JPH11356099A

JPH11356099A - 回転電機の制御装置

Info

Publication number: JPH11356099A
Application number: JP10162381A
Authority: JP
Inventors: Yusuke Minagawa; 裕介皆川
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1998-06-10
Filing date: 1998-06-10
Publication date: 1999-12-24
Anticipated expiration: 2018-06-10
Also published as: JP3496518B2

Abstract

(57)【要約】【課題】先願装置の回転電機の制御を可能とする。【解決手段】回転電機101は、２つのロータと１つの
ステータを三層構造かつ同一の軸上に構成するととも
に、前記ステータに単一のコイルを形成し、この単一の
コイルに前記ロータの数と同数の回転磁場が発生するよ
うに複合電流が流されるものである。インバータ102は
複合電流を前記単一のコイルに流す。この場合に、各ロ
ータへの指令電圧値を発生手段103、104が発生し、これ
ら２つの指令電圧値を加算手段105が加算し、この加算
した指令電圧値と三角波キャリアとの比較によりPWM制
御手段106がPWM信号を発生させ、この発生したPWM信号
をインバータ102に出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は回転電機の制御装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】同一定格トルクの同期モータを独立に２
つ設け、それぞれを同期回転させるようにしたものが提
案されている（特開平９−２７５６７３号公報参照）。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、構造をコン
パクトにするため、２つのロータと１つのステータを三
層構造かつ同一の軸上に構成することが考えられる（特
開平８−３４０６６３号公報参照）。

【０００４】この場合、２つのロータを別々に同期回転
させるため、ステータには各ロータに専用のコイルを用
意するとともに、この各専用コイルに流す電流を制御す
るインバータ（電流制御器）を２つ備えさせなければな
らない。

【０００５】しかしながら、それぞれのコイル、それぞ
れのインバータに電流を流すのでは、電流による損失
（銅損、スイッチングロス）をまぬがれない。

【０００６】このため、コイルを共用化するため単一の
コイルとし、このコイルに複数の回転磁場が発生するよ
うに複合電流を流すことにより、電流による損失を防止
するようにしたものを先に提案した（特願平１０−７７
４４９号参照）。このものを以下、先願装置という。

【０００７】この場合、先願装置の回転電機の制御装置
を具体的に構成する必要がある。

【０００８】そこで本発明は、先願装置の回転電機を対
象として、各ロータへの指令電圧値を加算したものと三
角波キャリアとの比較でPWM信号を発生させることによ
り、先願装置の回転電機の制御を可能とすることを目的
とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】第１の発明は、図１１に
示すように、２つのロータと１つのステータを三層構造
かつ同一の軸上に構成するとともに、前記ステータに単
一のコイルを形成し、この単一のコイルに前記ロータの
数と同数の回転磁場が発生するように複合電流が流され
る回転電機101と、前記複合電流を前記単一のコイルに
流すインバータ102と、前記各ロータへの指令電圧値を
発生する手段103、104と、これら指令電圧値を発生する
手段103、104からの２つの指令電圧値を加算する手段10
5と、この加算した指令電圧値と三角波キャリアとの比
較によりPWM信号を発生させ、この発生したPWM信号を前
記インバータ102に出力する手段106とを備える。

【００１０】第２の発明は、図１２に示すように、１つ
のステータと少なくとも１つが誘導コイルを備える２つ
のロータとを三層構造かつ同一の軸上に構成するととも
に、前記ステータに単一のコイルを形成し、この単一の
コイルに前記ロータの数と同数の回転磁場が発生するよ
うに複合電流が流される回転電機111と、前記複合電流
を前記単一のコイルに流すインバータ102と、前記各ロ
ータへの指令電圧値を発生する手段103、104と、これら
指令電圧値を発生する手段103、104からの２つの指令電
圧値を加算する手段105と、この加算した指令電圧値と
三角波キャリアとの比較によりPWM信号を発生させ、こ
の発生したPWM信号を前記インバータ102に出力する手段
106とを備える。

【００１１】第３の発明では、第１または第２の発明に
おいて前記各ロータへの指令電圧値を発生する手段が、
目標トルクとロータ角速度より励磁電流指令値とトルク
電流指令値を演算する手段と、これら電流指令値に従う
電流制御を行って得られる三相交流電圧指令値を、前記
指令電圧値として生成する手段とからなる。

【００１２】第４の発明では、第１から第３までのいず
れか一つの発明において前記２つの指令電圧値の加算値
を前記三角波キャリアの振幅と同一かまたはそれ以下に
する。

【００１３】第５の発明では、第１から第４までのいず
れか一つの発明において前記各指令電圧値を片側振幅に
変更した後で加算し、この加算した指令電圧値と、同じ
く片側振幅に変更した三角波キャリアとの比較によりPW
M信号を発生させる。

【００１４】

【発明の効果】第１、第２、第４、第５の各発明によれ
ば、簡単な構成で先願装置の回転電機を制御することが
できる。

【００１５】ここで、先願装置の回転電機とは、２つの
ロータと１つのステータを三層構造かつ同一の軸上に構
成するとともに、前記ステータに単一のコイルを形成
し、この単一のコイルに前記ロータの数と同数の回転磁
場が発生するように複合電流が流される回転電機または
１つのステータと少なくとも１つが誘導コイルを備える
２つのロータとを三層構造かつ同一の軸上に構成すると
ともに、前記ステータに単一のコイルを形成し、この単
一のコイルに前記ロータの数と同数の回転磁場が発生す
るように複合電流が流される回転電機のことである。

【００１６】第３の発明によれば、目標トルクとロータ
角速度で先願装置の回転電機を運転できる。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は回転電機本体1の断面図で
ある。図示の構成は、先願装置（特願平１０−７７４４
９号参照）によりすでに提案している。本願発明は、先
願装置に関連してなされたものであるため、先に先願装
置について概説する。

【００１８】同図において、円筒状のステータ2の外側
と内側に所定のギャップをおいてロータ3、4が配置され
（3層構造）、外側と内側の各ロータ3、4は全体を被覆
する外枠5（図３参照）に対して回転可能にかつ同軸に
設けられている。

【００１９】内側ロータ4は半周をS極、もう半周をN極
とした一対の永久磁石で形成され、これに対して、外側
ロータ3は内側ロータ4の一極当たり2倍の極数を持つよ
うに永久磁石極が配置される。つまり、外側ロータ3のS
極、N極は各2個であり、90度毎にS極とN極が入れ替わる
ように構成されている。

【００２０】このように各ロータ3、4の磁極を配置する
と、内側ロータ4の磁石は外側ロータ3の磁石により回転
力を与えられることがなく、この逆に外側ロータ3の磁
石が内側ロータ4の磁石により回転力を与えられること
もない。

【００２１】たとえば、内側ロータ4の磁石が外側ロー
タ3に及ぼす影響を考えてみる。簡単のため内側ロータ4
は固定して考える。まず、内側ロータ4のS極とこれに対
峙する外側ロータ3の上側磁石SNとの関係において、図
示の状態で仮に内側ロータ4のS極が出す磁力を受けて、
外側ロータの上側磁石SNが時計方向に回転しようとした
とすると、内側ロータ4のN極とこれに対峙する外側ロー
タ3の下側磁石SNとの関係においては、内側ロータ4のN
極により外側ロータ3の下側磁石SNが反時計方向に回転
しようとする。つまり、内側ロータ4のS極が外側ロータ
3の上側磁石に及ぼす磁力と内側ロータ4のN極が外側ロ
ータ3の下側磁石に及ぼす磁力とがちょうど相殺するこ
とになり、外側ロータ3は内側ロータ4と関係なく、ステ
ータ2との関係だけで制御可能となるわけである。この
ことは、後述するようにステータコイルに発生する回転
磁場とロータとの間でも同じである。

【００２２】ステータ2は、外側ロータ3の1磁極当たり3
個のコイル6で構成され、合計12個（＝3×4）のコイル6
が同一の円周上に等分に配置されている。なお、7はコ
イルが巻回されるコアで、コイル6と同数のコア7が円周
上に等分に所定の間隔（ギャップ）8をおいて配列され
ている。

【００２３】なお、後述するように、12個のコイルは番
号で区別しており、この場合に6番目のコイルという意
味でコイル6が出てくる。上記のコイル6という表現と紛
らわしいが、意味するところは異なっている。

【００２４】これら12個のコイルには次のような複合電
流I₁〜I₁₂を流す。

【００２５】まず内側ロータ4に対する回転磁場を発生
させる電流（三相交流）を流すため、［1，2］＝［7，
8］、［3，4］＝［9，10］、［5，6］＝［11，12］の３
組のコイルに120度ずつ位相のずれた電流Id、If、Ieを
設定する。

【００２６】ここで、番号の下に付けたアンダーライン
は反対方向に電流を流すことを意味させている。たとえ
ば、1組のコイル［1，2］＝［7，8］に電流Idを流すと
は、コイル1からコイル7に向けてIdの半分の電流を、か
つコイル2からコイル8に向けてIdのもう半分の電流を流
すことである。1と2、7と8が円周上でそれぞれ近い位置
にあるので、この電流供給により、内側ロータ4の磁極
と同数（２極）の回転磁場を生じさせることが可能とな
る。

【００２７】次に、外側ロータ3に対する回転磁場を発
生させる電流（三相交流）を流すため、［1］＝［4］＝
［7］＝［10］、［2］＝［5］＝［8］＝［11］、［3］
＝［6]=[9］＝［12］の3組のコイルに120度ずつ位相が
ずれた電流Ia、Ic、Ibを設定する。

【００２８】たとえば、1組のコイル［1］＝［4］＝
［7］＝［10］に電流Iaを流すとは、コイル1からコイル
4にIaの電流をかつコイル7からコイル10に向けてもIaの
電流を流すことである。コイル1と7、コイル4と10がそ
れぞれ円周上の180度ずつ離れた位置にあるため、この
電流供給により、外側ロータ3の磁極と同数（4極）の回
転磁場を生じさせることができる。

【００２９】この結果、12個のコイルには次の各複合電
流I₁〜I₁₂を流せばよいことになる。

【００３０】

【数１】 I₁＝Ia＋(1/2)Id I₂＝Ic＋(1/2)Id I₃＝Ib＋(1/2)If I₄＝Ia＋(1/2)If I₅＝Ic＋(1/2)Ie I₆＝Ib＋(1/2)Ie I₇＝Ia＋(1/2)Id I₈＝Ic＋(1/2)Id I₉＝Ib＋(1/2)If I₁₀＝Ia＋(1/2)If I₁₁＝Ic＋(1/2)Ie I₁₂＝Ib＋(1/2)Ie ただし、数１式において、電流記号の下につけたアンダ
ーラインは逆向きの電流であることを表している。

【００３１】さらに図２を参照して複合電流の設定を説
明すると、図２は、図１との比較のため、ステータ2の
内周側と外周側に各ロータに対して別々の回転磁場を発
生させる専用のコイルを配置したものである。つまり、
内周側コイルd、f、eの配列が内側ロータに対する回転
磁場を、また外周側コイルa、c、bの配列が外側ロータ
に対する回転磁場を発生する。この場合に、２つの専用
コイルを共通化して、図１に示した単一のコイルに再構
成するには、内周側コイルのうち、コイルdに流す電流
の半分ずつをコイルdの近くにあるコイルaとcに負担さ
せ、同様にして、コイルfに流す電流の半分ずつをコイ
ルfの近くにあるコイルbとaに、またコイルeに流す電流
の半分ずつをコイルeの近くにあるコイルcとbに負担さ
せればよいわけである。上記複合電流I₁〜I₁₂の式はこ
のような考え方を数式に表したものある。

【００３２】電流設定の方法はこれに限られるものでな
く、他の電流設定方法でもかまわない。たとえば、

【００３３】

【数２】 I₁＝Ia+Id I₂＝Ic I₃＝Ib+If I₄＝Ia I₅＝Ic+Ie I₆＝Ib I₇＝Ia+Id I₈＝Ic I₉＝Ib+If I₁₀＝Ia I₁₁＝Ic+Ie I₁₂＝Ib のように、I₁、I₃、I₅、I₇、I₉、I₁₁の各電流を流すコ
イルの負担をI₂、I₄、I₆、I₈、I₁₀、I₁₂の各電流を流す
残りのコイルよりも大きくすることもできる。

【００３４】この逆に、

【００３５】

【数３】 I₁＝Ia+I_i I₂＝Ic+I_ii I₃＝Ib+I_iii I₄＝Ia+I_iv I₅＝Ic+I_v I₆＝Ib+I_vi I₇＝Ia+I_vii I₈＝Ic+I_viii I₉＝Ib+I_ix I₁₀＝Ia+I_x I₁₁＝Ic+I_xi I₁₂＝Ib+I_xii でもかまわない。数３式の右辺第２項の電流I_i〜I_xiiは
12相交流となるわけで、この12相交流で内側回転磁界を
形成するようにすればよいのである。

【００３６】このように複合電流の電流設定を行うと、
単一のコイルでありながら、内側ロータ4に対する回転
磁場と外側ロータ3に対する回転磁場との２つの磁場が
同時に発生するが、内側ロータ4の磁石は外側ロータ3に
対する回転磁場により回転力を与えられることがなく、
また外側ロータ3の磁石が内側ロータ4に対する回転磁場
により回転力を与えられることもない。この点は理論解
析で証明されている。

【００３７】上記Id、If、Ieの電流設定は内側ロータ4
の回転に同期して、また上記Ia、Ic、Ibの電流設定は外
側ロータ3の回転に同期してそれぞれ行う。トルクの方
向に対して位相の進み遅れを設定するが、これは同期モ
ータに対する場合と同じである。

【００３８】図３は図１に示した回転電機1を対象とす
る制御システム図である。

【００３９】上記複合電流I₁〜I₁₂をステータコイルに
供給するため、バッテリなどの電源からの直流電流を交
流電流に変換するインバータ12を備える。瞬時電流の全
ての和は０になるためこのインバータ12は、通常の3相
ブリッジ型インバータを12相にしたものと同じで、24個
のトランジスタTr1〜Tr24とこのトランジスタと同数の
ダイオードから構成される。

【００４０】インバータ12の各ゲート（トランジスタの
ベース）に与えるＯＮ、ＯＦＦ信号はPWM信号である。

【００４１】各ロータ3、4を同期回転させるため、各ロ
ータ3、4の位相（後述する外側モータの磁極位置θ₁、
内側モータの磁極位置θ₂）を検出する回転角センサが
設けられ、これら回転角センサからの信号が入力される
制御回路15では、外側ロータ3、内側ロータ4に対する必
要トルク（正負あり）のデータ（必要トルク指令）に基
づいてPWM信号を発生させる。

【００４２】このように、先願装置では、2つのロータ
3、4と１つのステータ2を三層構造かつ同一の軸上に構
成するとともに、ステータ2に単一のコイル6を形成し、
この単一のコイル6にロータの数と同数の回転磁場が発
生するように複合電流を流すようにしたことから、ロー
タの一方をモータとして、残りをジェネレータとして運
転する場合に、モータ駆動電力と発電電力の差の分の電
流を単一のコイルに流すだけでよいので、効率を大幅に
向上させることができる。

【００４３】また、2つのロータに対してインバータが1
つでよくなり、さらにロータの一方をモータとして、残
りをジェネレータとして運転する場合には、上記のよう
に、モータ駆動電力と発電電力の差の分の電流を単一の
コイルに流すだけでよくなることから、インバータの電
力スイッチングトランジスタのキャパシタンスを減らす
ことができ、これによってスイッチング効率が向上し、
より全体効率が向上する。

【００４４】これで先願装置の概説を終える。

【００４５】次に、本発明の一実施形態の制御回路15に
ついて説明する。

【００４６】以下では極対数違いの3相交流モータが2つ
（外側モータと内側モータ）あるものと考え、それぞれ
のモータ印加電圧を算出する。

【００４７】図３において、制御回路15は、2つの電流
演算器21、22、2つの電流制御器23、24、1つのPWM制御
装置25から構成される。

【００４８】まず、電流演算器21では外側モータ（内側
ロータ3）の目標トルクτ₁とモータ角速度ω₁（外側モ
ータの磁極位置θ₁に基づいて計算される）より励磁電
流指令値I₁d*とトルク電流指令値I₁q*が、また電流演算
器22では内側モータ（内側ロータ4）の目標トルクτ₂と
モータ角速度ω₂（内側モータの磁極位置θ₂に基づいて
計算される）より励磁電流指令値I₂d*とトルク電流指令
値I₂q*がそれぞれ算出され、電流制御器23では電流指令
値I₁d*、I₁q*に従い、また電流制御器24では電流指令値
I₂d*、I₂q*に従いそれぞれ電流制御が行われる。

【００４９】この電流制御を図４のブロック図により説
明する。

【００５０】図４において、外側モータ用の電流制御器
23の制御内容と内側モータ用の電流制御器24の制御内容
とは同様であるので、外側モータ用の電流制御器23を主
に説明する。なお、電流制御器の内容は特開平１０−２
８３０４号公報に詳しいが、電流制御器そのものに本発
明の要旨はないので、該公報を参照して概説する。

【００５１】電流制御器23は、座標変換部41、PI制御部
42、43、非干渉制御部44、2-3相座標変換部45、デッド
タイム補償部46などから構成される。

【００５２】座標変換部41では、外側モータの磁極位置
θ₁を使って、外側モータ電流Ia、Ib、Icが励磁分電流I
₁dとトルク分電流I₁qに変換される。PI制御部42では励
磁分電流指令値I₁d*と励磁分電流I₁dの差分に応じたPI
制御が、またもう一つのPI制御部43ではトルク分電流指
令値I₁q*とトルク分電流I₁qの差分に応じたPI制御がそ
れぞれ行われる。

【００５３】非干渉制御部44では、励磁分電流指令値I₁
d*とトルク分電流指令値I₁q*からｄ軸とｑ軸間の干渉を
取り除く電圧指令値V₁dc、V₁qcが計算される。この非干
渉制御部44により計算される電圧指令値V₁dc、V₁qcがPI
制御部42、43の出力電圧に加えられた電圧指令値V₁d、V
₁qは、2-3相座標変換部45で外側モータの磁極位置θ₁を
使って三相交流の電圧指令値Va、Vb、Vcに変換される。

【００５４】デッドタイム補償部46では、外側モータの
磁極位置θ₁を使ってデッドタイム補償電圧値Vad、Vb
d、Vcdが計算され、三相交流電圧指令値Va、Vb、Vcにこ
の無駄時間補償電圧値Vad、Vbd、Vcdが加えられた値
が、最終的な三相交流電圧指令値（外側モータ指令電圧
値）Va、Vb、Vcとなる。

【００５５】同様にして、内側モータ用の電流制御器24
により、内側モータの磁極位置θ₂を使って内側モータ
指令電圧値Vd、Ve、Vfが得られる。

【００５６】一方、電流分離計算器31では、複合電流I₁
〜I₁₂が外側モータ電流Ia、Ib、Icと内側モータ電流I
d、Ie、Ifに分離される。

【００５７】複合電流の設定が上記の数２式の場合で具
体的に説明すると、電流分離のため四則演算を行うの
で、電流記号の下に付したアンダーラインに代えて、記
号の前に負の記号をつける。この表示に従えば、数２式
は次のように表される。

【００５８】

【数４】 I₁＝Ia+Id ・・・(4-1) I₂＝-Ic ・・・(4-2) I₃＝Ib-If ・・・(4-3) I₄＝-Ia ・・・(4-4) I₅＝Ic+Ie ・・・(4-5) I₆＝-Ib ・・・(4-6) I₇＝Ia-Id ・・・(4-7) I₈＝-Ic ・・・(4-8) I₉＝Ib+If ・・・(4-9) I₁₀＝-Ia ・・・(4-10) I₁₁＝Ic-Ie ・・・(4-11) I₁₂＝-Ib ・・・(4-12) 数４式において、まず右辺が単項の式を探せば、

【００５９】

【数５】 Ia＝-I₄＝-I₁₀ Ib＝-I₆＝-I₁₂ Ic＝-I₂＝-I₈ の式より、外側モータ用電流Ia、Ib、Icを求めることが
できる。

【００６０】次に、内側モータ電流Id、Ie、Ifについて
は次に示す数６式、数７式、数８式のいずれかの計算に
より求めることができる。

【００６１】

【数６】 (4-1)式+(4-4)式:I₁+I₄＝Ia+Id-Ia＝Id ∴Id＝I₁+I₄ (4-5)式+(4-8)式:I₅+I₈＝Ic+Ie-Ic＝Ie ∴Ie＝I₅+I₈ (4-9)式+(4-12)式:I₉+I₁₂＝Ib+If-Ib＝If ∴If＝Ｉ_９＋Ｉ_１２

【００６２】

【数７】（４−１）式-(4-7)式:I₁-I₇＝2Id ∴Id＝(1/2)(I₁-I₇) (4-5)式-(4-11)式:I₅-I₁₁＝2Ie ∴Ie＝(1/2)(I₅-I₁₁) (4-9)式-(4-3)式:I₉-I₃＝2If ∴If＝(1/2)(I₉-I₃)

【００６３】

【数８】 (4-7)式+(4-10)式:I₇+I₁₀＝Ia-Id-Ia＝-Id ∴Id＝-(I₇+I₁₀) (4-8)式+(4-11)式:I₈+I₁₁＝-Ic+Ic-Ie＝-Ie ∴Ie＝-(I₈+I₁₁) (4-3)式+(4-6)式:I₃+I₆＝Ib-If-Ib＝-If ∴If＝-(I₃+I₆) 図３に戻り、電流制御器23、24からの2つのモータ指令
電圧値Va、Vb、VcとVd、Ve、Vfが入力されるPWM制御装
置25では12個のPWM信号が発生される。

【００６４】このPWM制御装置25を図５により説明する
と、PWM制御装置25は加算器61、三角波発生器62、比較
器63からなる。

【００６５】加算器61では、外側モータ指令電圧値V1
(t)（Va、Vb、Vcの総称)と内側モータ指令電圧値V2(t)
(Vd、Ve、Vfの総称)とを位相を合わせて加算することに
より、上記の複合電流I₁〜I₁₂に対応する12個の指令電
圧値V₁〜V₁₂が

【００６６】

【数９】 V₁＝Va+Vd V₂＝Vc V₃＝Vb+Vf V₄＝Va V₅＝Vc+Ve V₆＝Vb V₇＝Va+Vd V₈＝Vc V₉＝Vb+Vf V₁₀＝Va V₁₁＝Vc+Ve V₁₂＝Vb のように生成される。

【００６７】数９式において、電圧記号の下につけたア
ンダーラインは逆向きの電圧（たとえば、V₃であればVb
からVfを差し引く）ことを表している。

【００６８】これら12個の指令電圧値V₁〜V₁₂と三角波
発生器62の出力する三角波キャリア(搬送波)et(t)とを
比較器63において比較することで、12個のPWM信号Pa(t)
(P₁〜P₁₂の総称)が生成される。

【００６９】PWM制御装置の働きをさらに図６を参照し
て説明すると、図６の上二段は従来のPWM制御器の作動
を示す。ただし、指令電圧は、三相交流のうちの一相で
代表させている。この場合、本来の指令電圧は±振幅の
電圧であるが、これを片側振幅の電圧とするとともに、
三角波キャリアも同様に片側振幅とし、このようにして
いずれも片側振幅とした三角波キャリアと指令電圧の振
幅をさらに一致させた後で、両者を比較することによ
り、PWM出力波形を得ている。このとき、指令電圧が変
化すると、PWM出力波形のパルス幅が変化し、これによ
って電力をコントロールできる。

【００７０】これに対して、下二段は本実施形態のPWM
制御装置の作動を示す。本実施形態では、三角波キャリ
アと比較するのは基本的に２つの指令電圧値の和であ
る。詳細には、電流制御器23、24からの各指令電圧値V1
(t)、V2(t)を片側振幅の電圧とするとともに、三角波キ
ャリアも片側振幅とし、片側振幅とした２つの指令電圧
値V1´(t)、V2´(t)を足し合わせたものと、片側振幅と
した三角波キャリアet´(t)との各ゼロ点を一致させた
上で比較を行わせる。また、片側振幅とした指令値電圧
の振幅の和であるW1＋W2は、電源電圧Vbatを超えないよ
うに設定する。

【００７１】図６の下二段では、わかりやすくするた
め、V1´(t)＝０とし、かつV2´(t)として一相で代表さ
せている。

【００７２】図５、図６ではPWM制御がアナログ制御で
ある場合で記載しているが、デジタル処理においても同
様である。

【００７３】このように、本発明の一実施形態では、外
側モータ指令電圧値V1(t)と内側モータ指令電圧値V2(t)
とを加算したあとで、三角波キャリアとの比較によりPW
M信号Pa(t)を生成させるようにした。これによって、簡
単な構成で先願装置の回転電機を制御することが可能と
なった。

【００７４】図７の制御システム図は第２実施形態で、
第１実施形態の図３に置き換わるものである。

【００７５】上記の数２式（数４式）で表される電流設
定に対して適合したのが第１実施形態であったのに対し
て、第２実施形態は、上記の数３式に対する電流設定に
対して適合したものである。

【００７６】第２実施形態では、図７に示したように位
相調整器71、72が新たに追加されている。

【００７７】第１実施形態との違いを主に説明すると、
位相調整器71では、外側モータ指令電圧値V1(t)(Va、V
b、Vc)に対して位相調整を行うことによって、図８左側
に示した12個の指令電圧値V1₁〜V1₁₂が生成される。た
とえば、指令電圧値V1₁にVaをそのまま用いるとき、指
令電圧値V1₇を生成させるには、V1₁に用いたVaを半周ぶ
ん遅らせればよい。

【００７８】もう一つの位相調整器72では、内側モータ
指令電圧値V2(t)(Vd、Ve、Vf)に対して位相調整を行う
ことによって、図８右側に示した12個の指令電圧値V2₁
〜V2₁₂が生成される。さらに、外側モータ指令電圧値V1
(t)と内側モータ指令電圧値V2(t)とが位相的にずれてい
ることがあるので、この位相ずれ分がなくなるようにも
位相調整器72において位相調整を行っている。

【００７９】PWM制御装置73では、これら２つの位相調
整器71、72の出力を加算することにより、上記の数３式
の複合電流I₁〜I₁₂に対応する12個の指令電圧値V₁〜V₁₂
が

【００８０】

【数１０】 V₁＝V1₁+V2₁＝Va+V_i V₂＝V1₂+V2₂＝Vc+V_ii V₃＝V1₃+V2₃＝Vb+V_iii V₄＝V1₄+V2₄＝Va+V_iv V₅＝V1₅+V2₅＝Vc+V_v V₆＝V1₆+V2₆＝Vb+V_vi V₇＝V1₇+V2₇＝Va+V_vii V₈＝V1₈+V2₈＝Vc+V_viii V₉＝V1₉+V2₉＝Vb+V_ix V₁₀＝V1₁₀+V2₁₀＝Va+V_x V₁₁＝V1₁₁+V2₁₁＝Vc+V_xi V₁₂＝V1₁₂+V2₁₂＝Vb+V_xii のように作られ、これら指令電圧値V₁〜V₁₂と三角波発
生器の出力する三角波キャリアet(t)とを比較器におい
て比較することで、12個のPWM信号P₁〜P₁₂が生成され
る。

【００８１】なお、位相調整器72に入力する指令電圧値
により流れる電流Id(t)、Ie(t)、If(t)を

【００８２】

【数１０】 Id(t)＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β) Ie(t)＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-2π/3) If(t)＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-4π/3) ただし、Ic₂(t):振幅 β:内側電流位相差としたとき、位相調整器72の出力である指令電圧値V2₁
〜V2₁₂により流れる12個の電流I2₁〜I2₁₂は

【００８３】

【数１１】 I2₁＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β) I2₂＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-2π/12) I2₃＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-4π/12) I2₄＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-6π/12) I2₅＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-8π/12) I2₆＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-10π/12) I2₇＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-12π/12) I2₈＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-14π/12) I2₉＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-16π/12) I2₁₀＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-18π/12) I2₁₁＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-20π/12) I2₁₂＝Ic₂(t) sin(ω₂t-β-22π/12) となる。

【００８４】図９は、第２実施形態の電流制御器24のブ
ロック図で、第１実施形態の図４に対応する。

【００８５】ここでも第１実施形態と異なる部分を主に
説明すると、電流分離計算部81では、複合電流I₁〜I₁₂
が、外側モータ電流Ia、Ib、Icと内側モータ電流I_i〜I
_xiiに分離される。

【００８６】この分離計算に当たっても四則演算を行う
ので、第１実施形態と同様、数３式において電流記号の
下に付したアンダーラインに代えて記号の前に負の記号
をつけた表示に従えば、数３式は次のように表される。

【００８７】

【数１２】 I₁＝Ia+I_i I₂＝-Ic+I_ii I₃＝Ib+I_iii I₄＝-Ia+I_iv I₅＝Ic+I_v I₆＝-Ib+I_vi I₇＝Ia+I_vii I₈＝-Ic+I_viii I₉＝Ib+I_ix I₁₀＝-Ia+I_x I₁₁＝Ic+I_xi I₁₂＝-Ib+I_xii さて、数１２式の連立一次方程式を解こうとしても、変
数が15（Ia、Ib、Icの3個とI_i〜I_xiiの12個を合わせて1
5個）に対して方程式の数が12しかないため、このまま
では数１２式の連立方程式を解くことができない。

【００８８】しかしながら、数１２式の右辺第２項で定
まる内側モータ用の12相交流波形は、正弦波の崩れ方に
特徴があるため、これを6相交流に置き換えることがで
きる（図１０参照）。このとき、数１２式は次のように
表される。

【００８９】

【数１３】 I₁＝Ia+I_i ・・・(13-1) I₂＝-Ic+I_ii ・・・(13-2) I₃＝Ib+I_iii ・・・(13-3) I₄＝-Ia+I_iv ・・・(13-4) I₅＝Ic+I_v ・・・(13-5) I₆＝-Ib+I_vi ・・・(13-6) I₇＝Ia-I_i ・・・(13-7) I₈＝-Ic-I_ii ・・・(13-8) I₉＝Ib-I_iii ・・・(13-9) I₁₀＝-Ia-I_iv ・・・(13-10) I₁₁＝Ic-I_v ・・・(13-11) I₁₂＝-Ib-I_vi ・・・(13-12) ここで、数１３式をみると、変数が9（Ia、Ib、Icの3個
とI_i〜I_viの6個を合わせて9個）となり、方程式の数(1
2)より小さくなったので、数１３式の連立一次方程式を
解くことができる。たとえば、次の数１４式のようにす
ることで、内側モータ電流I_i〜I_viを求めることができ
る。

【００９０】

【数１４】 (13-1)式-(13-7)式:I₁-I₇＝2I_i ∴I_i＝(1/2)(I₁-I₇) (13-2)式-(13-8)式:I₂-I₈＝2I_ii ∴I_ii＝(1/2)(I₂-I₈) (13-3)式-(13-9)式:I₃-I₉＝2I_iii ∴I_iii＝(1/2)(I₃-I₉) (13-4)式-(13-10)式:I₄-I₁₀＝2I_iv ∴I_iv＝(1/2)(I₄-I₁₀) (13-5)式-(13-11式:I₅-I₁₁＝2I_v ∴I_v＝(1/2)(I₅-I₁₁) (13-6)式-(13-12)式:I₆-I₁₂＝2I_vi ∴I_vi＝(1/2)(I₆-I₁₂) また、数１４式で求めた内側モータ電流I_i〜I_viを数１
３式に代入することで、外側モータ電流Ia、Ib、Icが求
まる。

【００９１】このようにして求められた内側モータ電流
I_i〜I_viは、座標変換部91で、内側モータの磁極位置θ₂
を使って、励磁分電流I₂dとトルク分電流I₂qに変換され
る。

【００９２】このように、第２実施形態では、位相調整
器71、72を追加することで、数３式（数１２式）の電流
設定を行った場合にも、図１に示す回転電機1を制御す
ることができる。

【００９３】実施形態では、図１に示した構成、つまり
外側ロータと内側ロータの極対数の比が2：1の組み合わ
せの場合について、図５に示したようにPWM制御装置を
構成したが、この場合に限定されるものでなく、２つの
ロータの極数違いやコイル数の違う構成についても、ま
た、外側ロータと内側ロータの極対数の比が2：1の組み
合わせ以外の場合にも、同様の考え方でPWM制御装置を
構成することができる。

【００９４】実施形態では、図１に示した構成、つまり
同期モータ型で説明したが、本願発明とほぼ同時期に出
願している誘導モータ型のものに対しても、本発明を適
用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施形態の回転電機本体の概略断面図。

【図２】ステータ2の内周側と外周側に専用コイルを配
置した回転電機本体の概略断面図。

【図３】制御システム図。

【図４】電流制御器23、24のブロック図。

【図５】PWM制御装置25の概略構成図。

【図６】PWM制御装置の作動を示す波形図。

【図７】第２実施形態の制御システム図。

【図８】位相調整器71、72の働きを示す表図。

【図９】第２実施形態の電流制御器24のブロック図。

【図１０】12相交流、6相交流の分布を示す波形図。

【図１１】第１の発明のクレーム対応図。

【図１２】第２の発明のクレーム対応図。

【符号の説明】

２ステータ３外側ロータ４内側ロータ６コイル２３、２４電流制御器２５ PWM制御装置６１加算器６２三角波発生器６３比較器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２つのロータと１つのステータを三層構造
かつ同一の軸上に構成するとともに、前記ステータに単
一のコイルを形成し、この単一のコイルに前記ロータの
数と同数の回転磁場が発生するように複合電流が流され
る回転電機と、前記複合電流を前記単一のコイルに流すインバータと、前記各ロータへの指令電圧値を発生する手段と、これら指令電圧値を発生する手段からの２つの指令電圧
値を加算する手段と、この加算した指令電圧値と三角波キャリアとの比較によ
りPWM信号を発生させ、この発生したPWM信号を前記イン
バータに出力する手段とを備えることを特徴とする回転
電機の制御装置。
【請求項２】１つのステータと少なくとも１つが誘導コ
イルを備える２つのロータとを三層構造かつ同一の軸上
に構成するとともに、前記ステータに単一のコイルを形
成し、この単一のコイルに前記ロータの数と同数の回転
磁場が発生するように複合電流が流される回転電機と、前記複合電流を前記単一のコイルに流すインバータと、前記各ロータへの指令電圧値を発生する手段と、これら指令電圧値を発生する手段からの２つの指令電圧
値を加算する手段と、この加算した指令電圧値と三角波キャリアとの比較によ
りPWM信号を発生させ、この発生したPWM信号を前記イン
バータに出力する手段とを備えることを特徴とする回転
電機の制御装置。
【請求項３】前記各ロータへの指令電圧値を発生する手
段は、目標トルクとロータ角速度より励磁電流指令値と
トルク電流指令値を演算する手段と、これら電流指令値
に従う電流制御を行って得られる三相交流電圧指令値
を、前記指令電圧値として生成する手段とからなること
を特徴とする請求項１または２に記載の回転電機の制御
装置。
【請求項４】前記２つの指令電圧値の加算値を前記三角
波キャリアの振幅と同一かまたはそれ以下にすることを
特徴とする請求項１から３までのいずれか一つに記載の
回転電機の制御装置。
【請求項５】前記各指令電圧値を片側振幅に変更した後
で加算し、この加算した指令電圧値と、同じく片側振幅
に変更した三角波キャリアとの比較によりPWM信号を発
生させることを特徴とする請求項１から４までのいずれ
か一つに記載の回転電機の制御装置。