JPH11501497A - 経済的ワイドレンジ速度制御システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 速度制御システムにおいて、ブラシレスＤＣモータおよび磁気抵抗エンコーダにより、モータを任意の低い速度で回転させることができる。モータは、エンコーダによって発生されるろ波された信号をその入力に加えることにより、低速度で回転することができる。エンコーダは、結果的に生ずるエンコーダ信号からＤＣレベルおよび調波歪みを除去する一連のフィルタに結合される。そして、これらのろ波された信号は、モータに加えられて、モータの回転速度を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】 経済的ワイドレンジ速度制御システム 発明の技術分野 本発明は、一般的に、モータ速度制御システムに関し、詳細には、速度の広い 範囲すなわちワイドレンジにわたって精密な速度制御を可能にするモータ速度制 御システムに関する。 発明の背景 ワイドレンジ速度制御システムは、多数の異分野のアプリケーションにおいて 使用するために開発されてきた。かかるシステムの１例は、Sequential Electro nic Systems IncによるバンドスキャンＦＰＬ制御システム(“Jitterless Phtpr econ Systems”，Electromechanichal Design誌，1965年12月刊参照)である。他 の例が、Lamber Cowger 著による論文“The Solution to Extremely Slow Motio n Control”，(Drivers & Controls Int'l誌，1982年 1月刊)に見られる。 更に、1976年 8月10日公布の米国特許第 3,974,428号に示される、米国アーカン ソー州のLittle Rock のＢＥＩのシステムは、モータシャフト又は可動の部材の 位置信号を発生するため光学エンコーダを使用する速度制御システムを開示して いる。このエンコーダは、変調周波数において位相可変の出力信号を生成するよ うに構成されており、出力信号の位相が基準信号と比較される。上記の２つの信 号の周波数と位相とに基づいて、回転部材のための駆動モータの速度が増大又は 減少される。 上記の両システムは、高価であり、ＢＥＩシステムの場合には光学エンコーダ を使用しており、その出力信号は低歪み正弦波形及び余弦波形を生成するために 注意深く整形されねばならない。KODAK 社の Datatape DivisionのＡＴＡテープ レコーダもまた高品質の光学エンコーダを用いている。ディジタルの離散的時間 制御システムを使用することにより、電子部分のコストやサイズは小さくできる が、高品質の正弦波及び余弦波信号を生成する光学エンコーダはまだ必要とされ ている。 高価ではない磁気抵抗（ＭＲ）エンコーダを用いる低コスト速度制御システム はビデオテープレコーダに使用されている。しかし、それらのシステムは、約５ ＲＰＭより低い速度でモータを回転させることはできない。ＭＲ信号は、その性 質上本質的にアナログであり、準正弦波であるけれど、光学エンコーダによって 発生された信号と比較すると、相当な歪み、振幅変調及び直流レベルのドリフト から影響を受ける。直流レベルドリフトは、ふらふらと、ミリボルトの１０の２ 〜３乗にわたってひろがるので、特に重視される。しかし、ＭＲエンコーダは、 速度に依存して、ミリボルトのピーク・ピークの１０の２〜３乗の信号を生成す る。これは、そのピークＭＲ信号が、従来の動作条件の下での同時の直流レベル の不確定性によって実質的に隠されてしまうことを意味する。更に、現在の従来 のＭＲエンコーダは、直径約１．５インチのパッケージにおいて、１回転あたり 約１５００正弦波及び余弦波サイクルに制限される。 エンコーダのサーボループのバンド幅までの回転周波数において、エンコーダ の不規則性が、一般的に、シャフト位置の乱れとして表される。エンコーダのサ ーボの固有周波数付近の周波数におけるエンコーダの不規則性が、実際には、高 調波的に悪化させるであろう。 精密なモータ速度制御を要求する特定のアプリケーションには、直線的なテー プ媒体にデータを記憶し及びテープ媒体からデータを検索することが含まれる。 代表的には、速度制御されたモータは、テープに機械的にリンクされた速度変更 機構を通して、キャプスタンを直接駆動するのに用いられる。従って、書き込み モードにおいて非長手方向のデータトラックを有するシステムについては、一様 ではないキャプスタンの動きが、２つの望ましくない結果、すなわち(a)トラッ クピッチ変動及び(b)テープを交差するヘッドの所望の軌跡からの位置の偏差を 、生ずる。読み取りモードにおいては、トラックピッチ変動は有効なオフトラッ クマージンによって減少する。トラック軌跡の変動も、その変動が続かない範囲 に対して、オフトラックマージンによって減少する。 本発明は、対応する信号処理技術セットを使用し、他の場合には不適当なＭＲ 正弦波／余弦波エンコーダと比較的高いトルクリップルのブラシレスモードとに よって、任意の低い速度でモータ動作を精密に制御するのを可能にする。ＭＲエ ンコーダの異なるサンプルからの直流レベルの不確定さを無くするために、特定 のエンコーダのサンプルのＭＲ信号の平均直流レベルが動作の初期位相において 確立される。他の直流レベルの不確定性は、ＭＲエンコーダからの位置依存信号 のピーク値より低いものとして知られる。それ故、ＭＲ信号は、１の方形波回路 中に直流結合されることができ、その方形波回路の出力が、速度ゼロから高速に 至るまで、１正弦波エンコーダサイクルあたり２つのパルスと、１余弦波エンコ ーダサイクルあたり２つのパルスを与えるのを確実にする。この２つのパルス列 は、カウンタと組合わされて、（１回転につき）１サイクルのエンコーダシャフ トアドレスを生成するのに使用される。ルックアップテーブルを用いて、３相の 正弦波信号がシャフトアドレスから発生される。 本発明の１つの利点は、高価ではないＭＲエンコーダを用いて任意の低速度に おいてモータの回転を精密に制御することのできるモータ速度制御システムを提 供することにある。 本発明の他の１つの利点は、小さなマイクロプロセッサベースの制御システム において最適に実施できる対応の信号処理技術セットを使用することにある。 本発明の更に別の利点は、生のエンコーダ出力の対応の処理が、高いトルクリ ップルのモータが任意の低速度で駆動されるのを可能にするの十分なフィルタ処 理した信号を生成することにある。 本発明の更に別の利点は、対応の信号処理技術セットが、ディジタルの領域ひ いては最小のマイクロプロセッサベースの制御システムにおいて、有効に実施さ れることにある。 本発明の更に別の利点は、本発明のモータ速度制御システムの実施には適度の 性能と低価格のマイクロプロセッサだけしか必要とされないことにある。 本発明の他の利点及び特徴は、以下の実施例の記述を、添付の図面とともに参 照するとき一層明瞭に理解されるであろう。なお、図面においては、同じ符号は 同じ要素に付されている。 図面の簡単な説明 図１は、本発明に関連して使用されるテープ駆動システムのブロック図である 。 図２は、本発明の速度制御システムの全体ブロック図である。 図３は、本発明の搬送波抑制アルゴリズムのブロック図である。 図４は、本発明の高調波抑制アルゴリズムのブロック図である。 図５は、本発明の粘性補償アルゴリズムの系統図である。 図６は、本発明のリップル抑制アルゴリズムのブロック図である。 図７は、スタートアップ中のモータの駆動波形を示す図である。 実施の形態の詳細な説明 本発明の速度制御システム３００と関係して使用される代表的なテープ駆動シ ステム１００が図１に示されている。このテープ駆動システム１００はマイクロ コントローラを含み、これはホスト（図示せず）からライン３０１を介してコマ ンドを受信する。好適な実施の形態においては、マイクロコントローラ２００は Ｉｎｔｅｌによって製造された８０Ｃ１９６マイクロコントローラである。ホス トは、マイクロコントローラ２００にコマンドを送り、これによってテープ１１ に情報の書き込みを行ない、又テープ１１から情報の読み出しを行なう。コント ローラ２００は、テープ１１が伝播する速度を制御するキャプスタンモータ２１ ０に結合している。キャップスタンモータ２１０は、ＭＲエンコーダ２１２内の 安価なＭＲセンサーと結合しており、回転毎に１５４２のサイン及びコサイン波 周期をそれぞれライン２１３及び２１４に発生する。これらの周期は、キャプス タンモータ２１０のモータシャフトの回転情報を含んでいる。ＭＲエンコーダ２ １２の出力サイン及びコサイン波形はマイクロコントローラ２００に送信され、 マイクロコントローラ２００内の一連のデジタルフィルターは、ライン２１３及 び２１４のエンコーダサイン及びコサイン波形内に存在するノイズ及び他の歪を 除去し、高度に濾波された信号をキャプスタンモータ２１０に送信して、キャッ プスタンモータ２１０の捲線を効率的に転流するのに使用される。本発明で使用 されるエンコーダの例示的な記載は、発明の名称「弧状スキャン読出し／書込み アッセンブリ（Arcuate Scan Read/Write Assembly）」、発明者Gary Nelson及 びStephen J．Crompton 、出願日１９９４年１１月１０、出願番号第０８／３３ ７，２５５の、本出願人に譲渡され、参考文献として組み入れられる、米国特許 出願に与えられている。本発明の好適な実施の態様で使用されるキャプスタンモ ータ２１０は、発明の名称「弧状スキャンテープ駆動（Arcuate Scan Tape Driv e）」、発明者John M．Rothenburg，Joseph Lin，Robert H．Peirce， Richard Milo及びMichael Andrews、出願日１９９３年８月３０、出願番号第０ ８／１１３，９９６の、本出願人に譲渡され、参考文献として組み入れられる、 米国特許出願に記述されている。 本発明の速度制御システム３００は図２に示されている。速度制御システム３ ００は、情報がテープ１１に書き込まれる時及び情報がデープ１１から読みださ れる時の両方で作動するエンコーダサーボセクション１０、及び情報がテープ１ １から読み出される時のみに作動するトラッキングサーボセクション２０から成 る。本発明の好適な実施の形態において、速度制御システム３００によって発生 されたプラント制御信号は、転流器ブロック１５０に通過される。転流器ブロッ ク１５０の出力は、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）及びモータ駆動アン プ（ＭＤＡ）５０にライン１２を介して通過され、ブラシレスＤＣモータ（即ち 、キャプスタンモータ２１０）を転流する。本発明のキャプスタンモータ２１０ の転流は、発明の名称「ブラシレスＤＣモータの最高スピードを最大にする方法 及び装置(Method and Apparatus To Maximize The Top Speed Of Brushless DC Motors)」、発明者Martyn A．Lewis、出願日１９９５年１１月１０日、出願番号 第０８／３３６，９８１の、本出願人に譲渡され、参考文献として組み入れられ る、米国特許出願に詳細に記述されている。 プラント１４内のキャプスタンモータ２１０は、テープキャプスタンに回転可 能に取り付けられた、θ_aの位置を有するシャフト、又は他の移動可能な部材を 有している。モータシャフト位置θ_aは、トラッキング信号をライン１９に与え 、テープ駆動システム１００のトランスジューサヘッド１３の絶対位置を調節す るのに使用される。この目的にために、シャフト位置θ_aが、ＡＳＨＡプリアン プ２０４を通過され、このＡＳＨＡプリアンプ２０４の出力がライン３５を介し てバースト復調器３８に通過される。バースト復調器３８の出力は、ライン３７ を介してマイクロコントローラ２００内のマルチプレクサ２３４に送信される。 シャフト位置θ_aは、テープ駆動システム１００の読出しヘッド１３を通過する テープ１１の相対長手方向速度を制御するのにも使用される。シャフト位置θ_a は、またサイン／コサインエンコーダ２１２に与えられ、これによって、ライン １９に実際のシャフト位置θ_aのサイン／コサイン表現を発生する。（ライン１ ９は、 図１に示されるライン２１３及び２１４と同じである。）ライン１９上に現われ る信号は、マイクロコントローラ２００のマルチプレクサー２３４に通過される 。マルチプレクサー２３４は、ライン１９上のシャフト位置のサイン／コサイン 表現又はライン３７上のバースト復調器３８の出力の何れかを選択して、マイク ロコントローラ２００のＡＤＣ３６に与える様に作動する。ライン１９上の信号 はシャフトアドレスカウンタ５６にも通過される。このカウンタ５６の出力、θ_a のシャフトアドレスはライン５７を介して転流器ブロック１５０及びフィルタ ブロック７２の両方に送信される。 本発明の駆動システムは、絶対シャフト位置はエンコーダから得ることができ るが、エンコーダが増分装置であるので、電力投入時には、直ちに絶対位置は知 ることが出来ないということを仮定している。従って、所望のサイン位相とエン コーダとの間の関係を初期化する或る手段が与えられる必要がある。上述した様 に、モータシャフト転流度に決めることが出来る。３相、１２極モータでは、機 械的度数毎に６電気的度数が存在する。０転流度コイルの電流印加がゼロで、１ ２０転流度コイルに正のフルスケール電流が印加され、且つ２４０転流度コイル に負のフルスケール電流が印加される際にピーク右周りトルクを与えるモータシ ャフト位置が、０転流度と定義される。＋又は−９０転流度で、同じコイル励振 がゼロトルクを発生する。１８０度転流度で、同じ励振がピーク右周りトルクを 発生する。図７は、３つの状態に対する転流度シャフト角度の関数としてのモー タトルクを示している。３つの状態の何れにおいても、コイル電流は、シャフト 角度と独立して維持される。即ち、(a)０転流度コイルで正のフルスケール電流 で、他のコイルではフルスケールの半分の電流である。(b)１２０転流度コイル で正のフルスケール電流で、他のコイルではフルスケールの半分の負の電流であ る。(c)２４０転流度コイルで正のフルスケール電流で、他のコイルではフルス ケールの半分の負の電流である。 図７を観察すると、任意のシャフト位置に対して、Ｔ₀、Ｔ₁₂₀又はＴ₂₄₀のい ずれもが、最大トルクを発生する。更に、トルクが Ｔ_min：＝1.5・Ｋ_ph・Ｉ_p (1) よりも小さいシャフト位置は存在しない。 また観察によっても３つの励起のそれぞれに関連付けられた二つのヌルが存在 する； しかしながら、ヌルの一つは、潜在的に不安定であり、他のものは、安 定である。例えば、Ｔ₀励起で、摩擦なしで、理想的励起からの微小なずれが軸 をヌルから離れるように駆動するので、０コミュテーション度の軸位置は、不安 定である； 他方、軸が１８０コミュテーション度にあるならば、ヌルから離れ る障害が復元トルクによって取り消されるので、これは、Ｔ₀励起を有する安定 ヌルである。明らかに、安定ヌルは、トルク特性の負の勾配に関連付けられる。 特定されたような最悪の場合のカートリッジ摩擦及び他の低速損で、Ｔ₀励起に 対する実際の静止位置は、１８０コミュテーション度からのある角度の範囲内で あろう。この範囲は、０コミュテーション度コイルの定常状態電流により表され る。 θ_rコミュテーション度のポテンシャル・エラーに係わらず、静止位置が１８ ０コミュテーション角度ヌルであるということを想定してコミュテーションが始 まるならば、有効モータ・トルク定数が１−ｃｏｓ（θ_r）分の１まで低減され うる。 このエラーは、低速動作に対しては深刻ではないが、高速動作に対して低減さ れなければならない。アルゴリズムのパワーは： １． ０コミュテーション度コイルに正のフル・スケール電流（電力増幅器 のＧ_mが０．８アンペア／ボルトであれば２アンペア）及び他のコイルに負のハ ーフ・スケール電流を供給する。これは、安定ヌルが１８０コミュテーション度 の電気軸角度で存在することに対して、１８０コミュテーション度ヌルと呼ばれ る。 ２． その初期位置により、モータは、いま静止したままであるかまたはモ ータ・トルクが摩擦トルクによって平衡される位置に向かって動くかのいずれか である。 ３． モータが静止するまで約４秒待つ。静止したとき、モータは、（もし あれば）発生したモータ・トルクがモータ摩擦によって平衡されるような位置に あることがわかる。上記計算から、静止位置は、安定ヌル位置からθ_rコミュテ ーション度よりも小さい。エンコーダｓｉｎｅ（正弦）、ｃｏｓｉｎｅ（余弦） 、 及びインデックス・チャネルに対して３ゼロ設定ＤＡＣ’ｓを調整するアルゴリ ズムは、この動きの期間中に用いられる。アルゴリズムは、少なくともあるモー タの動きに依存するので、何にも生じなければ、動きを確実にすべく異なるコイ ル・シーケンスが通電される。 ４． エラーのポテンシャルθ_fコミュテーション度を受け容れている、コ ミュテーション・カウンタの値に対してゼロを割り当て、かつ実際の動きの方向 により、増分されたかまたは減少されたコミュテーション・カウンタを有する動 き指令をシステムに受け容れさせ、エンコーダ・サイクル毎に４カウント、４’ １５４２カウント毎にカウンタをリセットする。モータに対する正弦波導出のフ ェージングは、カウント・ゼロが１８０コミュテーション度、または３０機械軸 角度に対応している、ワンス・アラウンド基準(once around fiduciary)として ゼロ・カウントを用いる。 ５． そして、コミュテーション・インデックスの推定（予測）を改良する ために、（ＩＲ降下と比較して）発生されるべき有意味なバックｅ．ｍ．ｆ．に 対して十分に高いスピードで、しかし誘導リアクタンスが小さいように十分に低 く、（現在所定に置かれているデータ・カートリッジを駆動すると同時に）モー タは、短時間回転される。このスピードで移動している間、モータの位相Ａに供 給された電圧とモータの位相Ａに供給された電流の間の位相関係が測定され、か つコミュテーションの位相は、モータ及び電流の位相関係がゼロであるまで進め られるかまたは遅らされる。このときに、遅いスピード動作に対する最適モータ ・コミュテーション角度は、学習された。この検査に対するオペレーティング・ スピードは、以下に導出される。 回線１９のｓｉｎ／ｃｏｓ信号がマルチプレクサ２３４を介してシステム１０ ０にマルチプレクスされるような情況をここで考える。回線１９のｓｉｎ／ｃｏ ｓ信号は、ＡＤＣ３６をまず通過する。ＡＤＣ出力、回線２３のディジタル位置 信号は、エンコーダ・カウント・インテグリティを確実にすべく回線２３の信号 におけるｄｃレベル・ドリフトを打ち消すためにコース・バイアス・コンペンセ ータ（ＣＢＣ）フィルタ８４を通過する。ＣＢＣフィルタ８４の出力は、ＤＡＣ ｓ５０を通過しかつ加算器７４でｓｉｎ／ｃｏｓエンコーダ２１２の出力 に加えられる。回線２３のディジタル化位置信号は、次いで、高調波抑制／バイ アス学習アルゴリズム（ＨＨＳ／ＢＬＡ）ノッチ・フィルタ・ブロック８６を通 して四相関器(quadricorrelator)２４への第１の入力としてパスされる。四相関 器２４への第２の入力は、“ｓｉｎ／ｃｏｓモード”３０とラベル付けられたル ックアップ・テーブルによって生成された基準信号である。テーブル３０は、ｓ ｉｎ／ｃｏｓエンコーダ３０が実際のモータ・エンコーダ軸位置を表すのと実質 的に同じ方法で軸位置を表す理想的な一連の値のモデルを記憶する。 回線２３の信号は、６１６８カウント・プリ・レボルーションを有している軸 アドレス増分（または減少）カウントを供給すべく正弦及び余弦信号の全てのバ イアス・レベル・クロッシングに対応しているディジタル信号として用いられる 。エンコーダ２１２は、磁化パターンの二つのトラックを有している磁化ドラム に隣接した配置された３チャネルＭＲセンサに基づく： 交互している北−北(N orth−North)または南−南(South−South)遷移の１５４２サイクルで構成されて いる位置トラック、及びＮ−Ｎ及びＳ−Ｓ遷移の単対(solitary pair)で構成さ れているインデックス・トラック。位置トラックは、二つのグループが公称で９ ０度離れたアナログ正弦波信号を生成するように構成された一対のクワッド−セ ンサ・グループによって検知される。インデックス・チャネルは、回転毎に単一 正及び単一負電圧を生成する双方向センサ・グループによって読み取られる。信 号の振幅は、サーボ・アーキテクチャによって要求されたように、キャップスタ ン・モータのオペレーティング・スピード範囲にわたり実質的に周波数独立であ る。残念ながら、ｄｃオフセットは、ゼロ・トゥ・ピーク出力信号とほとんど同 じ大きさでありうる。これは、軸位置を測定するカウンタによるパルスの信頼で きない検出、及び低スピードにおける実質的な四相関器２４ひずみを導く。 （ＤＡＣｓボックス５０の一部である）。３つのプリアンプの入力にｄｃ電圧 を調整することができる（ＤＡＣｓ５０とラベル付けされたボックスの部分であ る）３つのＤＡＣ’ｓは、３つのＭＲセンサ信号に対して用いられる。起動時に 、キャップスタン・モータ２１０のコミュテーション・シーケンスを学習するア ルゴリズム（の間）は、一回転の少なくとも１２分の１移動すべく誘導される。 この時間の間中に、３つのＤＡＣ’ｓは、ＣＢＣフィルタ８４によって実行され る 以下の手順で調整される： 第１に、ＡＤＣを高速で、例えば、ｆ_scサンプル／秒でクロックすることによ り３つのチャンネルのサンプルを獲得する。 第２に、サイン及びコサインのチャンネルのピークツウピーク値及びインデッ クスチャンネルの平均値を決定する。インデックスチャンネルの平均値は、イン デックスパルスの一つ又は両方を網羅するシャフト運動を含んでもよいし含まな くてもよい。インデックスパルスのエネルギーは、およそ１／１２の運動（１２ ８エンコーダサイクル）の間の総エネルギーに比べて小さいので、これは平均化 プロセスにとって非常に小さな悪影響に過ぎない。 第３に、回路構成要素の値から、ＤＡＣ５０ワードの関数として導入されたオ フセットは、既知となる。サイン及びコサインチャンネルは、それらのそれぞれ 正負のピーク値の間の中間点に対応するＤＡＣ５０ワードでオフセットされるが 、インデックスチャンネルはその測定された平均値に対応するＤＡＣワードによ りオフセットされる。 第４に、そのオフセットは、上記第２のステップの間にサイン及びコサインチ ャンネルが飽和してもよいように充分大きいので、適当なモータ位相を付勢する ことによりさらに回転運動の１／１２が誘導され、そして上記ステップ２が繰り 返され、その信号が飽和状態外になる。この後に、上記ステップ３が繰り返され る。 第５に、エンコーダからの３つの信号は、すべての可能な将来のキャプスタン 動作の間に、回転毎のインデックスリセットを含むエンコーダパルスカウンタの 完全性が保証されるように、充分に良好に中心合わせされている。 周波数がサーボバンド幅以内か又はちょうど超えたばかりのエンコーダ２１２ の特異点は、エンコーダサーボ部分１０の不安定化を避けるために、非常に高い Ｑ（すなわち、低いダンピング値）のノッチフィルタを使用して処理しなければ ならない。ノッチが臨界サーボループクロスオーバ周波数に近づけば近づく程、 クロスオーバ周波数に位相遅れが生じるのを避けるために、そのＱ値は高くなけ ればならない。同様に、ノッチ周波数が臨界サーボループクロスオーバ周波数か ら遠ければ遠い程、クロスオーバ周波数の位相遅れを避けるために、そのＱ値は 低くなければならない。キャプスタン速度は、読み出しモードにおいて±数パー セント変化し、それに伴ってエンコーダ特異点の周波数も変化するので、固定さ れた高いＱ値のノッチフィルタは有効ではない。というのは、積極的外乱周波数 であれば、高く選択されたノッチフィルタの範囲外に出るからである。従って、 ノッチフィルタは適応性のあるものでなければならない。幾つかの異なるタイプ のノッチフィルタが用いられる。 エンコーダサーボループサンプリング周波数の１／４までの周波数（好ましい 実施例では、２０８３Ｈｚ又は５２０．８３３Ｈｚの１／４）においては、最適 のタイプの適応性のある高いＱのトラッキングノッチは、１９８５年に、Prenti ce-Hall により出版されたWidrow & Stearns，Adaptive Signal Processingに記 載されたLeast Mean Square（LMS）アルゴリズムに基づくものである。従って、 キャリヤ周波数の半分(１８９．６６５Ｈｚ)及びキャリヤ周波数(３７９．３３ Ｈｚ)の歪みはＬＭＳタイプのノッチを使用して処理される。 そのサンプリング周波数の１／２までの周波数においては、ノッチフィルタは 、エンコーダサンプリング速度でサンプルリングされ、標準のプリワーピングの バイリニア変換技術（１９９０年にAddison Wesleyにより出版されたFranklin， Powell及びWorkman の「Digital Control of Dynamic System」第２版、参照） により設計された、標準の２次ディジタルノッチフィルタであってもよい。 そのようなノッチのＱは、ＬＭＳに基づくノッチと同様に高くすることはでき ないが、これは高周波数歪みにとってはそれ程必要ではない。というのは、高周 波数歪みはクロスオーバ周波数から充分に除去されるからである。第２次のノッ チは、単一のパラメータ制御により動作速度を追従するようにされる。 サンプリング速度の半分よりも高い周波数においてさえもエンコーダ歪みは存 在する。これらの特異点は、ライン２３上のディジタル化サイン／コサイン信号 で動作する２重サンプリング（エンコーダサーボループサンプリング速度の２倍 でサンプリングされたことを意味する）フィルタを使用して処理される。これら のフィルタは前の段落の単一サンプリングフィルタと同じ方法で設計されている 。しかしながら、２重にサンプリングされることにより、エンコーダサーボサン プリング周波数までの周波数を処理できる。それらも適応性があるように作られ る。 高調波はＬＭＳアルゴリズムの使用により処理することができない。というのは 、ＬＭＳは直角位相信号の発生を必要とし、サーボサンプリング速度は、エンコ ーダキャリヤ周波数よりも高い周波数についてこれらの直角位相信号を発生する 程充分に高くないからである。従って、それぞれ１０のＱを有する標準の２次ノ ッチは、高い周波数エンコーダの特異点に対して使用される。これは、サーボサ ンプリング速度で動作する制御信号についてＨＨＳ／ＢＬＳフィルタボックスで 見つけられた２次ノッチフィルタを用いることにより、又、高調波に対してはサ ーボサンプリング速度の２倍でエンコーダ信号をサンプリングし、サーボサンプ リング速度で動作するサーボ制御アルゴリズムに送る前に２重サンプリング信号 の各々に２つのノッチを加えることにより達成される。ノッチフィルタに対する 変換関数は、 ここで、βは次のように表される。 ここで、δは次のように表される。 ここで、φは次のように表される。 これらの係数は、復帰が行われるレイト、所望のノッチ周波数及び減衰ファク ターの関数である。高い方の周波数ノッチは、サーボサンプルレイトの２倍で実 行され、低い方の周波数ノッチは、サーボサンプルレイトで実行される。６つの 第２次ノッチが存在し、このノッチのうちの２つは、コントロール信号で動作し 他の２つのペアは、ライン２３上のサイン及びコサイン信号で動作する。全ての ノッチは０．０５の減衰ファクターに対応する１０のＱを有する。次の表は、こ の状況を示す。 δ及びφは両方共ノッチ周波数及びサンプリングレイトに対して比較的鈍感で あることを理解されたい。したがって、指令された速度の僅かな変化は線型でβ を変化させることによって補うことができる。 上記の方法は、エンコーダカウントの完全性を確実にする点については、適当 であるが、ライン２５のカドリコレレータ出力ｑの外乱を避ける目的でサイン及 びコサインのチャンネルの十分に正確なセンタリングを行うことができない可能 性がある。この理由は、オフセットされたＤＡＣの５０の中心値とゲインがＡＤ Ｃ３６の中心値とゲインに対応していない可能性があるからである。したがって 、サイン及びコサインチャンネルのバイアス値の決定をさらに精密に行うことが 望ましい。これは、バイアス学習アルゴリズム（ＢＬＡ）８６によって行われ、 １つのレボリューションに対して１ips で実行される。０．５７３４ipsの最低 システム速度でレボリューションを回転させるのに必要な４．５秒の代わりのこ のアルゴリズムに必要な時間を約２．５秒に減少するのでＢＬＡ８６の速度が選 択される。一つのレボリューションのサイン及びコサインチャンネルの平均値は 、１つのレボリューションにわたるすべてのサンプル（４８０マイクロ秒／サン プル）の平均をとることによって確かめることができる。この２つの平均値はつ ぎにサイン及びコサインチャンネルのすべての将来のサンプルから減算され、そ の後、カドリコレレータに与えられる。 上記したパワー−オン調整ののちバイアスのさらに遅い変化が、カットオフ周 波数が速度に応じて変化するハイパスフィルタを介して信号を通過させることに よって考慮される。このハイパスフィルタは、デルタ変換が優れた以下の数値条 件を有しているのでＺ変換の変わりにデルタ変換を用いて実行される。 ここで、Ｕ（ｋ）：ハイパスフィルタへの入力 Ｙ（ｋ）：ハイパスフィルタへの出力 Ｘ（ｋ）：ハイパスフィルタにおける中間状態 ｆ_e ：エンコーダ周波数 ｔ_se ：エンコーダサーボサンプルインターバル この結果としてのハイパスフィルタはたエンコーダ周波数に関係するカットオフ 周波数を有する。 ハイパスフィルタ８６の出力はカドリコレレータ２４に与えられる。 カドリコレレータ２４は、ＨＨＳ／ＢＬＡフィルタ８６から伝送された実際 のモータシャフト位置を表すフィルタデジタル信号とライン３１を介してサイン ／コサインモデル３０から発生した理論上のすなわちモデルエンコーダシャフト 位置信号との角度の差を計算する。 ライン２３上の実際のシャフト位置とライン３１上のモデルシャフト位置との 相違に対応するライン２５上のカドリコレレータｑの出力はライン２５を介して 合計ジャンクション２８とスリーエレメント係数ベクトルＬ_e２６の両方に伝送 される。エンコーダサーボモデル３２は、与えられた入力に基づいて、ライン９ ０上のモデルシャフト位置信号θ_eを発生する速度制御システム３００のモデル を形成する。ライン９０上のモデルシャフト位置信号θ_eはライン９１を介して ルックアップテーブルをアドレスする。ライン９１上のモデルシャフト位置信号 θ_eも合算ジャンクション２８に送られ、ライン２５上のカドリコレレータ出力 ２５に加算され、キャプスタンモータ２１０の実際シャフト位置θ_aに比例する ライン３３上ののこぎり歯信号θ_fを発生する。のこぎり歯波形θ_fはまた入力と してライン３３を介してフィルタボックス７２に送られる。 ライン９１上のモデル位置信号θ_eの他に、エンコーダーサーボモデル３２は 、ライン２７を経由する係数ベクトル２６に基づき３つの出力を発生する。第１ は、ゲインブロックＫ_e（2）内のスカラー値で増幅され、ライン４１を通ってジ ャンクション６８に伝達される装置の速度推定信号(vel.est.)である。第２は、 ラインdist.est．で伝達される装置内の妨害の量を表す信号である。妨害信号は 、ジャンクション３８でライン３５と３７上のゲインブロックＫ_e(3)３６とＫ_e( 4)３４の出力を加算することにより発生する。ゲインブロックＫ_e（3）３６とＫ_e (4)３４への入力は、エンコーダーモデル３２から来て、使用される装置モデル による。妨害推定値は、ライン３９を経由してジャンクション３８へラインdist .est．上を伝達される。第３の出力は、ラインpos.est.上の位置誤差の推定値で あり、ライン９１上のモデル位置信号θ_cと同じである。電気機械装置の設計と 、モデルから装置への位置(pos.est.)、速度(vel.est.)、妨害(dist.est.)を比 較する値の発生は、用途による。 エンコーダーモデル３２で発生したライン９０上の誤差推定信号pos.est.は、 減算器８２で位置基準信号Ｅ_rから減算され、それによりライン８３上の波形間 の位相差を生じる。ライン８３上の位置誤差信号ε_pを示すこの位相差に、位置 フィードバックゲインＫ_e（1）７４をかける。ゲインブロックＫ_e（2）４０のス カラー値をかけた速度推定信号vel.est.と、dist.est．の 装置の妨害推定値は 、ジャンクション６８でライン７５上の位置誤差信号ε_pから減算され、それに よりライン７９上に速度誤差信号ε_vを生じる。ライン７９上の速度誤差信号ε_v は、フィルターボックス７₂へ行き、その出力であるライン７３上の制御信号Ｕ_m が、速度補償アルゴリズム（ＶＣＡ）７８を駆動し、その出力が、キャプスタン モーター２２を整流するのに使用されるライン１２上のプラント制御信号Ｕであ る。ライン２３上のモデル制御信号Ｕ_mもまた、エンコーダーサーボモデル３２ への第２の入力として伝達される。 エンコーダーサーボ部分１０は、コマンド入力として周波数20.2248 Ｈｚの鋸 波ランプ信号θ_rampを減算器６４に伝達することにより発生するライン６５上の 位置基準信号Ｅ_rを受信し、該減算器の出力はライン６７を通って加算器６２へ 伝達される。加算器６２への他の入力は、ライン６１を通って加算器６２へ結合 する一定値信号源６０と、トラッキングサーボ部分からでるライン７１上の速度 調節信号である。 ランプ信号θ_rampは、ジャンクション６６でライン３３上の鋸波波形信号θ_r から減算され、それにより誤差信号θ_rcを発生し、該誤差信号はキャプスタンモ ーターが一定速度で作動しているとき、モーター軸位置θ₀の動力を含む。誤差 信号θ_rcはまた、設備１４移送機能の尺度としても使用できる。 トラッキングサーボ部分２０は、ヘッド位置をテープ１１の追跡中心線に保持 するように作動する。トラッキングサーボ部分２０は、ファームウェアスイッチ Ｓを閉じることにより読み取り動作中作動可能にされる。ライン３７上のバース トデモジュレーター３８の出力は、ヘッド１３のテープ１１の追跡中心線に対す るずれを表すが、ＡＤＣ３０経由でライン２３を通ってトラッキングサーボ部分 ２０へ伝達される。ライン２３上の信号は、ライン４９上のトラッキングサーボ モデル４８の出力と一緒にサブトラクター４４に接続される。サーボモデル４８ は、上述のエンコーダー部分により生じる閉ループ装置のモデルを含み、エンコ ーダー位置フィードバックが作動不能になる。サブトラクター４４の出力は、ず れの程度とモデル装置の値との差を表し、ライン４５を通ってトラッキング係数 ベクトルＬ_t４６へ伝達され、該ベクトルの出力はライン４７を通ってトラッキ ングモデル４８の２つの入力のうち１つへ行く。トラッキングモデル４８への第 ２の入力は、後述する修正トラッキング誤差信号Ｕ_tである。トラッキングモデ ル４８の出力は、ヘッド１３の中心線に対する位置誤差の推定値であり、ライン ５１上のＰＥＳ推定値と呼ばれる。テープの追跡中心線に対するヘッドの位置合 わせの例は、本発明の譲受人の所有する発明者マーチンＡルイスとポール・スタ ビッシの1994年11月10日に出願された出願番号08/337,093号「正確な弓形走査ヘ ッド位置合わせ」という題の共に係属する出願に記述されている。 ＰＥＳ推定値は、ライン５１を通って欠陥ハンドラー５０へ伝達される。ライ ン５３上の欠陥ハンドラー５０の出力は、装置のトラッキング誤差を表し、ライ ン５４上のε_tで表されるゲインファクターＫ_t５２をかけられる。欠陥ハンドラ ーの機能は、当業者の公知でありここではこれ以上詳述しない。トラッキングモ デル４８の入力である修正トラッキング誤差信号Ｕ_tは、加算器５４でライン５ ５上の位置誤差信号ε_tをグラウンドに加算することにより発生する。キャプス タンモーター２１０の速度は、ヘッド１３を追跡中心線に合わせて保持するため 加速又は減速される。読み取りモードのときの公称速度からの速度の調節は、速 度コマンドを修正トラッキング誤差信号Ｕ_tを使用してエンコーダー部分１０へ 伝達することにより行われる。 搬送周波数は、エンコーダー２１２によりライン１９上に発生し、ライン７９ 上の速度誤差信号ε_vに存在するｓｉｎ／ｃｏｓ信号の基本的周波数成分である 。モーター軸が一定速度で移動するとき、搬送周波数は一定である。好適な実施 例では、読み取りと書き込みの作動中にテープ１１を送る所望のテープ速度は、 0.5734ｉｐｓであり、対応するモーター軸／エンコーダー２１２速度は、約0.24 6 回転／秒である。本発明のエンコーダーは、１回転当たり1542のエンコーダー のサイクルを有し、約379.33Ｈｚの搬送波周波数に対応する。 エンコーダー２１２により生じ、ライン７９上の速度誤差信号ε_vに存在する ＤＣレベルのドリフトは、図３に示すフィルターボックス７２内の搬送抑制アル ゴリズム(ＣＳＡ)７２ａにより打ち消される。ライン７９上の速度誤差信号ε_v は、コンパレーター１１０を通ってＣＳＡ７２ａへ行く。コンパレーター１１０ の出力は、ライン１１８を通って小型中間スクエア（ＬＭＳ）ブロック１０４へ 伝達する前にライン７９上の速度誤差信号ε_vからＤＣのずれを除去するハイパ スフィルター１０２へ行く。ＬＭＳアルゴリズムを展開する一般的な規則は、19 90年アディソン・ウェスレイが出版したフランクリン、ポーウェル、ウォークマ ンの「ダイナミック装置のデジタル制御第２版」及び1985年プレンティス・ホー ルが出版したウィドローとスターンの「信号処理の適用」に記載されている。Ｌ ＭＳブロック１０４で使用される式は、復元したランプ信号Ｕ_rec１２０から入 力サインとコサイン信号を追跡するノッチフィルターを生じる標準ＬＭＳ反復で ある。 ＬＳＭブロック１０４によっって実行される式は、 Ｗ_s（k+1）＝Ｗ_s(k)-μ_c・(U_mf(k)・sin(θ_r(k))) (8) Ｗ_c（k+1）＝Ｗ_c(k)-μ_c・(U_mf(k)・cos(θ_r(k))) (9) である。 ここで、ｋは、サンプル数のインデックス；sin(θ_r(k))は、ライン９５ｓ上 の再構成された基準ランプからのインデックスｋでのサイン信号；cos(θ_r(k)) は、ライン９５ｃ上の再構成された基準ランプからのインデックスｋにおけるコ サイン信号；Ｗ_s（k+1）は、サイン信号に対するインスタントｋにおける重量値 ；Ｗ_c（k+1）は、コサイン信号に対するインスタントｋにおける重量値；Ｕ_mf(k )は：ライン１１８上のインスタントｋにおける制御信号のハイパスフィルター されたバージョン；そしてμ_cは、ＬＭＰループのゲインである。ライン９５ｓ とライン９５ｃ上のθ_rのサインおよびコサイン成分がＬＭＳブロック１０４へ もそれぞれ送信される。 ライン１１４上のＬＭＳブロックＷ_sとライン１１６上のＷ_cの出力は、マルチ プレックサ１０６と１０８で、ＬＭＳブロック１０４へも入力されるライン９５ ｓ上のsin(θ_r)信号とライン９５s上のcos(θ_r)信号に、それぞれマルチプレッ クスされる。マルチプレックスされた出力は、加算器１１２で加算され、 その出力は、比較器１１０でライン７９上の速度誤り信号Ｅ_vから減算される。 この減算の結果、ライン１２０上の再構成制御信号Ｕ_recは、ハーモニック抑制 アルゴリズム（ＨＳＡ）５０ｂへ送信される。 サイン／コサイン・エンコーダ２１２によって生じた歪みはシャフトの位置６ ０、温度或いは時間と共に一定ではない。理想的なアルゴリズムはエンコーダの 歪みの全ての３つの特徴をキャンセルする。ＣＳＡ７２ａは、非常に高いＱファ クターのトラッキングノッチフィルターを用いる。高いＱファクターは、エンコ ーダ周波数（クロスオーバー周波数より約２３％大きい）でのノッチは、クロス オーバー周波数で不安定にする遅れを生じない。フィルターは、トラッキングフ ィルターでなければならない、何故なら読み取りモードのキャップスタン速度と 関連するエンコーダーの周波数は、カートリッジの駆動速度上の許容によって、 書き込みモードのキャップスタン速度と関連するエンコーダーの周波数とは８％ まで相違しても良いからである。 ハーモニック歪み効果は、図４に示されたフィルターボックス７２内でハーモ ニック抑制アルゴリズム（ＨＳＡ）７２ｂによって、ライン１２０上の再構成制 御信号Ｕ_recから除かれる。ライン１２０上の再構成制御信号Ｕ_recは、比較器２ １０を介してＨＳＡ７２ｂへ送られる。比較器２１０の出力は、ライン２１８を 介してＬＭＳブロック２０４へそれを通過する前に、ライン１２０上の再構成制 御信号Ｕ_recからハモニック歪みを除くハイパスフィルター２０２へ送られる。 ＬＭＳブロック２０４において用いられる式は、ライン２１０上の再構成制御信 号Ｕ_recから入力サイン及びコサイン信号を追尾するノッチフィルターを生成す る標準ＬＭＳの反復である。 一つの更なる複雑さがある。ライン２２２ｓと２２２ｃ上の基準サインとコサ イン波形は適切なハーモニック、即ち分数のハーモニックになければならない。 これは、比例的に高いスロープのあるランプ信号はライン１２０上の再構成制御 信号Ｕ_recから駆動されなければならないことを意味している。このランプ信号 を発生するために、アルゴリズムは； 再構成エンコーダのランプ信号は、範囲[0，655355]を有する信号である；ハ ーモニック比は、範囲[1.5，2，2.5，3，4]である；そして所望のハーモニック ランプは、θ_hである。ここで、 θ_h＝mod(θ_r,θ_r/８・a)・a／4範囲：[0,2047] (10) である。 ＬＭＳブロック２０４によって実行される式は、 Ｗ_s（k+1）＝Ｗ_s(k)-μ_c・(U_mf(k)・sin(θ_h(k))) (11) Ｗ_c（k+1）＝Ｗ_c(k)-μ_c・(U_mf(k)・cos(θ_h(k))) (12) である。 ここで、ｋは、サンプル数のインデックス；sin(θ_h(k))は、ライン２２２ｓ 上の再構成された基準ランプからのインデックスｋでのサイン信号；cos(θ_h(k) )は、ライン２２２ｃ上の再構成された基準ランプからのインデックスｋでのコ サイン信号；Ｗ_s（k+1）は、サイン信号に対するインスタントｋにおける重量値 ；Ｗ_c（k+1）は、コサイン信号に対するインスタントｋにおける重量値；Ｕ_mf(k )は：ライン１１８上のインスタントｋにおける制御信号のハイパスフィルター されたバージョン；そしてμ_cは、ＬＭＰループの利得ある。ライン２２２ｓと ライン２２２ｃ上のθ_hのサインおよびコサイン成分がＬＭＳブロック１０４へ もそれぞれ送信される。 ライン２１４上のＬＭＳブロックＷ_shの出力とライン２１６上のＬＭＳブロッ クＷ_chの出力は、ライン２２２ｓ上のｓｉｎ（θ_h）信号とライン２２２ｃ上の ｃｏｓ（θ_h）信号に、それぞれ掛け算され、また、ｓｉｎ(θ_h)信号とｃｏｓ（ θ_h）信号は、ＬＭＳブロック２０４にも入力される。ライン２１５上の掛け算 信号とライン２１６上の掛け算信号は、加算器２１２で足し合わされ、この出力 は、比較器２１０で、ライン１２０上の再構築制御信号（reconstructed contro l signal）Ｕ_recから引き算される。この引き算の結果は、ライン７３を通じて 、ビスカシティ補償アルゴリズム（ＶＣＡ）へ送られる。 キャリア周波数エラーに加え、エラーは、分数調波を含んだキャリア周波数の 調波においても発生する。これらは、非常に高いＱファクタを有するノッチフィ ルタを使用することによってキャリア周波数ひずみがちょうど処理されるときに 処理される。ＨＳＡ７２ｂは、非常に高いＱファクタのトラッキングノッチフィ ルタをサーボループで使用する。フィルタはトラッキングフィルタでなければな らない。なぜなら、カートリッジ駆動速度における許容差に起因して、読出しモ ードの速度と、関連エンコーダ周波数は、書込みモードキャプスタン速度と、関 連エンコーダ周波数から８％まで異なることがあるためである。 テープカートリッジ（即ち、負荷）によって生じたビスカシティひずみは、図 ５に示されたビスカシティ補償アルゴリズム（ＶＣＡ）７０によって取り除かれ る。ＶＣＡ７０は、約１２５Ｈｚのループゲインクロスオーバ周波数と約３０度 の位相余裕を確実なものにする。このアルゴリズムは、また、モデル基準適合構 造（ＭＲＡＳ）との関連で標準ＬＭＳ再帰を使用して、ゲインと基準位相遅れの まとまりである所望の属性を有する基準モデルを（上の見積りモデルの混乱を防 止するために）生成し、この基準モデルを実際のシステム位相遅れ及びゲインと 比較する。（システムサーボモデル３２で具体化された）目標位相及びゲインと 、実際のループ位相及びゲインとの差が、これらの差が０となるまで、つまり、 システム位相とゲインがそれらの目標値となるまで、システムループ位相とゲイ ンを調整するために使用される。 図５の大きな点線の箱は、ＶＣＡ７０の動作の間にファームウェアによって一 時的に負荷された全ての機能を含んでいる。図示されているように、点線の箱は 、２つの半部分、即ち、位相余裕半部分と、ゲインクロスオーバ半部分、を含む 。ライン１７３上のＨＳＡの出力は、転送ブロック４０２を介してＶＣＡ７０へ 送られる。補償器の位相余裕目標は３５度である。このことは、ライン４１６上 のリターン信号の位相がライン４１８上のエラー信号の位相より１４５度だけ遅 れなければならないことを意味する。位相を測定するために使用される位相検出 器はマルチプライヤ４２２である。信号はマルチプライヤ４２２を通じて送られ るのであるが、この信号は、直流信号がマルチプライヤ４２２の入力へ送られな いよう、ＡＣ結合されなければならない。２個の帯域フィルタ４０４、４０６が 、それぞれ、前述のＡＣ結合を実行する。帯域フィルタ４０４、４０６は、ライ ン４１４上に存在するほぼ１２２．０７Ｈｚの刺激周波数における１つのピーク と、１０というＱファクタとを有する別々の時間フィルタである。転送ブロック ４０２の出力、即ち、ライン４１６上のリターン信号は、帯域フィルタ４０４と 加算器４１２の両方に送られる。帯域フィルタ４０４の出力は、マルチプライア ４２２とＬＭＳ位相余裕アルゴリズムの両方を通じて送られる。マルチプライア ４２２の平均出力は、ある量、即ち、その量によってそれら２つの入力の位相が ９０度だけ異なるような量に比例する。それ故、ライン４１６上のリターン信号 とライン４１８上のエラー信号が１４５度の位相差を有するときはマルチプライ ヤ４２２に０の平均出力信号を送らせるために、遅延ブロック４１０において、 ５５度の遅れが、ライン４０７上のフィルタエラー信号中へ、該フィルタエラー 信号がマルチプライヤ４２２へ送る前に導入される。この位相遅れは、ライン４ ０８上のリターン信号がライン４０７上の遅延エラー信号よりも９０度だけ遅れ ることを意味する。 位相余裕アルゴリズムのための基準モデルは、それ故、ライン４１１上の５５ 度の位相遅延と、マルチプライヤ４２２の固有の９０度オペレーションから構成 され、総計１４５度の位相遅れを基準モデルに生じさせる。マルチプライヤ４２ ２は、３５度の所望の位相余裕が達成されたときに０平均出力を有する。この特 性によって積分器４２６をマルチプライヤ出力として使用することが可能とされ 、この積分器の出力は、所望の位相余裕を達成するために補償器の分子係数(num erator coefficient)の値を正しい方向で駆動するために使用される。ライン４ １１上の遅延エラー信号とライン４１６上のフィルタリターン信号を掛け算する ことによって生じた信号に、その後、ＬＭＳエクスカーションゲイン４２４か掛 け算される。この値は積分器４２６へ加算される。積分器４２６の出力、即ち、 リターン４１６上のリターン信号は、加算器４１２における１２２．０７Ｈｚの 刺激に加算され、この出力、即ち、ライン４１８上のエラー信号は、その後、Ｖ ＣＡ７０によって処理される前にバンドパスフィルタ４０６へ送られるとともに 、ゲインブロック４２０にも送られ、このゲインブロック４２０の出力は、ライ ン１２を介して整流子４２０へ送られる。キャプスタンモータ２１０を駆動する ために信号を発生する整流子１５０の一例が、本発明の譲受人に譲渡された、１ ９９４年１１月１０日出願の発明者 Martyn A．Lewisによる同時継続出願第０８ ／３３６，９８１号、“METHOD AND APPARATUS TO MAXIMIZE THE TOP SPEED OF BRUSHLESS DC MOTORS”にある。ＶＣＡ７０は、エラー信号の位相より１３５度 だけ遅れた位相をリターン信号に生じさせる。 上述され、図５に示されるようにファームウェアにより実行される位相余裕に 関する帰納的方程式は、 Ｋ_ze(k+1)＝Ｋ_ze(k)−μ_p・Ｒ(k)・Ｅ_d(k) （１３） となる。ここで、帰納に関する指数はｋであり、係数の次の値はＫ_ze(k+1)であ り、係数の現在の値はＫ_ze(k)であり、リターン信号の現在のサンプルはＲ(k)で あり、遅延エラー信号の現在のサンプルはＥ_d（k）であり、ＬＭＳ帰納のゲイン はμ_Pである。 ゲインクロスオーバ調整アルゴリズムは、ライン４１６のリターン信号とライ ン４１８のエラー信号が同位相の又は位相を異にしたバージョンを用いなければ ならない。上述した位相余裕調整アルゴリズムが、ライン４１６のリターン信号 とライン４１８のエラー信号の間で 145°の位相を確実にするために、位相を異 にした状態が、ライン４１６のリターン信号を35°だけ遅延することによって実 現され、正味180°位相をずらす。この遅延は、ブロック４０８で行われる。ラ イン４０７のフィルタ処理されたエラー信号は、加算器４３０で、ライン４０９ の違相状態の遅延リターン信号に加算され、その結果が、乗算器４３２で遅延リ ターンエラー信号を掛けられる。乗算器４３２は、ライン４０７のフィルタ処理 されたエラー信号とライン４０９の遅延リターン信号の振幅が等しいときに、平 均出力がゼロ（０）である位相感応同期整流器として作用する。上述した位相余 裕調整において、積分器の出力４３６が、ループのゲイン定数を変更するために 用いられる。積分器４３６の存在によるＶＣＡ７０が、およそ122.07Ｈｚの刺激 周波数でループのゲインを単位ゲインにする。 上述され、図５に示されたファームウェアにより実行されるゲインクロスオー バに関する帰納的方程式は、 Ｋ_g（k+1）＝Ｋ_g（k）−μ_G・Ｒ_d（K）・（Ｒ_d（k）−Ｅ(k)） （１４） となる。ここで、帰納に関する指数はｋであり、係数の次の値はＫ_g（k+1）であ り、係数の現在の値はＫ_g(k)であり、遅延リターン信号の現在のサンプルはＲ_d (k)であり、エラー信号の現在のサンプルはＥ(k)であり、ＬＭＳ帰納のゲインは μ_Gである。 このプラントのゲインは、トルクリップルによりシャフト位置θ_sの関数とし ておよそ 1.5dBだけ変化する。この変化は、モータ間で完全に一致し、上記アル ゴリズムで得た値に加えて、シャフト位置の関数としてループゲイン調整ファク タを変更することによって補償されることができる。このプロセスは、位相余裕 調整に同期して実行され、両方が、およそ 500ミリ秒以内に収束する。 本発明の別の具体例が、基準モデルとしてエンコーダモデル３２を使用し、65 .1Ｈｚの刺激が与えられる間、ゼロの位置とループゲインを設定するための規準 として２次相関計出力ｑ振幅を用いる。この場合、２次相関計出力ｑは、それに 65.1Ｈｚの刺激を乗じ、２つの連立ＬＭＳアルゴリズムを用いて、ゼロ位置係数 とループゲイン係数を、同期整流器の平均出力をゼロにする値にし、その点でル ープゲインが単位ゲインになることによって同期的に整流され、位相余裕が、お よそ45°に統合される。 本発明の別の具体例が、フィルタボックス７２内のＨＳＡ７２ｂと、キャプス タンモータ２１０により生じるＨＳＡ７２ｂの出力のトルクリップルひずみを取 り除くＶＣＡ７０との間に、図６に示されるリップル抑制アルゴリズムを結合す ることを除けば、図２に示された同一の機構を用いる。 リップル抑制アルゴリズム（ＲＳＡ）７２ｃが、図６を参照して説明される。 ＣＳＡ７２ａ及びＨＳＡ７２ｂと比較すると、これらはトラッキングノッチフィ ルタを用いることによってエンコーダ異常(anomaly)を除去するが、ＲＳＡ７２ ｃの機能は、トラッキングバンドパスフィルタを用いることによってモータトル クリップルを補償するものである。 ＨＳＡの出力が、ハイパスフィルタ３０２を介してＲＳＡ７２ｃに送られる。 このフィルタ処理された信号３１８は、ＬＭＳブロック３０４に送られる。ＬＭ Ｓブロック３０４によって実行される方程式は、 Ｗ_sr(k+1)＝Ｗ_sr(k)−μ_R・（Ｕ_hf(k)・sin(θ_π(k))） （１５） Ｗ_er(k+1)＝Ｗ_er(k)−μ_R・（Ｕ_hf(k)・cos(θ_π(k))） （１５） となる。ここで、サンプルナンバー指数はｋであり、指数ｋで１回転あたり36回 の割合の正弦波発生器による正弦信号はライン３２２ｓのsin(θ_π(k))であり、 指数ｋで１回転あたり36回の割合の余弦波発生器による余弦信号がライン３２２ ｃのcos(θ_π(k))であり、瞬間ｋの正弦信号に対する重みづけ値が Ｗ_sr(k+1)であり、瞬間ｋの余弦信号に対する重みづけ値がＷ_er(k+1)であり、瞬 間ｋのＨＳＡ出力のハイパスフィルタバージョンがライン３１８のＵ_hf(k)であ り、ＬＭＳループのゲインがμ_Rである。 ＣＳＡ７２ａ及びＨＳＡ７２ｂに関して、ハイパスフィルタ３０２が、ＬＭＳ ブロック３０４にライン７３上のＨＳＡ出力を送る前に、その出力からＤＣオフ セットを取り除くために用いられる。ＬＭＳブロック３０４により実行される方 程式は、復元した信号からライン３２２ｓの入力正弦信号及びライン３２２ｃの 余弦信号を追跡するバンドパスフィルタを作る標準ＬＭＳ帰納であり、このよう にして、中心周波数が、現実の瞬間エンコーダ周波数を追跡する。 ＬＭＳブロックのライン３１４の出力Ｗ_srとライン３１６の出力Ｗ_erが、ライ ン３１８ｓと３１８ｃのそれぞれの復元された信号の正弦成分と余弦成分ととも に、マルチプレクサ３０６及び３０８で多重送信される。この多重送信の結果が 、加算器３１２で組み合わされる。この加算の結果が、比較器３１０でライン７ ３のＨＳＡ出力から引かれる。それから比較器３１０の出力は、ＶＣＡ７０及び システムサーボモデル３２に送られる。 ＲＳＡ７２ｃは、リップル周波数制御の正確な量をキャプスタンモータ２１０ に与えることによって、ライン７３のエンコーダ信号からリップル周波数成分を 取り除くノッチフィルタとして示される。これは、エンコーダ出力からエンコー ダ異常信号のちょうど正確な量を引くことによって、制御信号からエンコーダ異 常を取り除くＣＳＡ７２ａ及びＨＳＡ７２ｂと比較される。説明したように、こ のアルゴリズムが、（一回転の周波数で36回の割合で）１つのリップル周波数成 分のみを除去するが、さらなるリップル周波数成分が、抑制されなければならな いリップル周波数成分に同調するリップル抑制アルゴリズムをカスケードするこ とによって除去されてもよい。 本発明の好適な具体例が例示され、説明されてきたが、これ以外の様々な具体 例が当業者にとって明白であることを理解されたい。発明の詳細な説明は単なる 例示であり、いかなる意味においても本発明の範囲を制限するものではない。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．変調周波数信号を発生するための信号源と、 速度制御すべき装置に作動的に接続された可動部材を有するエンコーダであ って、前記変調周波数信号を、前記可動部材の位置の関数として変化される位相 を有する位相可変信号へと変換する変換手段を含むエンコーダと、 前記変調周波数信号を前記エンコーダに供給する供給手段と、 前記変調周波数信号源に結合され可変基準周波数信号を発生する基準周波数 信号発生手段と、 前記変調周波数信号と前記基準周波数信号とを比較してエラー信号を発生す る比較手段と、 前記エラー信号に存在する歪みを除去するための複数のニューラルネットワ ークをを含むフィルタ手段と、 を備えることを特徴とする速度制御システム。 ２．前記フィルタ手段は、前記エラー信号から粘性歪みを除去するためのニュー ラルネットワークをさらに含む請求項１記載の速度制御システム。 ３．前記フィルタ手段は、高域フィルタまたは帯域フィルタをさらに含む請求項 １記載の速度制御システム。 ４．前記変調周波数信号と前記可変基準周波数信号とは異なる請求項１記載の速 度制御システム。 ５．変調周波数信号を発生するための信号源と、 速度制御すべき装置に作動的に接続された可動部材を有するエンコーダであ って、前記変調周波数信号を、前記可動部材の位置の関数として変化される位相 を有する位相可変信号へと変換する変換手段を含むエンコーダと、 前記変調周波数信号を前記エンコーダに供給する供給手段と、 前記変調周波数信号源に結合され、前記変調周波数信号とは周波数または位 相において異なりうる可変基準周波数信号を発生する基準周波数信号発生手段と 、 前記変調周波数信号と前記基準周波数信号とを比較して、前記変調周波数信 号と前記基準周波数信号との間の位相差の関数としてエラー信号を発生する比較 手段と、 前記エラー信号の搬送周波数での歪みを除去するように作動する第１のフィ ルタと、 前記エラー信号の第三調波およびそれより高い調波での歪みを除去するよう に作動する第２のフィルタと、 前記エンコーダによって生じた歪みを除去するように作動する第３のフィル タと、 前記エラー信号の粘性歪みを除去するように作動する第４のフィルタと、 を備えることを特徴とする速度制御システム。 ６．前記第１のフィルタは、高域フィルタおよびニューラルネットワークをさら に含む請求項５記載の速度制御システム。 ７．前記第２のフィルタは、高域フィルタおよびニューラルネットワークをさら に含む請求項５記載の速度制御システム。 ８．前記第３のフィルタは、帯域フィルタおよびニューラルネットワークをさら に含む請求項５記載の速度制御システム。 ９．前記第４のフィルタは、少なくとも１つの高域フィルタおよび少なくとも１ つのニューラルネットワークをさらに含む請求項５記載の速度制御システム。 10．前記第３のフィルタは、縦続接続されうる請求項８記載の速度制御システム 。 11．変調周波数信号を発生するための変調信号源と、 シャフトを有し前記変調信号源に結合されるモータと、 該モータに結合され、前記モータのシャフトの位置の関数として変化される 位相を有する位相可変信号を発生するエンコーダと、 前記変調信号源に結合され、前記変調周波数信号とは周波数または位相にお いて異なりうる可変基準周波数信号を発生するように作動する基準信号発生器と 、 前記変調信号源および前記基準信号発生器に結合され、前記変調信号と前記 基準信号との差に基づくエラー信号を発生する比較器と、 該比較器に結合され、前記エラー信号に存在する歪みを除去するための複数 のニューラルネットワークを含むフィルタと、 を備えることを特徴とする速度制御システム。 12．前記フィルタは、少なくとも１つの高域フィルタおよび少なくとも１つの帯 域フィルタを含む請求項１１記載の速度制御システム。 13．変調周波数信号を発生する変調信号源と、 シャフトを有し前記変調信号源に結合されるブラシレスモータと、 該モータに結合され、前記モータのシャフトの位置の関数として変化される 位相を有する位相可変信号を発生する磁気抵抗エンコーダと、 前記変調信号源に結合され、前記変調周波数信号とは周波数または位相にお いて異なりうる可変基準周波数信号を発生するように作動する基準信号発生器と 、 前記変調信号源および前記基準信号発生器に結合され、前記変調信号と前記 基準信号との間の差に基づくエラー信号を発生する比較器と、 前記エラー信号の搬送周波数での歪みを除去するように作動する第１のフィ ルタと、 前記エラー信号周波数の調波での歪みを除去するように作動する第２のフィ ルタと、 前記エンコーダによって生じた歪みを除去するように作動する第３のフィル タと、 前記エラー信号から粘性歪みを除去するように作動する第４のフィルタと、 を備えることを特徴とする速度制御システム。