JPH1146156A

JPH1146156A - 無線通信装置

Info

Publication number: JPH1146156A
Application number: JP9359048A
Authority: JP
Inventors: Kaoru Okabe; 薫岡部; Tetsuo Onodera; 哲雄小野寺
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1997-03-04
Filing date: 1997-12-26
Publication date: 1999-02-16
Anticipated expiration: 2017-12-26
Also published as: JP3698539B2

Abstract

(57)【要約】【課題】小型、軽量化され、さらに携帯に便利な無線
通信装置を提供する。【解決手段】第１の周波数帯域と第２の周波数帯域の
２つの周波数帯域で使用できるダブルスーパーヘテロダ
イン方式であって、ＲＦ帯シンセサイザ及びＩＦ帯シン
セサイザと、該ＲＦ帯シンセサイザ及び該ＩＦ帯シンセ
サイザの出力を周波数混合する為のミキサを備える無線
通信装置において、送信時には該ミキサから出力される
信号を送信搬送波として使用し、受信時には該ＲＦシン
セサイザの出力を受信用第１局発信号、該ＩＦ帯シンセ
サイザからの出力を受信用第２局発信号として使用し、
かつ該ＲＦ帯シンセサイザ及び該ＩＦ帯シンセサイザ両
方もしくはどちらか片方の発振周波数を、各々の使用帯
域の送受信において切り替える構成とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信装置に関
し、特に２つの周波数帯域で使用できるダブルスーパー
ヘテロダイン方式の無線通信装置に関するものであっ
て、さらに詳しくは前記方式の通信装置の無線部に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】送受信の周波数が異なる無線通信に関し
て、２つの周波数帯域で使用でき、送受信の周波数間隔
が使用帯域により異なる無線通信の例として、近年、先
進国を中心に急速に拡大している携帯電話がある。携帯
電話は、従来アナログ方式でサービスが開始され、これ
まで広く利用されてきたが、急増する需要を賄いきれな
い状況になり、新たな帯域を使用したディジタル方式の
サービスが開始された。ディジタル方式は、加入者容
量、通信コスト、秘話性、通信の多様性に優れており、
今後、アナログ方式の帯域もディジタル方式に取り込ま
れることが決定されており、その場合においても、２つ
の帯域が存在することになるため、送受信での周波数が
異なり、かつ２つの周波数帯域で使用できる無線携帯電
話機が注目されている。

【０００３】通常上記のような２帯域で使用可能な端末
を実現するために、例えば、国内８００ＭＨｚ帯ディジ
タル方式携帯電話（以後、ＰＤＣと呼ぶ）の場合には、
図２５のような３シンセサイザを用いた方式が採用され
ている。図２５は、ディジタル帯域及びアナログ帯域の
２つの周波数帯域で使用できる無線携帯電話機の無線部
の回路ブロック図である。

【０００４】図示するように無線部の回路ブロックは、
ディジタル帯域及びアナログ帯域共用のアンテナ１、送
受切替回路２、受信ＲＦ信号を第１ＩＦ信号にダウンコ
ンバートする為の受信用ＲＦミキサ３、第１ＩＦ信号用
バンドパスフィルタ４、第１ＩＦ信号を第２ＩＦ信号に
ダウンコンバートする為の受信用ＩＦミキサ５、受信用
第２局発ＩＦ帯シンセサイザ２６、受信用第１局発周波
数帯で発振するＲＦ帯シンセサイザ２３、ＶＣＸＯ（水
晶発振器）１１、ＲＦ帯シンセサイザ信号を送信信号に
アップコンバートする為の送信シフト用ミキサ２５、送
信ＩＦシンセサイザ２４から構成される。

【０００５】まず、送信時について説明する。上記構成
の無線携帯電話機において、ＲＦ帯シンセサイザ２３か
ら、ディジタル帯域使用時は６８０〜６８８ＭＨｚ、ア
ナログ帯域使用時は７４０〜７５５ＭＨｚの信号を発
振、出力し、送信ＩＦシンセサイザ２４から、ディジタ
ル帯域使用時は２６０ＭＨｚ、アナログ帯域使用時は１
８５ＭＨｚの信号を発振、出力することにより、送信シ
フト用ミキサ２５では該ＲＦ帯シンセサイザ２３から発
振、出力された信号が該送信ＩＦシンセサイザ２４から
発振、出力された信号によりアップコンバートされ、デ
ィジタル帯域使用時は９４０〜９４８ＭＨｚ、アナログ
帯域使用時は９２５〜９４０ＭＨｚの送信搬送波が発生
する．発生した送信搬送波は送信系回路１３へ入力さ
れ、直接直交変調された後、送受切替回路２を介し、ア
ンテナ１から送信される。

【０００６】次に、受信時について説明する。アンテナ
で受信した受信ＲＦ信号は、ディジタル帯域とアナログ
帯域を使用する場合は８１０〜８１８ＭＨｚもしくは８
７０〜８８５ＭＨｚである。この時、ＲＦ帯シンセサイ
ザ２３から、ディジタル帯域使用時は６８０〜６８８Ｍ
Ｈｚ、アナログ帯域使用時は７４０〜７５５ＭＨｚの信
号を発振、出力することにより、受信用ＲＦミキサ３で
は該ＲＦ帯シンセサイザから発振、出力された信号によ
り受信ＲＦ信号が２つの周波数帯域共に１３０ＭＨｚの
第１ＩＦ信号にダウンコンバートされる。その後、第１
ＩＦ信号はバンドパスフィルタ４を介した後、受信用Ｉ
Ｆミキサ５に入力される。ここで、受信用ＩＦミキサ５
では、受信用第２局発ＩＦ帯シンセサイザから発振、出
力された１２９．５５ＭＨｚの信号により第１ＩＦ信号
が４５０ｋＨｚの第２ＩＦ信号にダウンコンバートさ
れ、復調器に入力後、復調される。このようにして、デ
ィジタル帯域とアナログ帯域の２つの周波数帯域におい
て使用できる無線携帯電話機の無線部を構成することが
できる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の構成に
おいては、ＩＦ帯シンセサイザ、ＲＦ帯シンセサイザ、
送受切替用シンセサイザの３個のシンセサイザが必要と
され、回路構成が複雑になるだけでなく、小型化及び低
消費電力化に適さないという問題がある。

【０００８】そこで、本発明は小型、軽量化され、さら
に携帯に便利な無線通信装置を提供することを目的とす
る。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のうち請求項１記載の発明は、第１の周波数
帯域と第２の周波数帯域の２つの周波数帯域で使用でき
るダブルスーパーヘテロダイン方式であって、ＲＦ帯シ
ンセサイザ及びＩＦ帯シンセサイザと、該ＲＦ帯シンセ
サイザ及び該ＩＦ帯シンセサイザの出力を周波数混合す
る為のミキサを備える無線通信装置において、送信時に
は前記ミキサから出力される信号を送信搬送波として使
用し、受信時には前記ＲＦシンセサイザの出力を受信用
第１局発信号、前記ＩＦ帯シンセサイザからの出力を受
信用第２局発信号として使用し、かつ前記ＲＦ帯シンセ
サイザ及び前記ＩＦ帯シンセサイザ両方もしくはどちら
か片方の発振周波数を、各々の使用帯域の送受信におい
て切り換えることを特徴とする。

【００１０】このように構成することにより、ＩＦ帯シ
ンセサイザ及びＲＦ帯シンセサイザの両方もしくはどち
らか片方の発振周波数を各々の使用帯域の送受信で切り
替え、かつ送信時のみ両シンセサイザの出力を混合する
ため、シンセサイザを２個使用するだけの簡単な構成
で、２つの周波数帯域で使用でき、受信待ち受け時間の
改善も可能となる。

【００１１】本発明のうち請求項２記載の発明は、前記
ＲＦシンセサイザと前記ＩＦシンセサイザ出力とを周波
数混合するミキサを、受信時に非動作状態とすることを
特徴とする。

【００１２】本発明のうち請求項３記載の発明は、前記
ＩＦシンセサイザの位相比較周波数を送信時と受信時で
異なる周波数に設定することを特徴とする。このように
構成することにより、システムの周波数切換え時間の要
求仕様が、送信から受信と、受信から送信で異なる場合
には、ＩＦシンセサイザの位相比較周波数を送受信で別
々の周波数に選択することにより、よりシンプルな構成
で２帯域無線通信装置を得ることが可能となる。

【００１３】本発明のうち請求項４記載の発明は、第１
の周波数帯域の送信周波数帯域が９４０〜９４８ＭＨ
ｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１８ＭＨｚ、第２の周
波数帯域の送信周波数帯域が９２５〜９４０ＭＨｚ、受
信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨｚである２つの周波
数帯域で使用できるダブルスーパーヘテロダイン方式の
無線通信装置において、第１ＩＦ周波数を１３０．０５
ＭＨｚ、第２ＩＦ周波数を４５０ｋＨｚ、ＩＦ帯シンセ
サイザの発振周波数を第１の周波数帯域使用時および第
２の周波数帯域使用時の受信時に１２９．６ＭＨｚ、第
１の周波数帯域使用時の送信時に２６０．０５ＭＨｚ、
第２の周波数帯域使用時の送信時に１８５．０５ＭＨ
ｚ、ＲＦ帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯
域使用時の送受信時に６７９．９５〜６８７．９５ＭＨ
ｚ、第２の周波数帯域使用時の送受信時に７３９．９５
〜７５４．９５ＭＨｚと設定し、上記請求項１〜３のい
ずれかに記載の無線通信装置に適用することを特徴とす
る。

【００１４】本発明のうち請求項５記載の発明は、第１
の周波数帯域の送信周波数帯域が９４０〜９４８ＭＨ
ｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１８ＭＨｚ、第２の周
波数帯域が送信周波数帯域が９２５〜９４０ＭＨｚ、受
信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨｚである２つの周波
数帯域で使用できるダブルスーパーヘテロダイン方式の
無線通信装置において、第１ＩＦ周波数を１２８．９Ｍ
Ｈｚ、第２ＩＦ周波数を１００ｋＨｚ、ＩＦ帯シンセサ
イザの発振周波数を第１の周波数帯域使用時および第２
の周波数帯域使用時の受信時に１２８．８ＭＨｚ、第１
の周波数帯域使用時の送信時に２５８．９ＭＨｚ、第２
の周波数帯域使用時の送信時に１８３．９ＭＨｚ、ＲＦ
帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯域使用時
の送受信時に６８１．１〜６８９．１ＭＨｚ、第２の周
波数帯域使用時の送受信時に７４１．１〜７５６．１Ｍ
Ｈｚと設定し、上記請求項１〜３のいずれかに記載の無
線通信装置に適用することを特徴とする。

【００１５】本発明のうち請求項６記載の発明は、第１
帯域及び第２帯域各々の送信時に、ＩＦ帯シンセサイザ
（第１の帯域の送信時発振周波数がfi_TX1、第２の帯域
の送信時発振周波数がfi_TX2とする）、及びＲＦ帯シン
セサイザ（第１の帯域の送信時発振周波数がfr_TX1、第
２の帯域の送信時発振周波数がfr_TX2とする）から出力
される信号の、基本成分及び高調波成分が装置内の単一
もしくは複数の非線型素子によって周波数混合されて生
じる送信時不要輻射スプリアス（第１の帯域でSp_1、第
２の帯域でSp_2とする）の周波数fsp_kが、 fsp_k＝｜ｍ・fr_TXk+ｎ・fi_TXk｜ｍ、ｎは正負の整数でｍ＝ｎ＝１以外、k=1、２第１の周波数帯域、第２の周波数帯域それぞれにおい
て、送信周波数帯域内に含まれず、かつ両帯域におい
て、Ｓｐ＿ｋ（k=1、2）がベースバンド領域に落ち込む
場合、装置内の任意の発振器に生じるSp_k（k=1、2）に
よる変調成分が、規定値を超えないように、fi_TXk、fr
_TXk（k=1、2）を選択し、請求項１〜３のいずれかに記
載の無線通信装置に適用することを特徴とする。

【００１６】このように構成することにより、送信時に
前記ＲＦシンセサイザとＩＦシンセサイザの基本波及び
高調波が装置内の単一もしくは複数の非線型素子によっ
て周波数混合されて生じる送信時スプリアスが規定値を
満足する様に、両シンセサイザの周波数を選択すること
で、良好な特性を有する２帯域無線通信装置を得ること
が可能となる。

【００１７】本発明のうち請求項７記載の発明は、第１
の周波数帯域の送信周波数帯域が９４０〜９４８ＭＨ
ｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１８ＭＨｚ、第２の周
波数帯域が送信周波数帯域が９２５〜９４０ＭＨｚ、受
信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨｚである２つの周波
数帯域で使用できるダブルスーパーヘテロダイン方式の
無線通信装置において、第１ＩＦ周波数を９０．０５Ｍ
Ｈｚ、第２ＩＦ周波数を４５０ｋＨｚ、ＩＦ帯シンセサ
イザの発振周波数を第１の周波数帯域使用時および第２
の周波数帯域使用時の受信時に８９．６ＭＨｚ、第１の
周波数帯域使用時の送信時に２２０．０５ＭＨｚ、第２
の周波数帯域使用時の送信時に１４５．０５ＭＨｚ、Ｒ
Ｆ帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯域使用
時の送受信時に７１９．９５〜７２７．９５ＭＨｚ、第
２の周波数帯域使用時の送受信時に７７９．９５〜７９
４．９５ＭＨｚと設定し、前記請求項６記載の無線通信
装置に適用することを特徴とする。

【００１８】本発明のうち請求項８記載の発明は、上記
すべての請求項に係る無線通信装置での受信時に装置内
の任意の基準信号源の発振周波数frefが、前記ＩＦシン
セサイザの周波数fi_RXk（k=1、2）のＭ／Ｎ倍となる場
合（Ｎ、Ｍは１以上の整数でＮ＝Ｍ＝１以外）、受信時
に前記ＩＦシンセサイザ出力に代わり装置内の基準信号
源のＮ／Ｍ倍波を用い、同時に前記ＩＦシンセサイザを
非動作状態とし、送信時には前記ＩＦシンセサイザを動
作状態とし、同時に前記基準信号源を除く前記Ｎ／Ｍ倍
波を生成する機能を停止させることを特徴とする。この
ように構成することにより、装置内の基準信号源と該Ｉ
Ｆシンセサイザの周波数関係がＭ／Ｎ倍である場合、受
信時に該基準信号のＮ／Ｍ倍波を受信第２局発信号とし
て用い、該ＩＦシンセサイザを受信時に非動作状態とす
ることで、受信時消費電流をより小さくすることができ
る。

【００１９】本発明のうち請求項９記載の発明は、前記
請求項８記載の無線通信装置の装置内にある任意の基準
信号源の発振周波数frefが１２９．６ＭＨｚのＭ／Ｎ倍
（Ｎ、Ｍは１以上の整数でＮ＝Ｍ＝１以外）の場合に、
第１の帯域及び第２の帯域の受信時に、前記ＩＦシンセ
サイザ出力に代わり前記基準信号源のＮ／Ｍ倍波を用
い、同時に前記ＩＦシンセサイザを非動作状態とし、送
信時には前記ＩＦシンセサイザを動作状態とし、同時に
前記基準信号源を除く前記Ｎ／Ｍ倍波を生成する機能を
停止させることを特徴とする。

【００２０】本発明のうち請求項１０記載の発明は、前
記請求項８記載の無線通信装置の装置内にある任意の基
準信号源の発振周波数frefが８９．６ＭＨｚのＭ／Ｎ倍
（Ｎ、Ｍは１以上の整数でＮ＝Ｍ＝１以外）の場合に、
第１の帯域及び第２の帯域の受信時に、前記ＩＦシンセ
サイザ出力に代わり前記基準信号源のＮ／Ｍ倍波を用
い、同時に前記ＩＦシンセサイザを非動作状態とし、送
信時には前記ＩＦシンセサイザを動作状態とし、同時に
前記基準信号源を除く前記Ｎ／Ｍ倍波を生成する機能を
停止させることを特徴とする。

【００２１】本発明のうち請求項１１記載の発明は、上
記すべての請求項に係る無線通信装置での２帯域の送受
信それぞれの場合に選択されるＩＦシンセサイザの周波
数fi_RX1、fi_RX2、fi_TX1、fi_TX2のうち、すくなくと
も１つ以上の周波数が、他の周波数もしくはその近傍の
周波数のＫ／Ｌ倍（Ｋ、Ｌは１以上の整数でＫ＝Ｌ＝１
以外）の関係に選ばれ、かつ前記Ｋ／Ｌ倍に選択された
周波数を使用する場合は、前記ＩＦシンセサイザを関係
のある他の周波数に設定し、前記ＩＦシンセサイザ出力
周波数のＬ／Ｋ倍波を用いることを特徴とする。上述の
ように、ＩＦシンセサイザの周波数をＫ／Ｌ倍の関係に
選択し、ＩＦシンセサイザ出力のＬ／Ｋ倍波を用いるこ
とにより、該シンセサイザ内のＶＣＯの構成を簡易化で
きる。

【００２２】本発明のうち請求項１２記載の発明は、前
記Ｌ／Ｋ倍波を使用しない場合に、前記Ｌ／Ｋ倍波を生
成する機能を停止させることを特徴とする。

【００２３】本発明のうち請求項１３記載の発明は、第
１の周波数帯域の送信周波数帯域が９４０〜９４８ＭＨ
ｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１８ＭＨｚ、第２の周
波数帯域が送信周波数帯域が９２５〜９４０ＭＨｚ、受
信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨｚである２つの周波
数帯域で使用できるダブルスーパーヘテロダイン方式の
無線通信装置において、第１ＩＦ周波数を１２８．９Ｍ
Ｈｚ、第２ＩＦ周波数を１００ｋＨｚ、ＩＦ帯シンセサ
イザの発振周波数を第１の周波数帯域使用時および第２
の周波数帯域使用時の受信時に１２８．８ＭＨｚ、第１
の周波数帯域使用時の送信時に１２９．４５ＭＨｚ、第
２の周波数帯域使用時の送信時に１８３．９ＭＨｚ、Ｒ
Ｆ帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯域使用
時の送受信時に６８１．１〜６８９．１ＭＨｚ、第２の
周波数帯域使用時の送受信時に７４１．１〜７５６．１
ＭＨｚと設定し、第１の帯域の送信時に前記ＩＦシンセ
サイザ出力の２逓倍波と前記ＲＦシンセサイザ出力とを
混合して送信搬送波を生成し、請求項１１または請求項
１２に記載の無線通信装置に適用することを特徴とす
る。

【００２４】本発明のうち請求項１４記載の発明は、請
求項１１または請求項１２に記載の無線通信装置におい
て、前記Ｋ、ＬをＫ≧Ｌの関係に選択することを特徴と
する。

【００２５】本発明のうち請求項１５記載の発明は、第
１の周波数帯域の送信周波数帯域が９４０〜９４８ＭＨ
ｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１８ＭＨｚ、第２の周
波数帯域が送信周波数帯域が９２５〜９４０ＭＨｚ、受
信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨｚである２つの周波
数帯域で使用できるダブルスーパーヘテロダイン方式の
無線通信装置において、第１ＩＦ周波数を１２８．９Ｍ
Ｈｚ、第２ＩＦ周波数を１００ｋＨｚ、ＩＦ帯シンセサ
イザの発振周波数を第１の周波数帯域使用時および第２
の周波数帯域使用時の受信時に２５７．６ＭＨｚ、第１
の周波数帯域使用時の送信時に２５８．９ＭＨｚ、第２
の周波数帯域使用時の送信時に１８３．９ＭＨｚ、ＲＦ
帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯域使用時
の送受信時に６８１．１〜６８９．１ＭＨｚ、第２の周
波数帯域使用時の送受信時に７４１．１〜７５６．１Ｍ
Ｈｚとし、両帯域の受信時に該ＩＦシンセサイザ出力の
２分周波を受信用第２局発信号として使用し、請求項１
１または請求項１２に記載の無線通信装置に適用するこ
とを特徴とする。

【００２６】本発明のうち請求項１６記載の発明は、請
求項１１乃至請求項１５に記載の無線通信装置におい
て、前記Ｌ／Ｋ倍回路が分周回路を含む場合、該分周回
路をＰＬＬ・ＩＣに内蔵したことを特徴とする。

【００２７】

【発明の実施の形態】

＜実施形態１＞図１は本発明の請求項１および請求項２
に係る一つの実施形態を示したものである。以下、図面
の説明の中で、従来例と同じ動作のものは同じ番号とす
る。

【００２８】本実施形態では、受信時においてＲＦシン
セサイザ１２の出力がそのまま受信第１局発信号になる
ので、両帯域の受信周波数（RX1、RX2）と第１ＩＦ周波
数（IF1）が決まると両帯域の受信時のＲＦシンセサイ
ザ１２の周波数（fr_RX1、fr_RX2）は、以下のように、
ＵｐｐｅｒローカルとＬｏｗｅｒローカルの２通りにな
る。 fr_RX1=RX1+IF1（Upper） or RX1-IF1（Lower） fr_RX2=RX2+IF1（Upper） or RX1-IF1（Lower）・・・・・・・・・（1）また、受信時ＩＦシンセサイザ８の周波数（fi_rx）は
第ＩＦ周波数（IF1）と第２ＩＦ周波数（IF2）が決まれ
ば、（1）式と同様に以下の２通りになる。 fi_RX=IF1+IF2（Upper） or IF1-IF2（Lower）・・・・・・・・・・（2）通常、同一システムであればバンドパスフィルタ４の関
係から、IF1、IF2は受信周波数に関係なく一定に選ばれ
るので帯域１、帯域２に関係なくＩＦシンセサイザ８の
受信時周波数は一定（fi_RX）になる。

【００２９】従って、帯域によって両シンセサイザ８、
１２の発振周波数を（1）、（2）式に応じた周波数に設
定し、ＲＦシンセサイザ１２の出力を受信第１ローカ
ル、ＩＦシンセサイザ８の出力を受信第２ローカル信号
として用いることで、両帯域での受信が可能になる。

【００３０】次に、送信時について考えると、両帯域の
送信周波数（TX1、TX2）が決まると、ＲＦシンセサイザ
１２の送信時発振周波数（fr_TX1、fr_TX2）とＩＦシン
セサイザ８の発振周波数（fi_TX1、fi_TX2）の関係は、
以下の式で決定される。 fi_TX1=TX1-fr_TX1 or fr_TX1-TX1、fi_TX2=TX2-fr_TX2 or fr_TX2-TX2・（3）ここで、ＲＦシンセサイザ１２を送受信で切換えないと
するとＩＦシンセサイザ８の送信時発振周波数は以下に
なる。 fi_TX1=TX1-fr_RX1 or fr_RX1-TX1、fi_TX2=TX2-fr_RX2 or fr_RX2-TX2・（4）従って、送信時には帯域によって（3）、（4）式に応じ
た発振周波数に両シンセサイザ８、１２を設定し、その
出力をｆシフトミキサ１０で周波数混合して送信搬送波
とを生成し、送信系へと入力する。

【００３１】以上の様に、両帯域の送受信で両シンセサ
イザ８、１２の発振周波数を、（1）式から（4）式に従
って切換えることで、シンセサイザ２個のみで、２帯域
での送受信が可能となる。

【００３２】さらに、受信時にはｆシフトミキサは動作
上関係なくなるので、送受切換え制御信号９によって、
該ミキサを非動作状態にし、ミキサの電流を低減もしく
は零とすることで、受信時の消費電流を削減することが
可能になり、端末の待ち受け時間をより長くすることが
可能となる。

【００３３】次に、上記実施形態のシステムにおける、
送受信周波数の具体的設定例を図２、図３を用いて、以
下に説明する。図２および図３共に、ＩＦ１、ＩＦ２と
して、ＰＤＣ（ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＣ
ｅｌｌｕｌａｒ）システムで最もポピュラーな１３０Ｍ
Ｈｚ（ＩＦ１）、４５５ｋＨｚ（ＩＦ２）を用いてお
り、図２はＬｏｗｅｒローカル、図３はＵｐｐｅｒロー
カルの場合である。この例ではＲＦシンセサイザの発振
周波数を送受信で同一とし、ＩＦシンセサイザ８のみ
を、送受信での周波数切換えを行っている。

【００３４】本発明によれば、第１ＩＦ周波数（ＩＦ
１）によりＲＦシンセサイザ１２の受信時発振周波数が
決定され、同様に第２ＩＦ周波数（ＩＦ２）によりＩＦ
シンセサイザ８の受信時発振周波数が決定されるため、
設計時には、両シンセサイザ８、１２の送信時の周波数
を選択することになる。すなわち、上記具体例は送信時
と受信時でＲＦシンセサイザ１２の発振周波数を切換え
ていないが、ＲＦシンセサイザを送受信で切換えて使用
すれば、図２および図３に限らず、より多くの送信時の
周波数の組み合わせが考えられ、本発明は上記実施形態
に限らないことは言うまでもない。

【００３５】＜実施形態２＞一般にＰＤＣシステムのよ
うな、送受信を時分割で行う半２重通信システムにおい
ては、送受信の切換え時間に制限を受けるため、図１に
示すような構成を半２重通信システムに用いる場合に
は、シンセサイザが送受信で高速周波数切換え可能なも
のでなければならない。これは、送受信で切換え時間に
制限を受ける通信システム全てにあてはまることであ
る。

【００３６】図４は通常のＰＬＬ（ｐｈａｓｅｌｏｃ
ｋｅｄ−ｌｏｏｐ）シンセサイザの構成図を示したもの
で、動作原理を以下に説明する。基準信号源１１の出力
をリファレンスカウンタ１４でＲ分周した信号（周波数
fref／Ｒ）の位相と、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎ
ｔｒｏｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の出力をプログ
ラマブルカウンタ１８でＮ分周した信号（周波数ｆr or
ｆi／Ｎ）の位相を位相比較器１５で比較し、その出力
である位相誤差電圧（又は電流）をループフィルタ１６
を介して、再びＶＣＯにフィードバックすることで、Ｖ
ＣＯの位相を基準信号源の位相に収束（従って周波数も
収束）させ、周波数の確度を基準信号源と同等にするこ
により、安定な発信源を実現している。

【００３７】ここで、周波数の設定はプログラマブルカ
ウンタ１８の分周比Ｎとリファレンスカウンタ１４の分
周比Ｒを設定することで行われ、シンセサイザの発振周
波数（すなわちＶＣＯの周波数）ｆｒ又はｆｉは、以下
の式で与えられる。 fr =fcomp*Nr=fref*Nr/Rr fi=fcomp*Ni=fref*Ni/Ri ・・・・・・・（5）式（５）で、ｆcompは位相比較周波数（＝ｆref／Ｒ）
で、Ｎｒ、ＲｒはＲＦシンセサイザ１２の任意の周波数
でのプログラマブルカウンタ、リファレンスカウンタの
値で、Ｎｉ、Ｒｉは、ＩＦシンセサイザ８のプログラマ
ブルカウンタ、リファレンスカウンタの値である。

【００３８】また、通常バンドパスフィルタ４を固定周
波数で使用するため、第１中間周波数（ＩＦ１）は固定
されるので、ＩＦシンセサイザ８の受信時設定周波数は
固定となり、受信信号チャンネルの選択は、ＲＦシンセ
サイザ１２の周波数を選択することにより行われ、送信
時の送信チャンネル選択もＲＦシンセサイザ１２でおこ
なれることが多い。

【００３９】上記に示すような構成のシンセサイザにお
いて、送受信間の周波数切換えのスピードを向上させる
には、位相比較周波数ｆcompを高くして、単位時間内の
位相誤差フィードバック量を大きくするか、または周波
数切換え幅を小さくして、収束させなければならない周
波数差（位相差）を小さくするかの２通りの方法があ
る。特に、位相比較周波数ｆcompは、図４より明らかな
ように、設定しなければならない全ての周波数の整数分
の１（１／Ｎ）であり、かつ基準信号源周波数ｆref整
数分の１（１／Ｒ）でもあるので、シンセサイザの全て
の設定周波数と基準信号源周波数の公約数になる。従っ
て、シンセサイザの周波数切換え時間短縮のためには、
位相比較周波数を上記周波数の最大公約数に選ぶことと
なる。

【００４０】また、携帯電話システムのようにユーザ数
が極めて多い大容量システムでは、周波数資源を有効活
用するために、チャンネル間隔が非常に狭く選ばれてお
り、例えばＰＤＣシステムでは２５ｋＨｚ間隔になって
いる。そのため、（５）式より明らかな様に、送受信チ
ャンネルを選定するＲＦシンセサイザ１２の位相比較周
波数ｆcompの最大値は、２５ｋＨｚということになり、
シンセサイザの高速化には限界がある。

【００４１】図５はＰＤＣシステムに通常用いられる、
ＲＦシンセサイザ１２の切換え時間の一例を示したもの
で、上記の理由により、位相比較周波数ｆcompは２５ｋ
Ｈｚに選ばれている。図５（ａ）は切換え周波数幅が１
５０ｋＨｚの場合で切換え時間は約４３０μｓｅｃ、図
５（ｂ）は５０ｋＨｚの場合で切換え時間は約２８０μ
ｓｅｃである。ＰＤＣシステムでの送受切換え時間の要
求仕様は、後述のように５００μｓｅｃ以下であり、こ
のＲＦシンセサイザによって構成される無線通信装置を
ＰＤＣシステムに用いる場合、送受信での周波数切換え
幅は、１５０ｋＨｚ以下の極めて小さな値しか許され
ず、ＲＦシンセサイザ１２を送受信で切換えるのは得策
ではない。

【００４２】図６はＩＦシンセサイザ８の切換え時間の
一例を示したもので、切換え周波数幅は７５ＭＨｚと大
きくとってある。図６（ａ）は位相比較周波数ｆcompが
５０ｋＨｚの場合で切換え時間が約１.２ｍｓｅｃ、図
６（ｂ）は２００ｋＨｚの場合で切換え時間が約２００
μｓｅｃ、図６（ｃ）は１.６ＭＨｚの場合で切換え時
間が約６０μｓｅｃである。以上より、このＩＦシンセ
サイザ８によって構成される無線通信装置をＰＤＣシス
テムに用いる場合、送受信での周波数切換え幅が７５Ｍ
Ｈｚ程度であれば、ＩＦシンセサイザ８の位相比較周波
数を２００ｋＨｚ程度以上にしなければならない。

【００４３】又、図７はＩＦシンセサイザ８の通常の周
波数設定フロー例を示したものである。一般に周波数設
定データの設定処理を簡略化するために、リファレンス
カウンタ１４の値Ｒｉは設定周波数に関係なく共通に選
ばれ、電源投入時にＲｉが１度だけ設定される。従っ
て、ＩＦシンセサイザ８の位相比較周波数ｆcompは、各
帯域の送信時発振周波数と受信時周波数の公約数に選ば
れ、切換え時間を最短にするためには最大公約数がｆco
mpに選ばれる。

【００４４】次に、上述のような仕様を満足するシステ
ムにおける無線通信装置の具体的な周波数設定につい
て、図２により以下に説明する。送受信でＩＦシンセサ
イザ８のみが切換えられており、ＩＦシンセサイザ８は
受信時１２９.５５ＭＨｚ、ディジタル帯域送信時２６
０ＭＨｚ及びアナログ帯域送信時１８５ＭＨｚである。
従って、ＩＦシンセサイザ８は送受信で最大１３０.４
５ＭＨｚの周波数幅で切換える必要がある。また、これ
らの周波数の最大公約数は５０ｋＨｚであり、位相比較
周波数ｆcompは５０ｋＨｚ以上には設定できない。従っ
て、切換え周波数幅が最大１３０.４５ＭＨｚであるこ
とと、図６より判断して、送受信間の切換え時間は１.
２ｍｓｅｃ以上かかると予想され、このままではＰＤＣ
システムに使用することができない。同様な理由で、図
３のＵｐｐｅｒローカルの場合もＰＤＣシステムに用い
ることはできない。以上の様に、本発明による無線通信
装置を、ＰＤＣシステムの様な、送受信の切換え時間に
制限があるシステムに用いる場合は、ＲＦシンセサイザ
１２、ＩＦシンセサイザ８の周波数切換え時間によって
制限を受けるという問題がある。

【００４５】そこで、送受信の切換え時間に制限がある
システムにおいて、システムの通信シーケンスに着目
し、システムの個性に合わせてシンセサイザの切換えス
ピードを送信から受信と、受信から送信で異なる設定と
することにより、前記問題を解決できる。ここで、図８
に示すＰＤＣシステムの通信シーケンスを例に詳細に説
明する。ＰＤＣ移動機の通信シーケンスは、１サブフレ
ームが送信スロット（ＴＸスロットと呼ぶ）、ダイバシ
ティ・アンテナレベル測定スロット（Ａスロットと呼
ぶ）、受信スロット（ＲＸスロットと呼ぶ）及びインタ
ーバル・スロット（Ｉスロットと呼ぶ）の順になってお
り、これを１サブフレーム周期として通信が終了するま
で繰り返す。

【００４６】ＴＸスロットは約６.６ｍｓｅｃ、Ａスロ
ットは１ｍｓｅｃ、ＲＸスロットは６.６ｍｓｅｃ及び
Ｉスロットは約５.６ｍｓｅｃで、１サブフレーム２０
ｍｓｅｃである。Ｉスロット（約５.６ｍｓｅｃ）では
ローミングのため他の基地局のレベルを測定する。Ａス
ロット（１ｍｓｅｃ）ではダイバシティ効果を得るた
め、受信に先立って２つのアンテナのレベル測定を行
い、レベルの高い方のアンテナを選択する。

【００４７】ＰＤＣの移動機におけるシーケンスでは、
受信から送信への切換えは、受信スロット終了後、約
５.６ｍｓｅｃのＩスロットがあり、他基地局受信レベ
ルを測定後、送信に移る。従って、受信から送信への切
換えには、一旦、他の基地局のチャンネルに周波数を切
換えてから、再度通信チャンネルに戻ってくるためのＩ
スロット（約５.６ｍｓｅｃ）を経てから、送信スロッ
トに切り替わる。つまり、例えば、他基地局に切換える
のに３.１ｍｓｅｃ、レベル測定に０.５ｍｓｅｃ必要と
推定すると、受信から送信への切換え時間は約２ｍｓｅ
ｃ内に完了すれば良いことになり、受信から送信の切換
えに関しては比較的長い切換え時間が許容される。

【００４８】これに対し、送信から受信に関しては、送
信スロット終了後、１ｍｓｅｃのＡスロットが有り、こ
の１ｍｓｅｃのＡスロットの時間内に送信から受信への
切換えと２個のアンテナのレベル測定を完了しなければ
ならない。従って、他基地局のレベル測定と同様にアン
テナのレベル測定に０.５ｍｓｅｃ必要と考えると、送
信から受信への切換え時間はわずか０.５ｍｓｅｃしか
なく、これが送受切換え時間の要求仕様となっている。

【００４９】以上より、ＰＤＣシステムの移動機では、
シンセサイザに高速切換えが要求されるのは、送信から
受信への切換え時であって、受信から送信への切換え時
には、切換え時間に２ｍｓｅｃ程度費やしても許される
こととなる。図８の〜はこの様子を示したもので、
ＲＦシンセサイザを送受信で切換えない場合の両シンセ
サイザの状態、及びレベル測定のための、アンテナ切換
えのタイミングを表している。一般に、シンセサイザの
送受信間での切換え周波数幅は、受信から送信と、送信
から受信とは同一であり、シンササイザの周波数切換え
時間は、位相比較周波数ｆcompに大きく依存する。

【００５０】そこで、本発明の請求項３に係る実施形態
２では、受信時のみシンセサイザを高速切換えできるよ
うに位相比較周波数を高く設定（これはリファレンスカ
ウンタの値Ｒを送信時に比べ小さくしてやること）する
ことにより、要求仕様を満足できるようにした例を示
す。

【００５１】例えば、ＲＦシンセサイザを送受信切換え
ないことにした場合、図６のＩＦシンセサイザであれ
ば、受信時に位相比較周波数ｆcompを２００ｋＨｚ以上
に設定し、これに対し送信時にはｆcompを５０ｋＨｚ程
度まで低くしても問題はない。図９は本実施形態に用い
るＩＦシンセサイザ８の構成例を示したもので、図４と
の差異は、送受信切換え制御信号によってリファレンス
カウンタ１４の値Ｒも切換えているところにある。つま
り、送信時には送信時位相比較周波数ｆcompＴＸで、受
信時には受信時位相比較周波数ｆcompＲＸで、位相比較
が行われる。

【００５２】図１０は、本シンセサイザの周波数設定フ
ローを示したもので、図７との差異は電源投入時にリフ
ァレンスカウンタ１４を設定するのではなく、各帯域の
送受信切換え時にプログラマブルカウンタ１８、リファ
レンスカウンタ両方１４を設定しているところである。
この様に、送受信切換え時に両カウンタ１４、１８を設
定すると、かえって設定する時間がかかるように思える
が、通常のＰＬＬ・ＩＣであればＲカウンタの設定ビッ
ト数は２０〜３０ビット程度で、読み込みのクロック周
期も０.２ｕｓｅｃ程度なので全体で最大約６ｕｓｅｃ
程の時間があれば設定可能である。従って、周波数切換
え時間に与える影響は殆どない。

【００５３】次に、上記実施形態２のシステムにおけ
る、送受信周波数の具体的設定例を図１１（ａ）および
図１１（ｂ）に示す。ここでの具体例は、ＰＤＣシステ
ムにおいて、受信第２ＩＦ周波数が４５０ｋＨｚと１０
０ｋＨｚの場合について示してある。図２、３では第１
ＩＦ周波数が１３０ＭＨｚであったため、受信時のＩＦ
シンセサイザ８発振周波数は１２９.５５ＭＨｚにな
る。シンセサイザの位相比較周波数は準信号源周波数と
設定周波数の公約数になり、高速化のためには最大公約
数となる周波数を選ばなければならない。ここで、ＲＦ
シンセサイザ１２の位相比較周波数は前述の様に２５ｋ
Ｈｚになるので、基準信号源周波数ｆrefは２５ｋＨｚ
の整数倍に限定される。通常、ＲＦシンセサイザとＩＦ
シンセサイザ８は共通の基準信号源を用い、１２.８Ｍ
Ｈｚもしくは１４．４ＭＨｚに選ばれる。

【００５４】図２、図３の場合のＩＦシンセサイザ８の
位相比較周波数は、基準信号周波数を１２.８ＭＨｚと
すると、１２９.５５ＭＨｚとの最大公約数となり、そ
の値は５０ｋＨｚになる。この状態では、受信時の周波
数切換え時間は、例えば図６のシンセサイザでは１.２
ｍｓｅｃかかってしまう。

【００５５】そこで、実施形態２では、図１１（ａ）に
示すように第１ＩＦ周波数を５０ｋＨｚだけずらせて、
１３０.０５ＭＨｚに選択する。従って、受信時のＩＦ
シンセサイザ８発振周波数は１２９.６ＭＨｚになり、
位相比較周波数を１２．８ＭＨｚとの最大公約数で１.
６ＭＨｚまで高めることができる。これにより、図６よ
り受信時の周波数切換え時間を約６０ｕｓｅｃまで、約
１／２０に短縮可能である。また、基準信号源周波数を
１４.４ＭＨｚに選ぶと、位相比較周波数は基準信号源
周波数である１４.４ＭＨｚに高めることも可能であ
る。ただし、上記の周波数関係では、第１ＩＦを５０ｋ
Ｈｚずらせたために、送信時のＩＦシンセサイザ発振周
波数が、図１１に示すようにディジタル帯域で２６０.
０５ＭＨｚ、アナログ帯域で１８５.０５ＭＨｚにな
り、結局通常のシンセサイザ構成では、これらの周波数
と基準信号源周波数との最大公約数になるので、ＩＦシ
ンセサイザ８の位相比較周波数を５０ｋＨｚに選ばなけ
ればならなくなる。

【００５６】しかし、実施形態２では、図９の構成のＩ
Ｆシンセサイザ８を用い、周波数設定シーケンスを図１
０のフローに従って設定することにより、送信時と受信
時の位相比較周波数を独立に選ぶことができる。従っ
て、受信時には位相比較周波数ｆcompＲＸを１.６ＭＨ
ｚ選ぶことにより、送信から受信への周波数切換え時間
を６０ｕｓｅｃ程度まで高速化できる。これに対し、送
信時の位相比較周波数ｆcompＴＸは５０ｋＨｚまで低く
なってしまうが、ＰＤＣシステムの場合、図８で説明し
たように、受信から送信への周波数切換え時間は２ｍｓ
ｅｃ程度まで許容されるので、図６のＩＦシンセサイザ
８の切換え時間が１.２ｍｓｅｃであることから、まっ
たく問題はない。

【００５７】同様に、図１１（ｂ）は、第１のＩＦ周波
数を１２８．９ＭＨｚ、第２のＩＦ周波数を１００ＫＨ
ｚに選択した場合である。動作原理は上記の場合と同じ
であるが、受信時のIFシンセサイザの位相比較周波数が
８００ＫＨｚと上記の場合の半分になっているため、送
信から受信への切換え時間は若干遅くなるが位相比較周
波数が２００ＫＨｚの場合で２００μｓｅｃの切換え時
間（図６）から考えて、全く問題がないと推定される。

【００５８】そこで、上記構成を用いることで、従来シ
ンセサイザの切換え時間の制限によって応用が困難であ
った、ＰＤＣシステムの様な送受信切換え時間が規定さ
れるシステムにおいて、シンセサイザ2個のみを用いる
簡易な構成の無線通信装置を実現することができる。

【００５９】＜実施形態３＞しかしながら、上記実施形
態２では、送信時に両帯域において、ＲＦシンセサイザ
１２の出力とＩＦシンセサイザ８の出力が、ｆシフトミ
キサ１０で周波数混合され送信搬送波を生成する。この
ため、両シンセサイザの基本波及び高調波がｆシフトミ
キサ他の装置内の単一もしくは複数の非線型素子で周波
数混合されるために生じるスプリアス（不要輻射：Ｓｐ
_１、Ｓｐ_２）が、送信系１３及び送受切換えスイッチ
２を介して、アンテナ１より外部に放射され、他の端末
に干渉を与える場合がある。

【００６０】このような事態を避けるために、例えばＰ
ＤＣシステムでは送信スプリアスのレベルを、電波法で
規定しており（無線設備規則第７条）、全ての周波数に
おいて基本周波数の平均電力より６０ｄＢ低い値か又は
−２６ｄＢｍ以下であることと規定している。通常、送
信系１３は適当なバンドパスフィルタを含んでおり、所
望送信帯域以外では十分な減衰量を持たせる構成となっ
ている。従って、上記のスプリアスが問題となるのは、
両帯域の送信時のスプリアスＳｐ_１、Ｓｐ_２が所望の
送信帯域に規定値以上で落ち込んできた場合である。

【００６１】ここで、送信時のスプリアスＳｐ_１、Ｓ
ｐ_２の周波数ｆsp_ｋは以下で与えられる。ｆｓｐ_ｋ＝｜ｍ・ｆｒ_ＴＸｋ＋ｎ・ｆｉ_ＴＸｋ｜（ｍ、ｎは正及び負の整数でｍ＝ｎ＝１以外、ｋ＝１、２）・・（６）表１は図１１（ａ）の上記実施形態２における、スプリ
アス周波数の一例を示したものである。通信チャンネル
は、ＰＤＣシステムのアナログ帯域第９番目のチャンネ
ルの送信スプリアスを示している。

【００６２】

【表１】

【００６３】ここで、上記送信スプリアスが、所望送信
帯域内に落ち込んでくるメカニズムについて、図１２お
よび表１を参照に検討する。所望の送信帯域に落ち込ん
だスプリアス信号（表１〜のスプリアス）が直接送
信系に漏洩し、増幅されてアンテナから放射される場合
と、ベースバンド領域に落ち込んだスプリアス信号（表
１及びのスプリアス）によって、シンセサイザ等装
置内の発信源に変調がかかり、送信の変調スプリアスと
してアンテナから放射される場合との２通りが想定され
得る。

【００６４】前者の場合については、主にｆシフトミキ
サ１０で周波数混合されて発生するスプリアスが原因と
なるので、各シンセサイザの出力にバンドパスフィルタ
を設け、ｆシフトミキサに入力される両シンセサイザの
高調波を抑圧し、更にｆシフトミキサの特性を改善する
ことで回避できる。しかしながら、後者については、主
に高レベルの送信波（式（6）でｍ＝ｎ＝１の場合）と
装置内の発信源の基本波又は高調波が、単一もしくは複
数の非線型素子によって混合され、数１００ｋＨｚ以下
のベースバンド干渉波が発生するものと考えられ、この
ベースバンド干渉波に起因する干渉電圧が、シンセサイ
ザ内のＶＣＯの電源ラインや制御端子等に直接誘起して
変調がかかり、送信波の変調スプリアスとなる。

【００６５】例えば、図１１に示す周波数関係における
送信スプリアスについて、表１に具体的数値を挙げて考
えてみる。例えば、ＩＦシンセサイザ８が１８５.０５
ＭＨｚで、その５倍波が９２５.２５ＭＨｚであること
から、ＲＦシンセサイザ１２をアナログ帯域で使用した
場合に、ベースバンド帯域にスプリアスが発生する可能
性がある。表１は、ＲＦシンセサイザ１２がアナログ第
９ＣＨの場合（fr_tx2＝７４０.１７５ＭＨｚ）で、表
１、のスプリアスがベースバンドに落ち込んだスプ
リアスである。

【００６６】実際に、このベースバンドスプリアスが生
成されるメカニズムとして、送信波が大電力であること
を考えると、送信波とＩＦシンセサイザの高調波との間
で合成されて生じると推定される。従って、送信波は両
シンセサイザの基本波の合成により生成されるので、問
題となるベースバンドスプリアスは、表１の場合に
は、送信波とＩＦシンセサイザの５倍波との間で生成さ
れるものと考えられる。よって、式（6）より、前記ベ
ースバンドスプリアスの周波数fsp_2（MHz）は、 fsp_2＝ＴＸ２−１８５.０５＊５＝ＴＸ２−９２５.２５（ＭＨｚ）・（７）ＴＸ２はアナログ帯域送信周波数で与えられ、送信周波
数からfsp_2だけ離調した周波数に変調スプリアスが発
生する。

【００６７】図１３は、図１１（ａ）に示す周波数関係
におけるＰＤＣ小型携帯端末での送信スプリアスレベル
の測定例を示したものである。図中の横軸はスプリアス
と送信周波数との離調周波数で、fsp_2に相当する。縦
軸は、送信出力に対する対数比を示しており、単位はｄ
Ｂｃである。又、この変調スプリアスの特性はシンセサ
イザ内のＶＣＯの感度によって決定され、周波数関係が
異なっても、同等のＶＣＯを用いる限り、離調周波数と
変調スプリアスレベルの関係は同等であると想定され
る。図１３の場合、ＶＣＯの変調感度は２０ＭＨｚ／Ｖ
で、これより逆算して、制御端子に５０Ω換算で１６.
７μＶ（電力で−８８.５ｄＢｍ）の電圧が誘起してい
ると考えられる。測定に用いたのは、簡易シールドを施
した小型携帯機で送信出力は約８００ｍＷ（＋２９ｄＢ
ｍ）である。

【００６８】ここで、ＰＤＣの送信スプリアスの規格
は、前述のように送信出力レベルより６０ｄＢｃ以下
か、又は−２６ｄＢｍ以下のどちらか片方を満たせばい
いので、上記の様に、送信出力が＋２９ｄＢｍの場合は
−２６ｄＢｍ以下になればよく、従って送信出力から５
５ｄＢｃ以下になればよい。

【００６９】そこで、図１３の場合について考えると、
スプリアスレベルが−５５ｄＢｃ以下になる離調周波数
は、図中破線で示したように約９４ｋＨｚ以上になる。
つまり、図１３の例では、fsp_2もしくは離調周波数が
９４ｋＨｚ以下の場合に規格を満足することができず、
ＴＸ２が９２５.３４４ＭＨｚ以下の送信周波数ではＰ
ＤＣ規格を満足できない。逆に、規格を満足させるため
には、ベースバンド領域に落ち込む、全てのスプリアス
の周波数が、ＲＦシンセサイザ１２の全ての設定周波数
に対して、９４ｋＨｚ以上になるように、シンセサイザ
等装置内の発信源の周波数を選択してやらなければなら
ない。この様なベースバンド干渉波による変調に係わる
送信スプリアスは、発振回路に直接誘起するために、バ
ンドパスフィルタ等で除去することが極めて困難であ
る。

【００７０】すなわち、この送信スプリアスを抑圧する
には、シールドを強固にするか、全てのスプリアスの周
波数を、上記で述べたような、システムの規格及びＶＣ
Ｏ感度などの使用している回路の特性から決定されるベ
ースバンド周波数以上になるように、シンセサイザ等の
装置内の発信源の周波数関係に選定する以外方法はな
い。従って、図１１（ａ）の周波数関係で図１３の特性
を有するシンセサイザを用いた端末の場合、ＰＤＣシス
テムに関しては、表１の、のスプリアスによって規
格に適合しない。この上記端末でＰＤＣ規格を満足させ
るには、より強固なシールドが必要で、端末も大きくな
り、組み立ての工程及びシールド形状も複雑になるため
コストも高くなるという問題が生じる。

【００７１】以上の条件は、図１３の特性での場合であ
り、上記の条件はシステムの規格及び使用する回路の内
容、シールド特性等によって、決定される。

【００７２】そこで、上記スプリアスの問題を解決する
ために、本発明の請求項５に係る実施形態３では、例え
ば、ＰＤＣシステムで図１４に示すように、アナログ送
信時のＩＦシンセサイザ８の発振周波数fi_TX2を１８
４.９ＭＨｚに選択して、スプリアスの最低周波数を５
００ｋＨｚにして、上記のベースバンドスプリアスの変
調による送信スプリアスを抑圧する方法を用いる。

【００７３】しかし、本実施形態３ではアナログ帯域使
用時のＲＦシンセサイザの送受切換え周波数幅が１５０
ｋＨｚになり、実施形態２の説明で述べたように、ＲＦ
シンセサイザの送受切換えに５００μｓｅｃ程度の時間
が必要な場合、ＰＤＣシステムで用いる場合、殆どマー
ジンがなくなる。

【００７４】そこで、さらに、請求項６に係る実施形態
では、図１５、図１６の様な周波数関係を選択し、第１
ＩＦ周波数を９０.０５ＭＨｚに選び、ＲＦシンセサイ
ザは送受で切換えないこととする。図１５に示すよう
に、基準信号源周波数frefを１２.８ＭＨｚに選ぶと、
受信時のＩＦシンセサイザ８の位相比較周波数を１２.
８ＭＨｚに選ぶことが可能となり、受信時（送信から受
信）の切換え時間を飛躍的に短縮することが可能とな
る。しかし、送信時のＩＦシンセサイザ８の比較周波数
は１２.８ＭＨｚ、２２０.０５ＭＨｚ、１４５.０５Ｍ
Ｈｚの最大公約数の５０ｋＨｚになり若干送信時（受信
から送信）の切換え時間が遅くなる。

【００７５】もし、ＩＦシンセサイザ８の送信時（受信
から送信）の切換え時間が問題となるなら、図１６に示
すように、frefを１４.４ＭＨｚに選ぶことで、位相比
較周波数を１４.４ＭＨｚ、２２０.０５ＭＨｚ、１４
５.０５ＭＨｚの最大公約数である１５０ｋＨｚに選ぶ
ことができ、送信時（受信から送信）の切換え時間の改
善が可能となる。ただし、この場合、受信時（送信から
受信）の位相比較周波数は１.６ＭＨｚになり、受信時
の周波数切換え特性は若干犠牲になるが、図６の特性か
ら全く問題はない。上記のごとく、実施形態３によれ
ば、基準信号源周波数は、ＩＦシンセサイザ８の周波数
切換え特性によって、最適な値を選択することが可能と
なる。さらに、送受信切換えに関してＰＤＣシステムの
要求仕様を十分に満足しており、又スプリアスの最低周
波数も１ＭＨｚ以上になり、送信スプリアスの点でも問
題が無く、シールドも強固なものは必要なくなり、簡易
で低コストな小型ＰＤＣ端末を実現できる。

【００７６】＜実施形態４＞つぎに、本発明に係る実施
形態４では、装置内の任意の基準信号発信源の発振周波
数が、受信時のＩＦシンセサイザ８の発振周波数fi_rx
のＭ／Ｎ倍の場合に、受信時のみ該ＩＦシンセサイザ８
の代わりに、該基準信号発信源出力をＮ／Ｍ倍した信号
を、第２の受信ローカル信号として用いることを特徴と
する。

【００７７】図１７（ａ）はその構成を示したもので、
ＩＦシンセサイザ８に代わりに基準信号源出力をＮ／Ｍ
倍するＮ／Ｍ倍回路２０を用いる。Ｎ／Ｍ倍回路の構成
としては、例えば図１７（ｂ）に示すように、プログラ
マブルカウンタ等で構成したＭ分周器と、ダイオードや
インバータで構成されるＮ逓倍器の従属接続したものを
用いることができる。更に、上記の構成をとることによ
り、ＩＦシンセサイザ８は送信時のみ必要となるので、
ｆシフトミキサと同様、受信時に送受切換え信号９によ
り、全く電源を切断するかもしくは最低限必要な回路の
み動作させておく、非動作状態とすることができる。

【００７８】一般に、図１７（ｂ）に示すようなＮ／Ｍ
倍回路は、ＩＦシンセサイザ８の数分の１の消費電流で
動作するので、受信時のより一層の省電力化が可能とな
り、受信待ち受け時間の改善が可能となる。又、逆に送
信時にＮ／Ｍ倍回路を送受切換え信号９によって、送信
時非動作状態とすることで、Ｎ／Ｍ倍回路を追加したこ
とによる、送信時の余分な電流増加を回避し、通話時間
の劣化を防ぐことができる。

【００７９】上記実施形態のシステムにおける、Ｎ／Ｍ
倍回路を用いた送受信周波数の具体的設定例を図１８お
よび図１９に示す。図１８、図１９は本発明による請求
項８および請求項９に係る実施形態を示したものでもあ
る。図１８は第１ＩＦ周波数が１３０.０５ＭＨｚの場
合である。基準信号源周波数frefは受信時第２ローカル
周波数の９分の１である１４.４ＭＨｚに選び、基準信
号源１１の出力を９逓倍器２１で９逓倍し、受信時の第
２ローカル信号として用いている。図１９は第１ＩＦ周
波数が９０.０５ＭＨｚの場合である。基準信号源周波
数frefは受信時第２ローカル周波数の７分の１である１
２．８ＭＨｚに選び、基準信号源１１の出力を７逓倍器
２２で７倍し、受信第２ローカルとして用いている。

【００８０】図１８、図１９に示す両方の場合におい
て、ＩＦシンセサイザ８は送信時のみ必要となるので、
受信時には送受切換え信号９によって非動作状態として
いる。また、逆に送信時にＮ／Ｍ倍回路を送受切換え信
号９によって、送信時非動作状態とすることで、Ｎ／Ｍ
倍回路を追加したことによる、送信時の余分な電流増加
を回避し、通話時間の劣化を防いでいる。

【００８１】＜実施形態５＞さらに、本発明のＩＦシン
セサイザ内のＶＣＯについて考える。上述のように、本
発明ではＩＦシンセサイザが４つもしくは３つの周波数
に設定される。例えば、３つの周波数切り換では、図２
０（ａ）に示すように、送受切換信号９と帯域切換信号
３１に従ってｆＬ、ｆＭ、ｆＨが設定される。ここでｆ
Ｌは設定周波数のうちで最も低い周波数、ｆＨは最も高
い周波数、ｆＭは上記２周波の中間の周波数である。

【００８２】図２０（ｂ）は通常のＶＣＯの構成を示し
たものである。一般に発振回路を構成するには、インダ
クタ、キャパシタ等で構成される共振回路３６と正帰還
をかけた能動素子等によって構成される負性抵抗素子３
７を並列に接続し、共振回路３６の共振周波数におい
て、負性抵抗素子３７が負性抵抗特性を有する場合、共
振回路３６の共振周波数で発振可能となる。ここで、発
振周波数が可変であるＶＣＯの場合、共振回路３６に並
列に可変容量ダイオード等の可変リアクタンス素子３５
を接続することにより、負性抵抗素子から見た共振系の
共振周波数を変化させ、発振周波数を変化させる。ここ
で、ｆＬとｆＨ、ｆＬとｆＭ、ｆＭとｆＨ、もしくは３
つの周波数の間隔が、ＶＣＯの可変幅以上にわたる場合
に、単一の共振回路では実現が不可能となる。そこで図
２０（ｃ）にあるように共振回路を切換型共振回路３８
とし、複数の周波数帯域で発振可能なＶＣＯを構成す
る。

【００８３】例えば、図１１（ｂ）の場合について考え
ると、ＩＦシンセサイザは送受切換信号９並びに帯域切
換信号３１に応じて１２８．８ＭＨｚ（fL）、１８３．
９ＭＨｚ（fM）および２５８．９ＭＨｚ（fH）の３周波
に設定される。ここで通常のＩＦ帯ＶＣＯの可変周波数
帯域はせいぜい数十ＭＨｚなので、上記の例ではＶＣＯ
の共振回路を３帯域に切換える必要があり、回路が複雑
になり、小型化に対しても不利になる。

【００８４】そこで、本発明に係る実施形態５では、図
２１に示すように、ｆＬ、ｆＭ、ｆＨのうち少なくとも
１つの周波数（ここでこの周波数を選択された周波数と
呼ぶ）を、他の周波数もしくは該他の周波数からＶＣＯ
を切換えることなく設定可能な近傍の周波数（ここでこ
の周波数を原発振周波数と呼ぶ）のＫ/Ｌ倍に選び、該
選択された周波数の信号を使用するときは、ＩＦシンセ
サイザを該原発振周波数に設定し、ＩＦシンセサイザ出
力をＬ／Ｋ倍回路によって該選択された周波数に変換し
て使用する。

【００８５】更に、実施形態５の更なる発明では、上記
選択された周波数を用いない場合に、ＩＦシンセサイザ
の出力を送受切換信号・帯域切換信号に応じて、Ｌ／Ｋ
倍する機能を停止させる。例えば、上記の図１１（ｂ）
に示すような場合のfL（１２８．８ＭＨｚ:両帯域受信
時）とfH（２５８．９ＭＨｚ：ディジタル帯域送信時）
に着目すると、fH（２５８．９ＭＨｚ）の２分の１の周
波数が１２９．４５ＭＨｚになり、fL（受信時）との周
波数差は０．６５ＭＨｚであるので、この２分の１の周
波数を用いれば、ＶＣＯの共振回路の設定はfL（１２
８．８ＭＨｚ：受信時）の場合と同一でよい。従って、
ＩＦシンセサイザに用いるＶＣＯとしては２周波帯域で
切換えるだけでよく、回路の簡易化が図れる。

【００８６】図２２は、実施形態５のシステムにおけ
る、送受信周波数の具体例設定例で、ＩＦシンセサイザ
の設定周波数及び第１のＩＦ周波数、第２のＩＦ周波数
を図中に示すような周波数関係に選び、ディジタル送信
時のみ２逓倍回路３３を動作させ、ＩＦシンセサイザの
出力を２逓倍することで、ディジタル帯域送信時のＩＦ
搬送波を生成する。更に、受信時とアナログ帯域送信時
には２逓倍回路３３の逓倍機能を停止させる。ここでＶ
ＣＯから発生している２逓倍波がｆシフトミキサ１０の
動作上、問題ないレベルであれば、２逓倍回路３３は省
略してもよい。

【００８７】以上の構成により、通常ＶＣＯを３周波数
帯域で発振可能となる様に設計しなければならないとこ
ろを、２周波数帯域で発振可能となるように設計するだ
けでよく、設計の自由度も向上し、シンプルな構成で小
型のＩＦ帯ＶＣＯを実現できる。

【００８８】＜実施形態６＞次に、ＩＦシンセサイザの
スペクトルに着目する。理想的にはシンセサイザ出力の
スペクトルは線スペクトルでなければならないが、実際
にはある幅をもってすそ野が広がったようなスペクトル
になる。これは、ＶＣＯもしくは基準信号源が熱雑音な
どの雑音によって、出力に位相変動（いわゆる位相変調
がかかった状態）が生じてしまうためで位相雑音と呼ば
れる。

【００８９】図２１の回路において、Ｌ／Ｋ倍回路を用
いているが、周波数をＬ／Ｋ倍するということは、位相
変動をＬ／Ｋ倍することを意味しており、Ｌ＞Ｋの場合
は位相の変動が元の変動幅以上になる。従って、ＩＦシ
ンセサイザの位相雑音もＬ／Ｋ倍前に比べ劣化すること
になり、これは受信時の感度劣化もしくは送信時の隣接
チャンネル漏洩特性の劣化を引き起こす。逆に、Ｌ≦Ｋ
の場合は、位相変動がＬ／Ｋ倍前に比べ小さくなるの
で、ＩＦシンセサイザの位相雑音特性は改善されること
になる。

【００９０】そこで、本発明にかかる実施形態６では、
図２１のＬ／Ｋ倍回路において、Ｌ、ＫをＬ≦Ｋである
ように選び、ＩＦシンセサイザの位相雑音劣化を防ぎ、
良好な受信感度及び隣接チャンネル漏洩特性を有する無
線通信装置を実現する。

【００９１】例えば、上記の図１１（ｂ）に示すような
場合のｆＬ（１２８．８ＭＨｚ：両帯域受信時）とｆＨ
（２５８．９ＭＨｚ：ディジタル帯域送信時）に着目す
ると、ｆＬ（１２８．８ＭＨｚ）の２倍の周波数が２５
７．６ＭＨｚになり、ｆＬ（受信時）との周波数差は
１．３ＭＨｚであるので、この２倍の周波数を用いれ
ば、ＶＣＯの共振回路の設定はｆＨ（２５８．９ＭＨ
ｚ：ディジタル帯域送信時）の場合と同一でよく、かつ
２分周波を受信第２局発信号として使用するので、受信
時の感度は改善されることになる。

【００９２】図２３は、実施形態６のシステムにおける
Ｌ＝１，Ｋ＝２の場合で、送受信周波数の具体例設定例
で、ＩＦシンセサイザの設定周波数及び第１のＩＦ周波
数、第２のＩＦ周波数を図中に示すような周波数関係に
選び、両帯域受信時のみ２分周回路３４を動作させ、Ｉ
Ｆシンセサイザの出力を２分周することにより、受信時
の第２局発信号を生成する。更に、ディジタル帯域送信
時とアナログ帯域送信時には２分周回路３４の分周機能
を停止させる。ここでＶＣＯから原発振の２分周波が受
信第２ミキサの動作上、問題ないレベルであれば、２分
周回路３４は省略してもよい。

【００９３】以上の構成により、通常ＶＣＯを３周波数
帯域で発振可能となるように設計しなければならない所
を、２周波数帯域で発振可能となるように設計すれば良
いので、設計の自由度も向上し、シンプルな構成で小型
のＩＦ帯ＶＣＯを実現できるだけでなく、受信時の第２
局発信号の位相雑音が２分周することにより改善され、
受信感度の向上も図ることができる。すなわち、本発明
によればＩＦシンセサイザのより一層の小型化および受
信感度の改善も可能である。

【００９４】＜実施形態７＞図２４（ａ）はシンセサイ
ザの構成を示したものである。通常、携帯電話等に用い
られるシンセサイザではＶＣＯ、ループフィルタ及び基
準信号源以外（図中、太線枠内）はＰＬＬ・ＩＣ４０と
してＩＣ化されており、装置の小型化、簡略化が図られ
ている。ここで、図２３に示す分周器について考える
と、図２４（ｂ）にあるようなフリップフロップ回路を
用いることで実現できる。フリップフロップ回路は、同
図の入出力タイミングからも明らかなように、出力が入
力の立ち上がりを検出して反転するため、入力周波数の
１／２の周波数信号が出力される。

【００９５】一般に、ＰＬＬ・ＩＣにおいてＶＣＯの出
力を任意の分周比で分周するプログラマブルカウンタ１
８は上記フリップフロップを複雑に組み合わせて実現さ
れる。しかし、周波数が高くなると、該プログラマブル
カウンタ１８は回路遅延などの原因により動作不安定に
なるため、高周波帯域でシンセサイザを構成する場合
は、図２４（ｃ）に示すように、高周波で動作する２分
周器（フリップフロップ）４１乃至４３を用いて、プロ
グラマブルカウンタが動作可能な周波数領域まで周波数
を落として動作させる。したがって、ＰＬＬ・ＩＣ内部
に分周器が既に存在していることになる。

【００９６】そこで、本発明に係る実施形態７では、Ｌ
／Ｋ倍回路に分周回路を含む場合、該分周器をＰＬＬ・
ＩＣに内蔵させる。例えば、図２３に示すＬ＝１、Ｋ＝
２の場合、上記にあるようにＰＬＬ・ＩＣ内部で、ＶＣ
Ｏの出力を２分周器（フリップフロップ）によって分周
しているので、図２３に用いた２分周回路３４に代わ
り、ＰＬＬ・ＩＣの１段目の２分周器４１を代用するこ
とができる。また、プログラマブルカウンタ１８の構成
が図２４（ｃ）と異なる場合でも、ＩＣ内にフリップフ
ロップを追加することは極めて容易であり、２分周器を
ＰＬＬ・ＩＣに内蔵することは容易に実現できる。この
場合でも、入力部のバッファアンプ等の周辺回路を兼用
することができるので、回路電流の節減が可能となる。

【００９７】上記構成により、図２３にある２分周器３
４をＰＬＬ・ＩＣに内蔵することにより、回路面積を削
減することが可能であり、２分周器の周辺回路を兼用す
ることにより、回路電流の低減も可能となる。上記実施
形態では、２分周回路の場合について述べたが、本実施
形態ではＬ／Ｋ倍回路に分周回路を含むような場合にお
いても、ＰＬＬ・ＩＣに該分周回路を内蔵させることが
できるのは、言うまでもなく明らかである。

【００９８】

【発明の効果】以上、本発明によれば、２帯域で使用す
るダブルスーパヘテロダイン方式の無線通信装置で、Ｉ
Ｆ帯シンセサイザ及びＲＦ帯シンセサイザの両方もしく
はどちらか片方の発振周波数を各々の使用帯域の送受信
で切り替え、かつ送信時のみ両シンセサイザの出力を混
合し、該ミキサを受信時非動作状態とできるため、シン
セサイザを２個使用するだけの簡単な構成で、２つの周
波数帯域で使用でき、かつ受信待ち受け時間の改善も可
能となる。

【００９９】又、システムの周波数切換え時間の要求仕
様が、送信から受信と、受信から送信で異なる場合に
は、ＩＦシンセサイザの位相比較周波数を送受信で別々
の周波数に選択することにより、よりシンプルな構成で
２帯域無線通信装置が構成でき、更に、送信時に該ＲＦ
シンセサイザとＩＦシンセサイザの基本波及び高調波
が、周波数混合されて生じる送信時スプリアスが規定値
を満足する様に、両シンセサイザの周波数を選択するこ
とで、良好な特性を有する２帯域無線通信装置が実現で
きる。

【０１００】加えて、装置内の基準信号源と該ＩＦシン
セサイザの周波数関係がＭ／Ｎ倍である場合、受信時に
該基準信号のＮ／Ｍ倍波を受信第２局発信号として用
い、該ＩＦシンセサイザを受信時に非動作状態とするこ
とで、受信時消費電流をより小さくすることができる。

【０１０１】又、上記ＩＦシンセサイザの設定周波数の
うち、少なくとも一対の周波数関係を約Ｋ／Ｌ倍の関係
に選択し、ＩＦシンセサイザ出力のＬ／Ｋ倍波を用いる
ことにより、該シンセサイザ内のＶＣＯの構成を簡易化
でき、更にＬ≦Ｋとなるように定数を選ぶことで、シン
セサイザの位相雑音を改善し、良好な受信感度および隣
接チャンネル漏洩特性を実現できる。

【０１０２】加えて、Ｌ／Ｋ倍回路に分周回路が含まれ
る場合、該分周回路をＰＬＬ・ＩＣに内蔵することで、
基板面積の削減、消費電流の節減が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１に係る無線通信装置の構成図であ
る。

【図２】実施形態１に係る無線通信装置の具体的な周波
数設定例を示す図である。

【図３】実施形態１に係る無線通信装置の具体的な周波
数設定例を示す図である。

【図４】ＰＬＬシンセサイザの構成図である。

【図５】ＲＦシンセサイザの周波数切換え時間の特性図
である。

【図６】ＩＦシンセサイザの周波数切換え時間の特性図
である。

【図７】ＩＦシンセサイザの周波数設定フローチャート
である。

【図８】ＰＤＣシステムにおける移動機の通信シーケン
スを示したものである。

【図９】ＩＦシンセサイザの構成図である。

【図１０】ＩＦシンセサイザの周波数設定フローチャー
トである。

【図１１】実施形態２に係る無線通信装置の具体的な周
波数設定例を示す図である。

【図１２】ベースバンドスプリアスによって生じる送信
時の変調スペクトルの発生メカニズムの概念図である。

【図１３】ベースバンドスプリアスによって生じる送信
時の変調スペクトルの特性図である。

【図１４】実施形態３に係る無線通信装置の具体的な周
波数設定例を示す図である。

【図１５】実施形態３に係る無線通信装置の具体的な周
波数設定例を示す図である。

【図１６】実施形態３に係る無線通信装置の具体的な周
波数設定例を示す図である。

【図１７】実施形態４に係る無線通信装置の構成図であ
る。

【図１８】実施形態４に係る無線通信装置の具体的な周
波数設定例を示す図である。

【図１９】実施形態４に係る無線通信装置の具体的な周
波数設定例を示す図である。

【図２０】ＩＦシンセサイザに用いるＩＦ帯ＶＣＯの構
成図である。

【図２１】実施形態５に係るＩＦシンセサイザに用いる
ＩＦ帯ＶＣＯの構成図である。

【図２２】実施形態５に係る無線通信装置の具体的な周
波数設定例を示す図である。

【図２３】実施形態５に係る無線通信装置の具体的な周
波数設定例を示す図である。

【図２４】（ａ）は通常のシンセサイザの構成図であ
り、（ｂ）はフリップフロップ回路図であり、（ｃ）は
高周波で動作するフリップフロップ構成図である。

【図２５】従来の２帯域で使用できる無線通信装置の構
成を示した図である。

【符号の説明】

１アンテナ２送受切換えスイッチ３受信第１ミキサ４受信第１ＩＦバンドパスフィルタ５受信第２ミキサ６受信第２ＩＦバンドパスフィルタ７受信復調系８本発明でのＩＦシンセサイザ９送受切換え信号１０ｆシフトミキサ１１基準信号源１２本発明でのＲＦシンセサイザ１３送信系１４リファレンスカウンタ１５位相比較器１６ループフィルタ１７ＶＣＯ１８プログラマブルカウンタ１９インターフェース２０Ｎ／Ｍ逓倍回路２１９逓倍回路２２７逓倍回路２３３シンセサイザ方式のＲＦシンセサイザ２４３シンセサイザ方式の送信ＩＦシンセサイザ２５３シンセサイザ方式のｆシフトミキサ２６３シンセサイザ方式の受信ＩＦシンセサイザ２７従来の２シンセサイザ方式のＲＦシンセサイザ２８従来の２シンセサイザ方式のｆシフトミキサ２９従来の２シンセサイザ方式のＩＦシンセサイザ３０Ｍ分周器３１帯域切換信号３２Ｌ／Ｋ倍回路３３２逓倍回路３４２分周回路３５可変リアクタンス回路３６共振回路３７負性抵抗素子３８切換え型共振回路３９Ｎ逓倍器４０ＰＬＬ・ＩＣ４１高周波で動作可能な１段目の２分周器４２高周波で動作可能な２段目の２分周器４３高周波で動作可能な３段目の２分周器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の周波数帯域と第２の周波数帯域の
２つの周波数帯域で使用できるダブルスーパーヘテロダ
イン方式であって、ＲＦ帯シンセサイザ及びＩＦ帯シン
セサイザと、該ＲＦ帯シンセサイザ及び該ＩＦ帯シンセ
サイザの出力を周波数混合する為のミキサを備える無線
通信装置において、送信時には前記ミキサから出力され
る信号を送信搬送波として使用し、受信時には前記ＲＦ
シンセサイザの出力を受信用第１局発信号、前記ＩＦ帯
シンセサイザからの出力を受信用第２局発信号として使
用し、かつ前記ＲＦ帯シンセサイザ及び前記ＩＦ帯シン
セサイザ両方もしくはどちらか片方の発振周波数を、各
々の使用帯域の送受信において切り換えることを特徴と
する無線通信装置。
【請求項２】請求項１記載の無線通信装置において、
前記ＲＦシンセサイザと前記ＩＦシンセサイザ出力とを
周波数混合するミキサを、受信時に非動作状態とするこ
とを特徴とする無線通信装置。
【請求項３】請求項１または請求項２記載の無線通信
装置において、前記ＩＦシンセサイザの位相比較周波数
を送信時と受信時で異なる周波数に設定することを特徴
とする無線通信装置。
【請求項４】第１の周波数帯域の送信周波数帯域が９
４０〜９４８ＭＨｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１８
ＭＨｚ、第２の周波数帯域の送信周波数帯域が９２５〜
９４０ＭＨｚ、受信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨｚ
である２つの周波数帯域で使用できるダブルスーパーヘ
テロダイン方式の無線通信装置において、第１ＩＦ周波
数を１３０．０５ＭＨｚ、第２ＩＦ周波数を４５０ｋＨ
ｚ、ＩＦ帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯
域使用時および第２の周波数帯域使用時の受信時に１２
９．６ＭＨｚ、第１の周波数帯域使用時の送信時に２６
０．０５ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送信時に１
８５．０５ＭＨｚ、ＲＦ帯シンセサイザの発振周波数を
第１の周波数帯域使用時の送受信時に６７９．９５〜６
８７．９５ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送受信時
に７３９．９５〜７５４．９５ＭＨｚと設定することを
特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の無線通信装
置。
【請求項５】第１の周波数帯域の送信周波数帯域が９
４０〜９４８ＭＨｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１８
ＭＨｚ、第２の周波数帯域が送信周波数帯域が９２５〜
９４０ＭＨｚ、受信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨｚ
である２つの周波数帯域で使用できるダブルスーパーヘ
テロダイン方式の無線通信装置において、第１ＩＦ周波
数を１２８．９ＭＨｚ、第２ＩＦ周波数を１００ｋＨ
ｚ、ＩＦ帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯
域使用時および第２の周波数帯域使用時の受信時に１２
８．８ＭＨｚ、第１の周波数帯域使用時の送信時に２５
８．９ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送信時に１８
３．９ＭＨｚ、ＲＦ帯シンセサイザの発振周波数を第１
の周波数帯域使用時の送受信時に６８１．１〜６８９．
１ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送受信時に７４
１．１〜７５６．１ＭＨｚと設定することを特徴とする
請求項１〜３のいずれかに記載の無線通信装置。
【請求項６】第１帯域及び第２帯域各々の送信時に、
ＩＦ帯シンセサイザ（第１の帯域の送信時発振周波数が
fi_TX1、第２の帯域の送信時発振周波数がfi_TX2とす
る）、及びＲＦ帯シンセサイザ（第１の帯域の送信時発
振周波数がfr_TX1、第２の帯域の送信時発振周波数がfr
_TX2とする）から出力される信号の、基本成分及び高調
波成分が装置内の単一もしくは複数の非線型素子によっ
て周波数混合されて生じる送信時不要輻射スプリアス
（第１の帯域でSp_1、第２の帯域でSp_2とする）の周波
数fsp_kが、 fsp_k＝｜ｍ・fr_TXk+ｎ・fi_TXk｜ｍ、ｎは正負の整数でｍ＝ｎ＝１以外、k=1、2 第１の周波数帯域、第２の周波数帯域それぞれにおい
て、送信周波数帯域内に含まれず、かつ両帯域におい
て、Sp_k（k=1、2）がベースバンド領域に落ち込む場
合、装置内の任意の発振器に生じるSp_k（k=1、2）によ
る変調成分が、規定値を超えないように、fi_TXk、fr_T
Xk（k=1、2）を選択することを特徴とする請求項１〜３
のいずれかに記載の無線通信装置。
【請求項７】第１の周波数帯域の送信周波数帯域が９
４０〜９４８ＭＨｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１８
ＭＨｚ、第２の周波数帯域が送信周波数帯域が９２５〜
９４０ＭＨｚ、受信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨｚ
である２つの周波数帯域で使用できるダブルスーパーヘ
テロダイン方式の無線通信装置において、第１ＩＦ周波
数を９０．０５ＭＨｚ、第２ＩＦ周波数を４５０ｋＨ
ｚ、ＩＦ帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯
域使用時および第２の周波数帯域使用時の受信時に８
９．６ＭＨｚ、第１の周波数帯域使用時の送信時に２２
０．０５ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送信時に１
４５．０５ＭＨｚ、ＲＦ帯シンセサイザの発振周波数を
第１の周波数帯域使用時の送受信時に７１９．９５〜７
２７．９５ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送受信時
に７７９．９５〜７９４．９５ＭＨｚと設定することを
特徴とする請求項６記載の無線通信装置。
【請求項８】請求項１〜７のいずれかに記載の通信装
置において、受信時に装置内の任意の基準信号源の発振
周波数frefが、前記ＩＦシンセサイザの周波数fi_RXk
（k=1、2）のＭ／Ｎ倍となる場合（Ｎ、Ｍは１以上の整
数でＮ＝Ｍ＝１以外）、受信時に前記ＩＦシンセサイザ
出力に代わり装置内の基準信号源のＮ／Ｍ倍波を用い、
同時に前記ＩＦシンセサイザを非動作状態とし、送信時
には前記ＩＦシンセサイザを動作状態とし、同時に前記
基準信号源を除く前記Ｎ／Ｍ倍波を生成する機能を停止
させることを特徴とする無線通信装置。
【請求項９】請求項８記載の無線通信装置において、
装置内にある任意の基準信号源の発振周波数frefが１２
９．６ＭＨｚのＭ／Ｎ倍（Ｎ、Ｍは１以上の整数でＮ＝
Ｍ＝１以外）の場合に、第１の帯域及び第２の帯域の受
信時に、前記ＩＦシンセサイザ出力に代わり前記基準信
号源のＮ／Ｍ倍波を用い、同時に前記ＩＦシンセサイザ
を非動作状態とし、送信時には前記ＩＦシンセサイザを
動作状態とし、同時に前記基準信号源を除く前記Ｎ／Ｍ
倍波を生成する機能を停止させることを特徴とする無線
通信装置。
【請求項１０】請求項８記載の無線通信装置におい
て、装置内にある任意の基準信号源の発振周波数frefが
８９．６ＭＨｚのＭ／Ｎ倍（Ｎ、Ｍは１以上の整数でＮ
＝Ｍ＝１以外）の場合に、第１の帯域及び第２の帯域の
受信時に、前記ＩＦシンセサイザ出力に代わり前記基準
信号源のＮ／Ｍ倍波を用い、同時に前記ＩＦシンセサイ
ザを非動作状態とし、送信時には前記ＩＦシンセサイザ
を動作状態とし、同時に前記基準信号源を除く前記Ｎ／
Ｍ倍波を生成する機能を停止させることを特徴とする無
線通信装置。
【請求項１１】請求項１〜１０のいずれかに記載の無
線通信装置において、２帯域の送受信それぞれの場合に
選択されるＩＦシンセサイザの周波数fi_RX1、fi_RX2、
fi_TX1、fi_TX2のうち、すくなくとも１つ以上の周波数
が、他の周波数もしくはその近傍の周波数のＫ／Ｌ倍
（Ｋ、Ｌは１以上の整数でＫ＝Ｌ＝１以外）の関係に選
ばれ、かつ前記Ｋ／Ｌ倍に選択された周波数を使用する
場合は、前記ＩＦシンセサイザを関係のある他の周波数
に設定し、前記ＩＦシンセサイザ出力周波数のＬ／Ｋ倍
波を用いることを特徴とする無線通信装置。
【請求項１２】請求項１１記載の無線通信装置におい
て、前記Ｌ／Ｋ倍波を使用しない場合に、前記Ｌ／Ｋ倍
波を生成する機能を停止させることを特徴とする無線通
信装置。
【請求項１３】第１の周波数帯域の送信周波数帯域が
９４０〜９４８ＭＨｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１
８ＭＨｚ、第２の周波数帯域が送信周波数帯域が９２５
〜９４０ＭＨｚ、受信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨ
ｚである２つの周波数帯域で使用できるダブルスーパー
ヘテロダイン方式の無線通信装置において、第１ＩＦ周
波数を１２８．９ＭＨｚ、第２ＩＦ周波数を１００ｋＨ
ｚ、ＩＦ帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯
域使用時および第２の周波数帯域使用時の受信時に１２
８．８ＭＨｚ、第１の周波数帯域使用時の送信時に１２
９．４５ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送信時に１
８３．９ＭＨｚ、ＲＦ帯シンセサイザの発振周波数を第
１の周波数帯域使用時の送受信時に６８１．１〜６８
９．１ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送受信時に７
４１．１〜７５６．１ＭＨｚと設定し、第１の帯域の送
信時に前記ＩＦシンセサイザ出力の２逓倍波と前記ＲＦ
シンセサイザ出力とを混合して送信搬送波を生成するこ
とを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載の無
線通信装置。
【請求項１４】請求項１１または請求項１２に記載の
無線通信装置において、前記Ｋ、ＬをＫ≧Ｌの関係に選
択することを特徴とする無線通信装置。
【請求項１５】第１の周波数帯域の送信周波数帯域が
９４０〜９４８ＭＨｚ、受信周波数帯域が８１０〜８１
８ＭＨｚ、第２の周波数帯域が送信周波数帯域が９２５
〜９４０ＭＨｚ、受信周波数帯域が８７０〜８８５ＭＨ
ｚである２つの周波数帯域で使用できるダブルスーパー
ヘテロダイン方式の無線通信装置において、第１ＩＦ周
波数を１２８．９ＭＨｚ、第２ＩＦ周波数を１００ｋＨ
ｚ、ＩＦ帯シンセサイザの発振周波数を第１の周波数帯
域使用時および第２の周波数帯域使用時の受信時に２５
７．６ＭＨｚ、第１の周波数帯域使用時の送信時に２５
８．９ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送信時に１８
３．９ＭＨｚ、ＲＦ帯シンセサイザの発振周波数を第１
の周波数帯域使用時の送受信時に６８１．１〜６８９．
１ＭＨｚ、第２の周波数帯域使用時の送受信時に７４
１．１〜７５６．１ＭＨｚとし、両帯域の受信時に該Ｉ
Ｆシンセサイザ出力の２分周波を受信用第２局発信号と
して使用することを特徴とする請求項１１または請求項
１２に記載の無線通信装置。
【請求項１６】請求項１１乃至請求項１５に記載の無
線通信装置において、前記Ｌ／Ｋ倍回路が分周回路を含
む場合、該分周回路をＰＬＬ・ＩＣに内蔵したことを特
徴とする無線通信装置。