバＵＬ、Ｖ相電流ソースド ライバＶＨ、およびＷ相電流シンクドライバＷＬはすべてこの位相間隔の間オフ である。Ｖ相電流シンクドライバＶＬは、Ｃ ＰＷＭデータを受取り、Ｗ相電流 ソースドライバＷＨは、（Ｂ ＰＷＭ（＋）Ｃ ＰＷＭ）に従って制御パルスを 受取り、ここで（＋）は論理デコーダ回路５４によってＢ ＰＷＭおよびＣ Ｐ ＷＭデータに実行される排他的ＯＲ機能を表わす。残りの６０度間隔の間にドラ イバに供給されるデータは図６の表に示されるとおりである。 正弦波ドライバ回路５０の動作は図８のグラフを参照することによって、より 完全に理解され、かつ認められるであろう。切換えられた駆動波形はモータの全 ３６０度の回転サイクルにわたって１５度間隔の電気角の各々の側に対してグラ フに表わされる。正のパルスは電流ソースＵＨ、ＶＨ、またはＷＨが活性状態で あることを示し、負のパルスは電流シンクＵＬ、ＶＬ、またはＷＬが活性状態で あることを示す。たとえば、１５度、３０度、４５度、６０度、７５度、および ９０度におけるＵ相駆動信号を考慮されたい。図５を参照すると、Ｕ相は０度に おける零交叉から９０度におけるピークに向けて振幅が増加しているのが明らか である。したがって、１５度において、Ｕ相駆動信号は比較的短いパルス持続時 間において正である（電流ソースドライバＵＨはオン）。３０度において、Ｕ相 の正の駆動信号は、１５度においてのそれより長くなっている。４５度において は、Ｕ相駆動パルスはさらに長くなり、同様にして、９０度においてピーク持続 時間が達成されるまでになる。その後、正のＵ相駆動パルスは幅が狭くなってい き、１８０度で波形零交叉に達する。その後、波形は負になり（Ｕ相電流シンク ドライバＵＬは活性状態であり、一方、Ｕ相電流ソースドライブＵＨはオフであ り）、Ｕ相の負の駆動パルスは長くなっていき、２７０度において負のピークに 達し、ここで次の零交叉に達するにつれ短くなり始める。同様の状態がＶおよび Ｗ相にも認められる。この発明の原理によれば、実際のパルス幅は正弦関数に近 似し、切換えられたモータ巻線の対を通して供給される、結果として生じる駆動 電流はそのため、ｓｉｎ（Ｕ）＋ｓｉｎ（Ｖ）＋ｓｉｎ（Ｗ）＝０の関係に従っ て正弦波に近似する。さらに、結果として生じる駆動信号は全波同期整流の態様 で動作し、そのため少なくとも２つのモータコイルが常に駆動され、駆動条件が 結果として、各々の切換えられた駆動間隔において実質的に等しいプラスおよび マイナス（ハイおよびローの）位相デューティサイクルを生じることになるのが 理解されるであろう。 速度制御ループ６０の動作は図９Ａおよび図９Ｂを考慮することによってより 完全に理解される。これらの２つの図は、コマンドされた正弦駆動電流および実 際のモータ応答を実質的にグラフに表わす。図９Ａでは、実際のモータ回転位相 サイクルＵ（この図ではＢの符号が付けられる）は、Ｂ′の符号が付けられた、 コマンドされた、または基準位相に先立ち、モータの速度超過状態を表わす。図 ９Ｂでは、コマンドされた位相Ｂ″が実際のモータ回転位相Ｂに先立ち、速度不 足状態を示す。図９Ａおよび図９Ｂにおいて、コマンドされた位相Ｂ′およびＢ ″（モータ位相Ｕ）は、ＰＷＭカウンタブロック８４、論理デコーダ５４、およ びドライブブリッジ５２によってモータ１４を駆動するために１つの駆動位相と して発出される。 図９Ａおよび図９ＢのグラフＡは、図５のグラフＢのＵ相零交叉信号を複製し ており、このモータ速度制御の例において重要な立上がりエッジ零交叉値を表わ す。各グラフＡのカウントパルスの立上がりエッジは、モータ１４の１つの位相 の完全なサイクルの公称終止点を記し、後続の立上がりエッジ間の間隔はモータ 回転の１つの全サイクルの測定値を表わす。 図９Ａおよび図９ＢのグラフＣは、位相カウンタ６２のうちの１つの上位ビッ ト位置を除く、すべての実際の位相カウントを表わす。カウンタ６２の上位極性 ビットは、図９Ａおよび図９ＢのグラフＤとしてグラフに表わされる。図９Ａの 例に示されるように、位相カウンタがグラフＡの零交叉パルスの立上がりエッジ においてそのカウントを完了していない場合、カウンタ６２によってグラフＡの 立上がりエッジの瞬間に達成されたカウント値は、ブロック７２の速度誤差レジ スタの１つの中に速度誤差の補数としてラッチされ、位相カウンタ６２は立上が りエッジによってリセットされ、次のカウントサイクルの間、カウントアップし 始める。Ｂの公称零交叉において位相カウンタによって達せられたカウントは１ つのレジスタに保持されるため、零交叉リセットにおいてラッチされる、より大 きなカウントから差分され得る。この差分（補数）は、未加工のモータ速度誤差 の測定値であり、図９Ａでは「誤差リード」と記されている。この差分は、次に 他の誤差カウントと合せて平均され、ブロック７２内の回路によって符号付きア ナログ速度誤差値に変換され、前述のとおり、後に経路８０上の補償された電流 誤差を発生させるために用いられ、これは正弦波ＰＷＭ８４のクロック速度を変 化させる。 同様に、図９Ｂでは、位相カウンタ６２によってカウントされるコマンドされ たモータ相Ｂ″は、測定されたモータ回転位置Ｂに先立ち、モータ１４はＰＷＭ カウンタ８４によって設定されるコマンドされた速度よりも遅い速度で回転する 。この場合、グラフＣは選択された位相カウンタ６２が最大カウントを達成し、 反転し、単一の公称回転期間内でカウントアップを再開し、これがグラフＡ零交 叉に達するまで続くことを示す。「誤差遅れ」と記された、実際のモータ回転間 隔内のこの第３のカウントは、次にブロック７２のレジスタの中にラッチされ、 未加工のモータ速度誤差の直接の測定値を提供する。この加工処理は図９Ａに関 連して上記に説明された誤差遅れの状態と同じである。同時に、テーブルルック アップシーケンサ８８および正弦テーブル９２への位相データは反転せず、グラ フＡによって測定されるように正のエッジ零交叉が達成されるまでゼロに保持さ れる。その時点で、位相カウンタはゼロからカウントアップを開始する。 ドライバ５０からのＥＭＩを制限するために、好ましくはＰＷＭカウンタ８４ のスルーレートは、たとえばマイクロ秒あたり１０ボルトに制限される。スルー レートの制限されたパルスジェネレータを用い、かつディスクドライブ１０内で 適当な設置および遮蔽を実施することにより、ドライバ回路５０またはモータ１ ４からの読取チャネル回路１８、２８、または３０へのＥＭＩはほとんどあり得 ない。 当業者には、好ましい実施例の前述の説明を考慮することから、その範囲が以 下の請求の範囲によってより特定的に示される、この発明の精神から逸脱するこ となく、数多くの変更例および変更が容易に明らかになるであろう。ここにおけ る説明および開示は例示の目的のみであり、以下の請求の範囲によってより特定 的に示されるこの発明の範囲を制限するものと解釈されるべきではない。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．多相ブラシレス水久磁石モータのためのスイッチモード正弦波ドライバ回路 であって、 モータの複数のモータ巻線の１つに現われる電気信号を監視し、位相基準信号 を発生するための信号波形モニタ回路と、 位相基準信号に応答してモータ同期クロック信号を提供するための位相クロッ クジェネレータと、 モータクロック信号によってクロックされ、かつ位相基準信号によってリセッ トされ、モータ相間隔内でモータ相カウントをカウントするための位相カウンタ 手段と、 モータ相カウントによってアドレスされ、デジタル多相正弦値を発出するため の正弦波ルックアップ論理と、 デジタル多相正弦値に応答して、正弦値によって制御されるデューティサイク ル持続時間を有する位相パルスを発生するための多相パルス幅変調器と、 切換えられた正弦波ドライブでモータを付勢しかつ回転させるために、位相パ ルスに従って駆動電流を複数のモータ巻線に対して選択的に流出し流入するため の多相モータドライバブリッジ回路とを含む、スイッチモード正弦波ドライバ回 路。 ２．前記多相ブラシレス永久磁石モータは、３つの固定子巻線Ｕ、Ｖ、およびＷ を含み、前記多相モータドライバブリッジ回路は、ｓｉｎ（Ｕ）＋ｓｉｎ（Ｖ） ＋ｓｉｎ（Ｗ）＝０の関係に実質的に従った切換えられた位相正弦波駆動信号に 従って、駆動電流を３つの固定子巻線Ｕ、Ｖ、およびＷに対して選択的に流出し 流入する、請求項１に記載のスイッチモード正弦波ドライバ回路。 ３．前記信号波形モニタ回路は、各モータ相に対して位相基準信号を発生するた めに、モータの複数の巻線に現われる電気信号を監視し、 前記位相クロックジェネレータは、複数の位相基準信号に応答してモータ同期 クロック信号を提供し、 前記位相カウンタ手段は、モータクロック信号によってクロックされ、位相基 準信号によってリセットされて、予め定められたモータ相間隔を定め、かつ各モ ータ相間隔に対して位相カウントおよび位相極性信号を発生し、 前記スイッチモード正弦波ドライバ回路は、さらに 位相極性信号に応答して状態制御信号を発生するためのモータ状態デコーダ手 段を含み、 前記正弦波ルックアップ論理は、位相カウントによってアドレスされ各モータ 相間隔に対してデジタル多相正弦値を発出し、 前記スイッチモード正弦波ドライバ回路は、さらに 前記状態制御信号に応答して位相パルスを切換えられた位相正弦波駆動パルス に復号化するための論理デコーダ手段を含み、 前記多相モータドライバブリッジ回路は、モータを付勢しかつ回転させるため 、切換えられた位相正弦波駆動パルスに従って駆動電流を複数のモータ巻線に対 して選択的に流出し流入する、請求項１に記載のスイッチモード正弦波ドライバ 回路。 ４．モータの複数のモータ巻線の１つに現われる電気信号を監視するための前記 信号波形モニタ回路は、モータの実際の回転速度を監視するための回路を含み、 前記スイッチモード正弦波ドライバ回路はさらに、モータ速度調整制御ループを 含み、前記モータ速度調整制御ループは、 モータの実際の回転速度と基準モータ速度値とを比較し、モータ速度誤差値を 生じるための比較回路と、 モータ速度誤差値に応答して、モータ速度誤差値を用いた多相パルス幅変調器 のクロックを調節し、多相モータドライバブリッジ回路において、速度補償され た切換られた正弦波駆動電流を発生するためのパルス幅変調クロック制御回路と を含む、請求項１に記載のスイッチモード正弦波ドライバ回路。 ５．前記信号波形モニタ回路は、複数のモータ巻線にわたって電圧の零交叉サン プリング点を検出するための零交叉検出器回路と、 零交叉サンプリング点において多相モータドライバブリッジ回路からの駆動電 流値をサンプリングし、かつ保持するための電流センスおよびサンプルおよびホ ールド回路と、 差分回路においてモータ速度誤差値から実際の電流値を減算し、電流誤差値を 作り出すための前記差分回路と、 電流誤差値を補償し、補償された電流誤差を作り出すための補償回路と、 多相パルス幅変調器を制御するために、補償された電流誤差の関数によってク ロック信号を調節するためのクロック分周器回路とをさらに含む、請求項１に記 載のスイッチモード正弦波ドライバ回路。 ６．多相ブラシレス永久磁石モータのためのスイッチモード正弦波ドライバ回路 であって、 モータの複数のモータ巻線に現われる電気信号を監視し、各モータ相に対して 位相基準信号を発生するための信号波形モニタ回路と、 多相基準信号に応答してモータ同期クロック信号を提供するための位相クロッ クジェネレータと、 モータクロック信号によってクロックされ、かつ位相基準信号によってリセッ トされて、予め定められたモータ相間隔を定め、かつ各モータ相間隔に対して位 相カウントおよび位相極性信号を発生するための位相カウンタ手段と、 位相極性信号に応答して状態制御信号を発生するためのモータ状態デコーダ手 段と、 位相カウントによってアドレスされ、各モータ相間隔に対してデジタル多相正 弦値を発出するための正弦波ルックアップ論理と、 デジタル多相正弦値に応答して、正弦値によって制御されるデューティサイク ル持続時間を有する位相パルスを発生するための多相パルス幅変調器と、 状態制御信号に応答して位相パルスを切換えられた位相正弦波駆動パルスに復 号化するための論理デコーダ手段と、 切換えられた正弦波ドライブによってモータを付勢しかつ回転させるために、 切換えられた位相正弦波駆動信号に従って駆動電流を複数のモータ巻線に対して 選択的に流出し流入するための多相モータドライバブリッジ回路とを含む、スイ ッチモード正弦波ドライバ回路。 ７．前記多相ブラシレス永久磁石モータは、３つの電気位相（Ｕ、Ｖ、およびＷ ）を含む、請求項６に記載のスイッチモード正弦波ドライバ回路。 ８．前記多相モータドライバブリッジ回路は、ｓｉｎ（Ｕ）＋ｓｉｎ（Ｖ）＋ｓ ｉｎ（Ｗ）＝０に実質的に従った、切換えられた正弦波ドライブによってモータ を付勢しかつ回転するために、切換えられた位相正弦波駆動信号に従って駆動電 流を複数のモータ巻線に対して選択的に流出し流入する、請求項７に記載のスイ ッチモード正弦波ドライバ回路。 ９．前記信号波形モニタ回路は、電気信号の零交叉を検出し、かつ信号を送り、 前記スイッチモード正弦波ドライバ回路はさらに、零交叉に応答して、多相モー タドライバブリッジ回路によって供給される駆動電流を感知し保持するための駆 動電流感知回路と、位相カウンタ手段に応答してモータ速度値を発生するための 速度誤差デジタルアナログ変換手段と、モータ速度値から感知され保持された駆 動電流の差を求めて電流コマンド値を生じるための差分増幅器と、電流コマンド 値をデジタルデューティサイクル値に変換するためのアナログデジタルコンバー タとを含み、さらにデジタルデューティサイクル値によって変調され多相パルス 幅変調手段をクロックして、予め定められた角速度においてモータ速度を維持し かつ調整するためのプログラマブルデューティサイクルクロック手段を含む、請 求項６に記載のスイッチモード正弦波ドライバ回路。 １０．前記正弦波ルックアップ論理は、９０度のモータ回転の範囲にわたってデ ジタル多相正弦値を発出し、前記スイッチモード正弦波ドライバ回路は、モータ 状態デコーダに応答して前記デジタル多相正弦値を選択し、多重化し、前記デジ タル多相正弦値の選択されたものを加算し、３６０度のモータ回転の範囲にわた って正弦値を提供するための選択多重化加算器回路を含む、請求項６に記載のス イッチモード正弦波ドライバ回路。 １１．多相の実質的に正弦の切換えられた駆動信号によって駆動される、複数の 固定子コイルを有する多相ブラシレスＤＣモータのためのスイッチモード正弦波 ドライバ回路であって、前記ドライバは、 電流源から複数の固定子コイルの選択された組合せを通して電流復帰へ送られ る実質的に正弦の切換えられた駆動信号に従って、多相駆動電流を選択的に流出 し流入して、モータを予め定められた角速度で動作させるための多相モータドラ イバブリッジ回路と、 固定子コイルに接続され、そこに現われる電気信号を監視し、モータ相基準信 号を発生するための信号波形モニタ手段と、 モータの回転に関連したモータ同期クロック信号を発生するための位相クロッ ク発生手段と、 モータ同期クロックによってクロックされ、かつモータ相基準信号によってリ セットされて、動作中モータの各位相の位相間隔をカウントし、かつ位相カウン タおよび位相極性信号を発生するための位相カウンタ手段と、 位相極性信号に応答して状態制御信号を発生するための状態デコーダ手段と、 位相カウントによってアドレスされ、多相の各々に対してデジタル多相正弦値 を発出するための正弦波論理回路と、 多相正弦値に応答して、正弦値によって制御されるデューティサイクルによっ て位相パルスを発生するための多相パルス幅変調手段と、 状態制御信号に応答して、位相パルスを位相駆動パルスに復号化し、かつ位相 駆動パルスを供給して多相モータドライバブリッジ回路を制御するための論理デ コーダ手段とを含む、スイッチモード正弦波ドライバ回路。 １２．前記多相モータは、３つの電気位相Ｕ、Ｖ、およびＷを含む、請求項１１ に記載のスイッチモード正弦波ドライバ回路。 １３．前記多相モータドライバブリッジ回路は、ｓｉｎ（Ｕ）＋ｓｉｎ（Ｖ）＋ ｓｉｎ（Ｗ）＝０に実質的に従った、切換えられた正弦波ドライブによってモー タを付勢しかつ回転するために、位相駆動信号に従って駆動電流を複数のモータ 巻線に対して選択的に流出し流入する、請求項１１に記載のスイッチモード正弦 波ドライバ回路。 １４．前記信号波形モニタ手段は、電気信号の零交叉を検出し、かつ信号を送り 、前記スイッチモード正弦波ドライバ回路はさらに、零交叉に応答して、多相モ ータドライバブリッジ回路によって供給される駆動電流を感知し保持するための 駆動電流感知回路と、位相カウンタ手段に応答してモータ速度値を発生するため の速度誤差デジタルアナログ変換手段と、モータ速度値から感知され保持された 駆動電流の差を求めて電流コマンド値を生じるための差分増幅器と、電流コマン ド値をデジタルデューティサイクル値に変換するためのアナログデジタルコンバ ータとを含み、デジタルデューティサイクル値によって変調され多相パルス幅変 調 手段をクロックして、予め定められた角速度にモータ速度を維持しかつ調整する ためのプログラマブルデューティサイクルクロック手段をさらに含む、請求項１ １に記載のスイッチモード正弦波ドライバ回路。 １５．前記正弦波ルックアップ論理回路は、９０度のモータ回転の範囲にわたっ てデジタル多相正弦値を発出し、前記スイッチモード正弦波ドライバ回路は、状 態デコーダ手段に応答して前記デジタル多相正弦値を選択し、多重化し、前記デ ジタル多相正弦値の選択されたものを加算し、３６０度のモータ回転の範囲にわ たって正弦値を提供するための選択多重化加算器回路を含む、請求項１１に記載 のスイッチモード正弦波ドライバ回路。 １６．三相の実質的に正弦の切換られた駆動信号によって駆動され、ｎが１以上 の整数全体である、３ⁿ個の固定子コイルと、固定子コイルによって作り出され た磁界と相互に作用し回転子を回転させる磁界を有する複数磁極の永久磁石アレ イを含む前記回転子とを有する、三相ブラシレスモータのためのスイッチモード 正弦波ドライバ回路であって、 電流源から複数の固定子コイルの選択された組合せを通してかつ電流復帰を通 して電流源へと送られる実質的に正弦の切換えられた駆動信号に従って、駆動電 流を３つの位相の各々に選択的に流出し流入して、予め定められた角速度でモー タを動作させるためのモータドライバブリッジ回路と、 固定子コイルに接続され、そこに現われる電気信号を監視し、３つの位相の各 々の零交叉を印すモータ相基準信号を発生するための信号波形モニタ手段と、 モータ回転速度に応答してモータの回転に関係するモータクロック信号を発生 するための位相クロック発生手段と、 ３つの位相カウンタとを含み、各カウンタはモニタクロック信号によってクロ ックされモータ相基準信号の１つによってリセットされて、動作中モータの各位 相の位相間隔をカウントし、かつモータ回転位相カウントおよびモータ回転位相 極性信号を発生し、前記ドライバ回路はさらに、 位相極性信号に応答して状態制御信号を発生するための状態デコーダと、 ３つの位相カウンタによって発生する位相間隔に応答して、逐次位相カウント を正弦波論理テーブルに提示するためのテーブルルックアップシーケンサと、 ３つの位相の各々に対してデジタル正弦値を発出するための正弦波論理テーブ ルと、 ３つの位相のためのデジタル正弦値を受取り、かつ保持するための３つの位相 正弦データレジスタと、 デジタル正弦値の組合せを受取り、かつ選択するために接続されるセレクタ手 段と、 モータ回転と非同期のパルス幅変調クロック信号を発生するための非同期クロ ック手段と、 パルス幅変調クロック信号によってクロックされ、デジタル正弦値とデジタル 正弦値の選択された組合せとに応答して、その期間がパルス幅変調クロック信号 によって定められ、そのデューティサイクルが正弦値によって制御される、３つ の位相パルスのセットを発生するための三相パルス幅変調手段と、 状態制御信号に応答して、位相パルスを位相駆動制御値に復号化し、かつ位相 駆動制御値を供給して三相モータドライバブリッジ回路を制御し複数の固定子コ イルの選択された組合せを駆動するための論理デコーダ手段とを含む、スイッチ モード正弦波ドライバ回路。 １７．ディスクドライブであって、多相ブラシレス永久ディスクスピンモータに よって予め定められた角速度で回転されるデータ記憶ディスクと、前記データ記 憶ディスクと協働のデータ変換関係にあるデータトランスデューサと、ディスク ドライブの動作中、ホスト計算環境とデータ記憶ディスクとの間でデータのブロ ックを転送するためのドライブ電気機械要素とを含み、前記ディスクドライブは 、ディスクスピンモータのためのスイッチモード正弦波ドライバ回路をさらに含 み、前記ディスクスピンモータは、 モータの複数のモータ巻線に現われる電気信号を監視し、各モータ相に対して 位相基準信号を発生するための信号波形モニタ回路と、 多相基準信号に応答してモータ同期クロック信号を提供するための位相クロッ クジェネレータと、 モータクロック信号によってクロックされ、かつ位相基準信号によってリセッ トされて、予め定められたモータ相間隔を定め、かつ各モータ相間隔に対して位 相カウントおよび位相極性信号を発生するための位相カウンタ手段と、 位相極性信号に応答して状態制御信号を発生するためのモータ状態デコーダ手 段と、 位相カウントによってアドレスされ、各モータ相間隔に対してデジタル多相正 弦値を発出するための正弦波ルックアップ論理と、 デジタル多相正弦値に応答して、正弦値によって制御されるデューティサイク ル持続時間を有する位相パルスを発生するための多相パルス幅変調器と、 状態制御信号に応答して位相パルスを切換えられた位相正弦波駆動パルスに復 号化するための論理デコーダ手段と、 切換えられた正弦波ドライブによってディスクスピンモータを付勢しかつ回転 させるために、切換えられた位相正弦波駆動信号に従って駆動電流を複数のモー タ巻線に対して選択的に流出し流入するための多相モータドライバブリッジ回路 とを含む、ディスクドライブ。 １８．前記多相ディスクスピンモータは、モータの各回転中に規定される３つの 電気位相（Ｕ、Ｖ、およびＷ）を含む、請求項１７に記載のディスクドライブ。 １９．前記多相モータドライバブリッジ回路は、ｓｉｎ（Ｕ）＋ｓｉｎ（Ｖ）＋ ｓｉｎ（Ｗ）＝０に実質的に従った、切換えられた正弦波ドライブによってモー タを付勢しかつ回転するために、切換えられた位相正弦波駆動信号に従って駆動 電流を複数のモータ巻線に対して選択的に流出し流入する、請求項１８に記載の ディスクドライブ。 ２０．前記信号波形モニタ回路は、電気信号の零交叉を検出し、かつ信号を送り 、前記ディスクドライブはさらに、零交叉に応答して、多相モータドライバブリ ッジ回路によって供給される駆動電流を感知し保持するための駆動電流感知回路 と、位相カウンタ手段に応答してモータ速度値を発生するための速度誤差デジタ ルアナログ変換手段と、モータ速度値から感知され保持された駆動電流の差を求 めて電流コマンド値を生じるための差分増幅器と、電流コマンド値をデジタルデ ューティサイクル値に変換するためのアナログデジタルコンバータとを含み、さ らにデジタルデューティサイクル値によって変調され多相パルス幅変調手段をク ロックして、予め定められた角速度にモータ速度を維持しかつ調整するためのプ ログ ラマブルデューティサイクルクロック手段を含む、請求項１７に記載のディスク ドライブ。 ２１．前記正弦波ルックアップ論理は、９０度のモータ回転の範囲にわたってデ ジタル多相正弦値を発出し、前記ディスクドライブは、モータ状態デコーダに応 答して前記デジタル多相正弦値を選択し、多重化し、前記デジタル多相正弦値の 選択されたものを加算し、３６０度のモータ回転の範囲にわたって正弦値を提供 するための選択多重化加算器回路を含む、請求項１７に記載のディスクドライブ 。 ２２．スイッチモード正弦波ドライバ回路に接続され、モータの静止位置を定め 、かつ位相カウンタ手段の中に始動位相値をロードし、制御された回転方向でデ ィスクスピンモータの回転を始動するためのオンボードディスクドライブマイク ロプロセッサをさらに含む、請求項１７に記載のディスクドライブ。 ２３．ブラシレス永久磁石モータを切換えられた正弦波駆動電流によって付勢し かつ回転させる方法であって、 信号波形モニタ回路を用いて複数のモータ巻線に現れる電気信号を監視し、各 モータ相に対して位相基準信号を発生するステップと、 複数の位相基準信号に応答して位相クロックジェネレータからモータ同期クロ ック信号を提供するステップと、 予め定められたモータ相間隔を定め、モータクロック信号で位相カウンタ手段 をクロックし、かつ位相基準信号で位相カウンタ手段をリセットすることによっ て各モータ相間隔に対して位相カウントおよび位相極性信号を発生するステップ と、 位相極性信号に応答してモータ状態デコーダ手段によって状態制御信号を発生 するステップと、 位相カウントによってアドレスされる正弦波ルックアップ論理から各モータ相 間隔に対してデジタル多相正弦値を発出するステップと、 デジタル多相正弦値に応答して多相パルス幅変調器によって、正弦値によって 制御されるデューティサイクル持続時間を有する位相パルスを発生するステップ と、 状態制御信号に応答して論理デコーダ手段によって、位相パルスを切換えられ た位相正弦波駆動パルスに復号化するステップと、 切換えられた正弦波駆動電流によってモータを付勢しかつ回転させるために、 多相モータドライバブリッジ回路によって、切換えられた位相正弦波駆動信号に 従って駆動電流を複数のモータ巻線に対して選択的に流出し流入するステップと を含む、方法。 ２４．モータの実際のモータ速度を監視するステップと、 モータ速度誤差値を生じるために、モータの実際のモータ速度を基準モータ速 度値と比較するステップと、 多相モータドライバブリッジ回路において速度補償された切換えられた正弦波 駆動電流を発生するために、モータ速度誤差値によって多相パルス幅変調器を制 御するステップとをさらに含む、請求項２３に記載の方法。 ２５．前記信号波形モニタ回路によって複数のモータ巻線にわたって電圧の零交 叉サンプリング点を検出するステップと、 実際の電流値を作り出すために、零交叉サンプリング点において多相モータド ライバブリッジ回路からの駆動電流値をサンプリングし、保持するステップと、 差分回路においてモータ速度誤差値から実際の電流値を減算して電流誤差値を 作り出すステップと、 電流誤差値を補償して、補償された電流誤差を作り出すステップと、 補償された電流誤差によってパルス幅変調器クロック信号を変調して多相パル ス幅変調器を制御するステップとをさらに含む、請求項２４に記載の方法。