JPH11356083A

JPH11356083A - モータ駆動制御装置

Info

Publication number: JPH11356083A
Application number: JP10160641A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Chin; 慧陳; Koji Matsuda; 公二松田
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 1998-06-09
Filing date: 1998-06-09
Publication date: 1999-12-24
Anticipated expiration: 2018-06-09
Also published as: JP3298508B2

Abstract

(57)【要約】【課題】複数の励磁相を有するモータの駆動を制御
する装置であって、電流検出回路を２以上使用せず、簡
潔な回路構成で、トルク変動を生じさせる電流変動を抑
制できるモータ駆動制御装置を提供する。【解決手段】モータの各励磁相ａ〜ｅに供給する励磁
信号を生成する駆動回路２２，２３と、各励磁相ごとに
励磁信号の方向決定及びオン・オフの切替えを行う制御
回路２１とを備える。制御回路２１は、駆動回路２２，
２３に対し、励磁電流の切替え時に励磁電流が立ち上が
る相と立ち下がる相の電流変化率を一致させるか又は同
程度にする駆動信号を供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスモータ
やリニアモータ等のように複数の励磁相を有するモータ
の駆動制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】例えば、自動車のパワーステアリング装
置の駆動源として用いられているブラシレスモータは、
３相以上の励磁相を有するモータであり、その駆動は矩
形波状の励磁電流によって行われる。

【０００３】５相ブラシレスモータの場合、モータ駆動
回路は、モータの回転子（ロータ）の外周面を電気角で
72 度ずつ離隔して取り囲むように配設された５相（以
下、これらをａ相〜ｅ相という）の励磁コイルａ〜ｅに
対し、マイクロコンピュータ等の制御回路による制御下
で、４相同時に励磁する４相励磁方式により、コイルを
１相ずつ順次切り換えて矩形波電流で励磁し、ロータを
回転駆動させる。この４相励磁方式では、モータ電流は
５相のうちの４つの相に流れることになるが、各相にバ
ランスよく電流を流すために、各励磁コイルの抵抗は全
て等しくなるように形成されている。

【０００４】このようなモータ駆動回路は、１０個の電
界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されている。これ
ら１０個のトランジスタは、対応する２個のトランジス
タを直列接続して５つの直列トランジスタ回路を形成
し、それぞれを電源の＋，−両端子間に接続すると共
に、各直列トランジスタ回路の２個のトランジスタの接
続部をそれぞれ、Ｙ字形にスター結線した５個の励磁コ
イルａ〜ｅの外端に接続することにより、モータのコイ
ル回路と接続されている。

【０００５】このモータ駆動回路から各励磁コイルへ供
給される励磁電流（矩形波）の方向及び長さは、ロータ
の回転角（電気角）の値に対して、例えば図１６に示す
ようになる。すなわち、電気角で36度毎に順次１相ずつ
励磁コイルを切り替え、１つの相コイルを電気角で144
度の間励磁することにより、ロータを連続して回転させ
るようになっている。この図では、電気角をθとしたと
き、 0≦θ＜36，36≦θ＜72，72≦θ＜108 ， 108≦θ
＜144 ， 144≦θ＜180 ， 180≦θ＜216 ，216≦θ＜2
52 ， 252≦θ＜288 ， 288≦θ＜324 ， 324≦θ＜360
の区間を、それぞれ (1)，・・・・，(10)で表わしてい
る。

【０００６】この例の場合、ａ相の電流は、区間(1) 及
び(2) で＋方向に流れ、区間(3) で０、区間(4) から
(7) で−方向に流れ、区間(8) で０、区間(9) から(10)
を経て再び区間(1) で＋方向に流れる。ｂ相の電流は、
区間(1) から(4) で＋方向に流れ、区間(5) で０、区間
(6) から(9) で−方向に流れ、区間(10)で０、そして再
び区間(1) で＋方向に流れる。ｃ相の電流は、区間(1)
で−方向に流れ、区間(2) で０、区間(3) から(6) で＋
方向に流れ、区間(7) で０、区間(8) から(10)を経て再
び区間(1) で−方向に流れる。ｄ相の電流は、区間(1)
から(3) で−方向に流れ、区間(4) で０、区間(5) から
(8) で＋方向に流れ、区間(9) で０、そして区間(10)か
ら再び−方向に流れる。ｅ相の電流は、区間(1) で０、
区間(2) から(5) で−方向に流れ、区間(6) で０、区間
(7) から(10)で＋方向に流れ、再び区間(1) で０とな
る。従って、(1) から(10)の各区間の境界（電気角で36
度毎の切替時）では、５つの励磁コイルのうちの２つが
互いに逆向きに切り替えられることになる。

【０００７】このような励磁電流の切替えは、原理的に
は、図１６に示すような矩形波の立ち上がり又は立ち下
がりで表わされるが、実際には、その立ち上がり又は立
ち下がり波形は横軸に対し直角に変化するものでなく、
励磁電流が＋方向に立ち上がるまで、或いは−方向に立
ち下がるまで、ある程度の時間Δｔ（モータ回路の時定
数の３倍位）がかかる。

【０００８】例えば、図１６の区間(8) と(9) の境界
（電気角で 288度）では、ａ相の電流が０から＋の一定
値まで立ち上がる一方、ｄ相の電流が＋の一定値から０
に立ち下がり、ｂ相及びｃ相の電流は共に“−”の一定
値、ｅ相の電流は“＋”の一定値であるが、この境界部
分の波形の変化を拡大すると、図１７に示すようにな
る。

【０００９】詳細には、ａ相の立ち上がり電流は、時間
Δｔの間に０から＋の一定値まで漸進的に増大する一
方、ｄ相の立ち下がり電流は、時間Δｔよりも短い時間
Δt1（モータ回路の時定数より小さい）で、＋の一定値
から０まで減少する。この時、他の３つの相ｂ，ｃ，ｅ
は切り替えられない相であるが、５つの相の電流をｉ_a,
ｉ_b,ｉ_c,ｉ_d,ｉ_e で表わしたとき、これらの電流の間に
は次の関係がある。

【００１０】ｉ_a ＋ｉ_d ＋ｉ_e ＝−（ｉ_b ＋ｉ_c ）＝Ｉ …(1) このため、ａ相とｄ相の電流が上記のように変化する
と、ｂ，ｃ，ｅ相の電流も変化する。すなわち、ａ相と
ｄ相の電流変化率が異なるために、この２つの相の電流
の合計値が定常値にならず、図１７のようにｂ相，ｃ相
の電流が変動する結果、ｅ相の電流も上記時間Δｔの間
変化する。これらの電流変動により、過度的なトルク変
動が生じてしまう。

【００１１】上記のように２つの相の電流の立上りと立
下りの電流変化率が異なるのは、次の理由による。

【００１２】まず、モータ駆動回路に供給される電源電
圧をＶb ，スター結線した励磁コイルａ〜ｅの中心接続
点の電圧をＶn とする。

【００１３】次に、図１７において、時間Δt1の区間を
、時間Δt2（＝Δｔ−Δt1）の区間をとする。

【００１４】区間では、＋から０に切り替えられるｄ
相（ＯＦＦ相）の電流ｉ_d は、−Ｖn ，コイルの逆起電
圧Ｅ_d 及びモータ回路の時定数に応じた変化率で、モー
タ駆動回路からモータへの通電電流Ｉの半分（Ｉ／２）
から零（０）まで下がる。このとき、ＯＦＦ相の等価回
路に加えられる電圧をＶ_OFF とすると、Ｖ_OFF ＝−Ｖn
−Ｅ_d ＜０であり、Ｖn は近似的にＶb/２となる。一
方、０から＋に切り替えられるａ相（ＯＮ相）の電流ｉ
_a は、電圧Ｖb ，−Ｖn 、コイルの逆起電圧Ｅ_a及びモ
ータ回路の時定数に応じた変化率で、零（０）から上昇
するが、このとき、ＯＮ相の等価回路に加えられる電圧
をＶ_ONとすると、Ｖ_ON＝Ｖb・Duty1(矩形波のデューティ
比）−Ｖn −Ｅ_a である。

【００１５】式で説明すると、ＯＦＦ相の等価回路によ
り、電流ｉ_d は次式で表される。

【００１６】ｉ_d(t)＝ (I/2)ｅ^-t/T＋（Ｖ_OFF/Ｒ）(1−ｅ^-t/T) …(2) ∴ｔ＝０のとき、ｉ_d ＝Ｉ／２但し、Ｔは等価回路の電気的時定数、Ｒは等価回路の抵
抗である。

【００１７】一方、ＯＮ相の等価回路により、電流ｉ_a
は次式で表される。

【００１８】ｉ_a(t)＝（Ｖ_ON／Ｒ）(1−ｅ^-t/T) …(3) ∴ｔ＝０のとき、ｉ_a ＝０，ｔ→∞で、ｉ_a ＝Ｖ_ON／Ｒ＝Ｉ／２従って、ＯＦＦ相，ＯＮ相の各電流ｉ_d ，ｉ_a の変化率
は、それぞれ次のようになる。

【００１９】 di_d(t)/dt ＝−(1/T)(I/2)ｅ^-t/T＋(1/T)(Ｖ_OFF/Ｒ) ｅ^-t/T ＝−(I/2−Ｖ_OFF/Ｒ)(1/T)ｅ^-t/T ＝−(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅ_d/Ｒ)(1/T)ｅ^-t/T …(4) di_a(t)/dt ＝(1/T)(Ｖ_ON／Ｒ) ｅ^-t/T ＝(I/2)(1/T)ｅ^-t/T …(5) 上式(4) 及び(5) において、(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅ_d/Ｒ) ＞
I/2 であるから、ＯＦＦ相の電流変化率の方がＯＮ相の
電流変化率より大きい。特に、等価回路の抵抗Ｒが小さ
い場合、電源電圧Ｖb(≒２Ｖn)が大きい場合、或いは高
速回転時で逆起電圧Ｅ_d が大きい場合には、ＯＦＦ相の
電流変化率はＯＮ相の電流変化率よりかなり大きくな
る。

【００２０】従って、ＯＦＦ相の電流ｉ_d がＩ／２から
０まで下がる時間（Δt1）よりも、ＯＮ相の電流ｉ_a が
０からＩ／２まで上がる時間（Δｔ）のほうが長い。す
なわち、区間の最後でＯＮ相の電流ｉ_a はＩ／２に到
達せず、上昇途中である。

【００２１】その後、区間において、ＯＮ相の電流ｉ
_a が最終的に定常値（Ｉ／２）に到達するが、それまで
に時間Δt2（モータ回路の時定数の２〜３倍）を要す
る。従って、切り替えられる２つの相の電流の立ち上が
りと立ち下がりでは、電流変化率が異なっている。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来の
モータ駆動回路による励磁電流の制御では、切替える２
つの相（例えば、図１６のａ相とｄ相）の電流の立上り
と立下りの変化率が異なるため、切替えられない相（例
えば、図１６のｂ相、ｃ相、ｅ相）の電流が変動し、そ
れらの電流変動により過度的なトルク変動が生じてしま
う。

【００２３】このようなトルク変動を生じさせる相切替
時の電流変動を抑制するためには、各相の電流を制御す
ればよいが、その制御のために各相の電流を検出する必
要があり、２以上の電流検出回路が必要になる。特に、
５相ブラシレスモータの場合は、４相励磁方式を採用し
ていることから、モータ駆動回路に４つの電流検出回路
と４つの電流ループが必要であり、駆動回路の構成が複
雑化し、コストも高くなるという問題点があった。

【００２４】本発明は、以上の状況に鑑み、電流検出回
路を２以上使用せず、簡潔な回路構成で、上記のような
トルク変動を生じさせる電流変動を抑制できるモータ駆
動制御装置を提供することにある。

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明は、複数の励磁相
を有するモータの駆動を制御する装置であって、モータ
の各励磁相に供給する励磁信号を生成する駆動手段と、
各励磁相ごとに励磁信号の方向決定及びオン・オフの切
替えを行う制御手段とを備え、該制御手段は、上記切替
え時に切り替えられる相の励磁信号の変化率を制御する
ことを特徴とする。

【００２６】本発明の具体的な一態様では、上記駆動手
段は、励磁信号としてモータの複数の励磁コイルに供給
する励磁電流を生成する駆動回路を含み、上記制御手段
は、励磁電流の切替え時に励磁電流が立ち上がる励磁相
と立ち下がる励磁相の電流変化率を一致させるか又は同
程度にする駆動信号を上記駆動回路に供給することを特
徴とする。

【００２７】更に具体的な態様では、上記制御手段は、
励磁電流が切り替えられない励磁相に対する第１のＰＷ
Ｍ信号と、励磁電流が立ち上がる励磁相及び／又は立ち
下がる励磁相に対する第２のＰＷＭ信号とを合成演算す
ることにより、上記駆動信号を生成することを特徴とす
る。

【００２８】更に具体的な態様では、上記第２のＰＷＭ
信号のデューティ比 (Duty2)は、上記切替え時のモータ
電流値（Ｉ）、上記第１のＰＷＭ信号のデューティ比
(Duty1)及びモータの回転角速度（ω）の関数であるこ
とを特徴とする。

【００２９】

【作用及び効果】本発明によれば、制御手段は、駆動手
段からモータの各励磁相ごとに供給される励磁信号の方
向決定及びオン・オフの切替えを行う。その切替え時に
切り替えられる励磁信号の変化率を制御することによ
り、切替える２つの相の電流変化率を一致させる（又は
同程度にする）ことができる。これにより、切り替えな
い相の電流変動が抑制されるので、前述のトルク変動も
なくなる。

【００３０】また、励磁信号は、従来通りモータ回路を
流れる電流のみを検出すれば生成可能であるから、励磁
信号の変化率を制御するために各相の電流を検出する必
要がなく、制御のための回路構成も複雑化しない。

【００３１】具体的な態様では、上記駆動手段に含まれ
る駆動回路で生成された励磁電流がモータの相励磁コイ
ルに供給される。制御手段は、励磁電流の切替え時に励
磁電流が立ち上がる励磁相と立ち下がる励磁相の電流変
化率を一致させるか又は同程度にする駆動信号を駆動回
路に供給する。これにより、切り替えない相の電流変動
が抑制される。

【００３２】更に具体的な態様では、上記駆動信号は、
制御手段において、励磁電流が切り替えられない励磁相
に対する第１のＰＷＭ信号と、励磁電流が立ち上がる励
磁相及び／又は立ち下がる励磁相に対する第２のＰＷＭ
信号とを合成演算することにより、生成される。

【００３３】更に具体的な態様では、上記第２のＰＷＭ
信号のデューティ比 (Duty2)は、上記切替え時のモータ
電流値（Ｉ）、上記第１のＰＷＭ信号のデューティ比
(Duty1)及びモータの回転角速度（ω）の関数で計算さ
れるので、制御手段は、第１のＰＷＭ信号と共に第２の
ＰＷＭ信号を自動生成し、両信号の合成演算により、励
磁電流が切り替えられる相の電流変化率を制御する駆動
信号を容易に得ることができる。

【００３４】本発明をブラシレスモータの駆動制御に用
いれば、安価で電流変動が抑制された高性能モータ制御
装置が得られる。例えば、前記のような電動パワーステ
アリング装置に本発明のモータ駆動制御装置を取り入れ
ることにより、不快なトルク変動がなく、操舵感覚に優
れたパワーステアリングを実現できる。

【００３５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の装置で駆動制御
されるモータの一例の５相ブラシレスモータの内部構造
を示す縦断面図である。

【００３６】この５相ブラシレスモータ１は、円筒形の
ハウジング２と、このハウジング２の軸心に沿って配設
され、軸受３ａ，３ｂにより回転自在に支持された回転
軸４と、この回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久
磁石５と、この永久磁石５を包囲するようにハウジング
２の内周面に固定され且つ５相の励磁コイル６ａ，６
ｂ，６ｃ，６ｄ及び６ｅが巻き付けられた固定子（ステ
ータ）６とを具備し、回転軸４及び永久磁石５によって
回転子（ロータ）７を構成している。

【００３７】ロータ７の回転軸４の一端部の近傍には、
位相検出用のリング状永久磁石８が固定され、この永久
磁石８は、周方向に等間隔で交互にＳ極とＮ極に着磁さ
れている。また、ロータ７の永久磁石５も、Ｓ極及びＮ
極が周方向に交互に等問隔で着磁されている。

【００３８】ハウジング２内の軸受３ｂが配設された側
の端面には、ステー９を介して、リング状の薄板からな
る支持基板１０が、その内側の絶縁部分が上記永久磁石
８に対向するように配設されている。この支持基板１０
の永久磁石８側の面には、永久磁石８に対向するよう
に、例えばホール素子からなる位相検出素子１１が固定
されている。なお、位相検出素子１１は、実際には励磁
コイル６ａ〜６ｅの駆動タイミングに対応して周方向に
適宜離間して５個（１１ａ〜１１ｅ）設けられている
が、図１は、そのうちの一つのみ示している。

【００３９】上記位相検出素子１１ａ〜１１ｅは、各々
に対向する永久磁石８の磁極が、Ｎ極の場合には、位置
検出信号として“Ｈ”のセンサ信号を、Ｓ極の場合には
“Ｌ”のセンサ信号をそれぞれ出力する。これら各位相
検出素子１１ａ〜１１ｅの出力は、各素子に対向する永
久磁石８の磁極によって変化することを利用して、ロー
タ７の回転位置を検知できる。その回転位置に応じて、
後述のモータ駆動制御装置２０（図２）が、上記５相の
励磁コイル６ａ〜６ｅに対し、４相同時に通電しなが
ら、通電する励磁コイルを１相ずつ順次切り換える４相
励磁方式により、ロータ７を回転駆動するようになって
いる。

【００４０】一方、５相の励磁コイル６ａ〜６ｅは、ロ
ータ７の外周面を電気角で 72 度ずつ離隔して取り囲む
ように配設され、図２に示すように、Ｙ字型にスター結
線されて、このモータのコイル回路１２を構成してい
る。なお、上記４相励磁方式ではモータ電流は４つの相
に流れることになるが、電流はコイル抵抗に反比例する
ので、各相にバランスよく電流を流すために、各励磁コ
イル６ａ〜６ｅのコイル抵抗は全て等しくなるように形
成されている。

【００４１】また、上記ステータ６は、例えば、図示し
ないステータコア内周面に等間隔に３０個のスロットを
有すると共に、これらのスロット間に同数の凸部を有
し、そのうち５個の凸部を１組として、各組に各励磁コ
イル６ａ〜６ｅを巻き付けるように構成されている。各
励磁コイル６ａ〜６ｅの一端は、まとめて結線され、他
端は、モータ駆動制御装置２０に接続されている。

【００４２】モータ駆動制御装置２０は、図２に示すよ
うに、制御回路２１、ＦＥＴゲート駆動回路２２、モー
タ駆動回路２３、電流検出回路２４及びロータ位置検出
回路２５で構成されている。ここで、制御回路２１が本
発明における制御手段に対応し、ＦＥＴゲート駆動回路
２２及びモータ駆動回路２３が駆動手段に対応してい
る。

【００４３】制御回路２１は、例えばマイクロコンピュ
ータで構成され、定電圧源２６から一定電圧が供給され
る。制御回路２１には、外部回路２７から電流指令Ｉ
_ref が入力され、電流検出回路２４からモータ電流検出
値Ｉ、ロータ位置検出回路２５からロータ位置信号Ｓ
_a-e （＝Ｓ_a ，・・・・，Ｓ_e ）がそれぞれ入力される。制
御回路２１は、これらの入力信号に基づいて、モータ駆
動回路２３からモータのコイル回路１２に供給される駆
動電流を制御する。

【００４４】ここで、前述の電動パワーステアリング装
置の駆動源として上記５相ブラシレスモータが用いられ
る場合、外部回路２７は、自動車の変速機の出力軸の回
転数に応じたパルス信号を発生する車速センサの出力か
ら求められる車速検出値Ｖと、ステアリングホィールの
入力軸に加えられた操蛇トルクを検出するトルクセンサ
の出力から求められるトルクの方向を含む検出値Ｔとか
ら、特性線図を参照して対応するモータ電流値を検索
し、これを電流指令信号Ｉ_ref として出力するように構
成される。これは、上記動作を実行するＣＰＵなどの回
路で構成可能であるが、この回路に代えて、上記車速セ
ンサ及びトルクセンサの各出力を制御回路２１に入力
し、ここで電流指令Ｉ_ref を生成するように構成しても
よい。

【００４５】上記モータ駆動回路２３は、電源供給側
（上段側）に５個，アース側（下段側）に５個の合計１
０個のトランジスタ（電界効果トランジスタＦＥＴ）Ｔ
a1〜Ｔe1，Ｔa2〜Ｔe2で構成されている。これら１０個
のトランジスタＴa1〜Ｔe1，Ｔa2〜Ｔe2は、上段側と下
段側とで対応するトランジスタが直列接続され、これら
直列接続のトランジスタ対（Ｔa1−Ｔa2，Ｔb1−Ｔb2，
Ｔc1−Ｔc2，Ｔd1−Ｔd2，Ｔe1−Ｔe2）の各々の上段側
端子は制御回路２１に、下段側端子は電流検出回路２４
に、それぞれ接続されると共に、各トランジスタ対の接
続部は、各励磁コイル６ａ〜６ｅの外端（スター結線の
中心側とは逆側）と接続されている。そして、トランジ
スタＴa1〜Ｔe2の各々のゲート電圧は、ロータ位置検出
回路２５からの検出信号Ｓ_a-e に基づいて、制御回路２
１により制御される。

【００４６】上記モータ駆動回路２３から各励磁コイル
６ａ〜６ｅへの励磁電流の方向及び大きさは、基本的に
は従来と同様、前述の図１６に示すようになり、各トラ
ンジスタＴa1〜Ｔe2のオン／オフのタイミングは、下記
の表１のゲート信号（上段）Ｇa1〜Ｇe1及びゲート信号
（下段）Ｇa2〜Ｇe2に示すようになる。なお、表１で
は、各トランジスタＴa1〜Ｔe2をオン，オフするゲート
信号Ｇa1〜Ｇe2を、それぞれ“１”，“０”で表してい
る。

【００４７】

【表１】図１６において、ロータ７が、例えば (1)の状態にある
ものとすると、これは表１の区間(1) に該当し、上段側
のトランジスタＴa1，Ｔb1及び下段側のトランジスタＴ
c2，Ｔd2がオン状態、これら以外のトランジスタはオフ
状態であるので、励磁コイル６ａ及び６ｂには外端側か
ら電流が流れ、励磁コイル６ｃ及び６ｄには結線側から
電流が流れる。これにより、ロータ７のＮ極又はＳ極と
その周囲に発生したＮ極又はＳ極との間の磁気吸引力及
び反発力が生じ、ロータ２７が回転する。そして、ロー
タ２７が、図１６の (2)の状態に移行すると、これは表
１の区間(2) に該当し、上段側のトランジスタＴa1，Ｔ
b1及び下段側のトランジスタＴd2，Ｔe2がオン状態、こ
れ以外のトランジスタがオフ状態であるので、励磁コイ
ル６ａ及び６ｂには外端側から電流が流れ、励磁コイル
６ｄ及び６ｅには結線側から電流が流れる。これによ
り、ロータ７が更に回転する。

【００４８】以上の操作を繰返し行うと、表１に示すタ
イミングで各トランジスタが駆動され、図１６に示すよ
うに、電気角で 36 度毎に順次１相ずつ励磁コイルを切
り替え、１つの相を電気角で 144度の間励磁する。これ
により、ステータ５に発生するＮ極又はＳ極が順次移動
し、ロータ７が連続回転する。

【００４９】電流検出回路２４は、上記モータ駆動回路
２３の下段側のトランジスタＴa2〜Ｔe2に接続した電流
検出抵抗を有し、その両端に発生した電圧を増幅すると
共にノイズを除去して、モータ電流値Ｉの検出信号とし
て出力する。

【００５０】ロータ位置検出回路２５は、上記位相検出
素子１１ａ〜１１ｅからの検出信号をロータ位置検出信
号Ｓ_a-e として出力する。

【００５１】制御回路２１は、上記表１に示すように、
ロータ位置検出回路２５からの検出信号Ｓ_a-e について
予め設定した組み合わせと、上段側及び下段側のゲート
信号との対応を表すゲート設定テーブルを、記憶部に格
納している。

【００５２】このゲート設定テーブルには、図１６の電
気角 36 度毎の区間(1) 〜(10)の各々に対応する検出信
号Ｓ_a-e の組み合わせと、各区間で設定する励磁コイル
を指定する上段側及び下段側のゲート信号Ｇa1〜Ｇe2と
の対応が設定されている。ここで、検出信号Ｓ_a-e の
“Ｈ”はＮ極、“Ｌ”はＳ極に励磁されていることを表
す。

【００５３】更に、各区間(1) 〜(10)に対応する組み合
わせの場合には、異常信号を“０”すなわち正常として
設定し、各区間(1) 〜(10)に対応する組み合わせでない
場合には、異常信号を“１”、すなわち異常として設定
する。そして、各区間(1) 〜(10)に対応する組み合わせ
でない場合には、各ゲート信号Ｇa1〜Ｇe2を全て“０”
に設定し、コイル回路１２への電流供給を行わないよう
に設定している。

【００５４】制御回路２１は、上記ロータ位置検出回路
２５から送られる検出信号Ｓ_a-e の組み合わせに対し、
上記ゲート設定テーブルに基づいて、対応するゲート信
号Ｇa1〜Ｇe2をＦＥＴゲート駆動回路２２に送る。ま
た、制御回路２１は、前述した入力信号に基づいて、電
流制御によりモータ駆動用電圧指令信号を生成し、この
電圧指令信号に基づいてパルス幅変調（Pulse Width Mo
dulation）信号及びゲート駆動信号Ｇ_1-10（＝Ｇa1〜Ｇ
e2）を生成し、ＦＥＴゲート駆動回路２２に供給する。

【００５５】ＦＥＴゲート駆動回路２２は、制御回路２
１から出力されたゲート駆動信号Ｇ_1-10に基づき、指定
されたトランジスタのゲート端子に所定の電圧供給を行
う。

【００５６】図３は、上記制御回路２１の機能ブロック
図である。図に示すように、制御回路２１は、その機能
上、電流制御部３１と、後述のように励磁電流が立ち上
がる（又は立ち下がる）励磁相のＰＷＭデューティ比演
算部３２と、モータ回転速度演算部３３と、ＦＥＴゲー
ト駆動信号演算部３４とで構成される。

【００５７】この制御回路２１においては、前記モータ
電流指令信号Ｉ_ref と電流検出回路２４によって検出さ
れたモータ電流値Ｉとが電流制御部３１に入力される。
電流制御部３１は、前記トルクセンサからのトルク検出
値Ｔに対して所定の中立電圧Ｖ_C よりも高いか否かによ
ってトルクの発生方向を検出し、所定の処理を行って、
モータの回転方向を決める電磁トルク方向指令信号 DRC
T を出力する。或いは、モータ電流検出値Ｉに符号を持
たせ、電流制御部３１で生成した前記モータ駆動用電圧
指令信号の符号により電磁トルク方向指令信号 DRCT を
決め、これを出力するように構成してもよい。

【００５８】上記電流制御部３１は、後述のように相切
替時に電流変化率が制御される相以外の相に対する第１
のＰＷＭ信号のデューティ比 Duty1を演算して出力す
る。

【００５９】一方、モータ回転速度演算部３３は、ロー
タ位置検出回路２５からの出力信号Ｓ_a-e より相切替信
号を生成し、その切替信号の発生周波数よりモータ回転
角速度ωを検出する。

【００６０】上記第１のＰＷＭ信号のデューティ比 Dut
y1、モータ電流検出値Ｉ及びモータ回転速度ωは、相切
替時に電流変化率が制御される立上り（又は立下り）相
のＰＷＭデューティ比演算部３２に入力される。この演
算部３２では、後述のように電流変化率が制御される相
に対する第２のＰＷＭ信号のデューティ比 Duty2が演算
される。

【００６１】上記２つのデューティ比 Duty1，Duty2 、
電磁トルク方向指令 DRCT 及びロータ位置Ｓ_a-e の各信
号が、ＦＥＴゲート駆動信号演算部３４に入力される。
この演算部３４では、各ＦＥＴのゲート駆動（オン・オ
フ）信号Ｇ_1-10が出力される。

【００６２】上記ＦＥＴゲート駆動信号演算部３４は、
図４に示すように、第１のＦＥＴゲート駆動信号論理演
算部３４１、第２のＦＥＴゲート駆動信号論理演算部３
４２及びＦＥＴゲート駆動信号合成演算部３４３で構成
される。

【００６３】図４において、第１のＦＥＴゲート駆動信
号論理演算部３４１は、上記第１のＰＷＭ信号のデュー
ティ比 Duty1、位置検出信号Ｓ_a-e 及び電磁トルク方向
指令信号DRCTより、各相の上下段ＦＥＴのゲート駆動信
号Ｇ'_1-10 （＝Ｇ'₁，・・・・，Ｇ'₁₀ ）を生成する。

【００６４】第２のＦＥＴゲート駆動信号論理演算部３
４２は、上記第２のＰＷＭ信号のデューティ比 Duty2、
ロータ位置検出信号Ｓ_a-e 及び電磁トルク方向指令DRCT
より、励磁電流が立ち上がる（又は立ち下がる）相に対
する上下段ＦＥＴのゲート駆動信号Ｇ_PCを生成する。

【００６５】ＦＥＴゲート駆動信号合成演算部３４３
は、上記２つの通電区間信号Ｇ'_1-10及びＧ_PCから上記
ＦＥＴゲート駆動信号Ｇ_1-10を生成する。

【００６６】図５は、第１のＦＥＴゲート駆動信号論理
演算部３４１を構成する演算ブロックを示す。この演算
部は、前記ロータ位置信号Ｓ_a-e と電磁トルクの方向指
令信号 DRCT から、従来通りのＦＥＴ通電区間信号Ｇ"
_1-10 を生成する演算ブロック３４１ａと、その信号Ｇ"
_1-10 と上記第１のＰＷＭ信号のデューティ比 Duty1か
ら、電流変化率を制御しない励磁相に対するＦＥＴゲー
ト駆動信号Ｇ'_1-10 を生成する演算ブロック３４１ｂと
を示す。

【００６７】図６は、図４の第２のＦＥＴゲート駆動信
号論理演算部３４２を構成する演算ブロックを示す。図
６において（Ａ）は、前記ロータ位置信号Ｓ_a-e と電磁
トルクの方向指令信号 DRCT から、立下り（又は立上
り）相のＦＥＴゲート駆動信号Ｇ'_PC を生成する演算ブ
ロック３４２ａと、そのゲート駆動信号Ｇ'_PC 及び第２
のＰＷＭ信号のデューティ比 Duty2から、切替時に切り
替えられる相のＦＥＴのゲート駆動信号Ｇ_PCを生成する
演算ブロック３４２ｂとを示す。

【００６８】また、通電区間終了は、この相の立下りが
始まる時であることから、図６（Ｂ）に示すように、演
算ブロック３４２ａでは、ロータ位置信号Ｓ_a-e と電磁
トルクの方向指令信号 DRCT から得られるＦＥＴのゲー
ト駆動信号Ｇ"_1-10 を用いて、励磁電流が切り替えられ
る相に対する駆動信号Ｇ'_PC を生成するようにしてもよ
い。この場合、（Ａ）よりも演算量を減らすことができ
る。

【００６９】本発明によれば、制御回路２１では、上記
のようにモータ電流Ｉ，第１のＰＷＭ信号のデューティ
比 Duty1及びモータ回転角速度ωの３つの信号から、第
２のＰＷＭ信号のデューティ比 Duty2を演算する。その
演算式は、次の関数ｆで表わされる。

【００７０】 Duty2 ＝ｆ（Ｉ，Duty1 ，ω） …(6) この関数ｆは、励磁電流を切り替える２つの相（例えば
ａ相とｄ相）の電流変化率が一致するか又は同程度にな
るように設定される。

【００７１】次に、関数ｆの例を説明する。

【００７２】図２のモータ駆動回路２３に供給される電
源電圧をＶb ，励磁コイルａ〜ｅの中心接続点（各相の
合流点）の電圧をＶn とし、Ｖn ＝ (1/2)Ｖb と仮定す
る。そして、ｄ相に対するＰＷＭ信号のデューティ比を
Duty_2-1，ａ相に対するＰＷＭ信号のデューティ比を D
uty_2-2とすると、各相の電圧方程式は次のようになる。

【００７３】ａ相： (2・Duty_2-2−1)・0.5Ｖb ＝Ｌ_m(di_a/dt) ＋i_aＲ_a ＋Ｅ_a …(7) ｂ相： (2・Duty1−1)・0.5Ｖb ＝Ｌ_m(di_b/dt) ＋i_bＲ_b ＋Ｅ_b …(8) ｃ相： (2・Duty1−1)・0.5Ｖb ＝Ｌ_m(di_c/dt) ＋i_cＲ_c ＋Ｅ_c …(9) ｄ相： (2・Duty_2-1−1)・0.5Ｖb ＝Ｌ_m(di_d/dt) ＋i_dＲ_d ＋Ｅ_d …(10) ｅ相： (2・Duty1−1)・0.5Ｖb ＝Ｌ_m(di_e/dt) ＋i_eＲ_e ＋Ｅ_e …(11) 但し、Ｌ_m ＝Ｌ−Ｍ（Ｌは各相の自己インダクタンス、
Ｍは２つの相の間の相互インダクタンス）である。

【００７４】矩形波電流駆動で、着磁波形は電気角 144
度の略台形波であるので、逆起電力も近似的に台形波に
なる。相切替え時に各相の逆起電圧の絶対値は、ほぼ等
しい。すなわち、Ｅ_a ＝−Ｅ_b ＝−Ｅ_c ＝Ｅ_d ＝Ｅ_e ＝Ｅ …(12) また、各相のコイル抵抗も同じである。すなわち、Ｒ_a ＝Ｒ_b ＝Ｒ_c ＝Ｒ_d ＝Ｒ_e ＝Ｒ …(13) 切替える２つの相（この場合、ａ相とｄ相）の電流変化
率を同じにするため、両相の電流の合計は一定で、他の
相の電流は変化しない。すなわち、ｉ_a ＋ｉ_d ＝−ｉ_b ＝−ｉ_c ＝ｉ_e ＝ｉ …(14) ∴ d(i_a+i_d)/dt ＝−d(i_b)/dt＝−d(i_c)/dt＝−d(i_e)/dt＝d(i)/dt ＝0 …(15) 上記ａ相とｄ相の電圧方程式(7),(10)を加算して式(12)
〜(15)を代入すると、 (2Duty_2-2+2Duty_2-1−2)・0.5Ｖb ＝Ｌ_m(d(i_a+i_d)/dt) +i_aＲ_a+i_dＲ_d+Ｅ_a+Ｅ_d ∴ (Duty_2-2+Duty_2-1−1)Ｖb ＝ｉＲ＋ 2Ｅ …(16) となる。また、上記ｅ相の電圧方程式(11)に式(12)〜(1
5)を代入すると、 (2Duty1−1)・0.5Ｖb ＝Ｌ_m(di_e/dt) ＋i_eＲ_e ＋Ｅ_e ＝ｉＲ＋Ｅ …(17) となる。

【００７５】これら２つの式(16)，(17)より、ＯＦＦ相
のデューティ比 Duty_2-1とＯＮ相のデューティ比 Duty
_2-2との関係は、次のように求められる。

【００７６】ｉＲを消去する場合 Duty_2-1 ＋ Duty_2-2＝ Duty1＋ 0.5＋Ｅ／Ｖb ＝ Duty1＋ 0.5＋Ｋ_m・ω／２Ｖb …(18) 但し、Ｅ＝ (1/2)Ｋ_m・ωで、Ｋ_m [volt・sec]はモータの
電圧定数である。

【００７７】Ｅを消去する場合 Duty_2-1 ＋ Duty_2-2＝ 2・Duty1−ｉＲ／Ｖb ＝ 2・Duty1−(2i)Ｒ/2Ｖb …(19) 但し、ｉは１相の電流で、１個の電流検出器で検出する
場合、検出電流は２ｉになる。

【００７８】上記２つの式(18)，(19)のいずれかを用い
て、下記実施例１〜３のように、切り替えられる（Ｏ
Ｎ，ＯＦＦ）相に対する第２のＰＷＭ信号のデューティ
比 Duty_2-1，Duty_2-2 を求めることができる。そして、
これらのデューティ比を持つＰＷＭ信号で相切替時の立
下り相（又は立上り相）の駆動電流を制御することによ
り、切替える２つの相の電流変化率を一致させるか又は
同程度にすることができ、従来の相切替時の電流変動
（図１７）が抑えられる。このとき、検出される電流は
上記モータ電流Ｉのみであり、必要な電流検出回路は１
つで済む。

【００７９】［実施例１］励磁電流切替時に立下り相
（例えばｄ相）の電流変化率を制御して、立上り相（例
えばａ相）のＰＷＭ信号の電流変化率と一致させるよう
にする。

【００８０】この場合、ａ相に対するＰＷＭ信号のデュ
ーティ比 Duty_2-2＝Duty1 であるから、ｄ相に対するＰ
ＷＭ信号のデューティ比Duty_2-1 は、式(18)より Duty_2-1 ＝ 0.5＋Ｋ_m・ω／２Ｖb …(20) 或いは、式(19)より Duty_2-1 ＝ Duty1−(2i)Ｒ/2Ｖb …(21) として求められる。

【００８１】図７（Ａ）は各相の逆起電圧Ｅ_a-e （＝Ｅ
_a ，・・・・，Ｅ_e ）、図７（Ｂ）は図６の機能ブロックで
演算された、立下り相（ｄ相）の電流変化率制御用ゲー
ト駆動信号Ｇ'_PC 、図８（Ｃ）は図５の機能ブロックで
演算された、各相の上下段ＦＥＴのゲート駆動信号Ｇ"
_1-10 、図８（Ｄ）はロータ位置検出信号Ｓ_a-e の各波
形の位相関係を示す。

【００８２】この場合、図５の論理演算により、図８
（Ｄ）のロータ位置検出信号Ｓ_a-e と電磁トルク方向指
令DRCTとから、図８（Ｃ）のゲート駆動信号Ｇ"_1-10 が
生成され、この駆動信号Ｇ"_1-10 とデューティ比Duty1
のＰＷＭ信号とから、従来通りのゲート駆動信号Ｇ'
_1-10 が生成される。

【００８３】また、図６（Ａ）の論理演算により、図８
（Ｄ）のロータ位置検出信号Ｓ_a-eと電磁トルク方向指
令DRCTとから、図７（Ｂ）の立下り相（ｄ相）に対する
ゲート駆動信号Ｇ'_PC が生成される。

【００８４】このゲート駆動信号Ｇ'_PC は、図８（Ｃ）
のゲート駆動信号Ｇ"_1-10 が“Ｌｏｗ”（０）になった
時、“Ｈｉｇｈ”（１）になる。つまり、この相に対す
る従来の駆動信号Ｇ"_1-10 が“Ｌｏｗ”（電流の立ち下
がり）になった時に、別の駆動信号Ｇ'_PC で、その電流
の立ち下がりを制御する。例えば、図８（Ｃ）のＴd1
（上段ＦＥＴの一つ）のゲート駆動信号Ｇ"_1-10 が、電
気角18のところで“Ｌｏｗ”になった時、図７（Ｂ）の
Ｔd1のゲート駆動信号Ｇ'_PC は“Ｈｉｇｈ”になり、そ
の後、電気角54のところで“Ｌｏｗ”になる。このゲー
ト駆動信号Ｇ'_PCとデューティ比Duty2 のＰＷＭ信号と
から、立下り相（ｄ相）のゲート駆動信号Ｇ_PCが生成さ
れる。

【００８５】実際のＦＥＴゲート駆動信号Ｇ_1-10は、上
記のＧ'_1-10 とＧ_PCとを合成演算して生成される。

【００８６】このようにして立下り相の電流変化率を制
御することにより、図９に示すように、励磁電流切替時
に立下り相（ｄ相）と立上り相（ａ相）の電流変化率を
一致させることができる。従って、電流変動とトルク変
動は、従来のＦＥＴ駆動方法での電流変動によるトルク
変動波形（図１７）と比べて大幅に抑制される。

【００８７】［実施例２］励磁電流切替時に立上り相
（例えばａ相）の電流変化率を制御して、立下り相（例
えばｄ相）のＰＷＭ信号の電流変化率と同じくなるよう
にする。

【００８８】この場合、ｄ相に対するＰＷＭ信号のデュ
ーティ比 Duty_2-1＝０であるから、ａ相に対するＰＷＭ
信号のデューティ比 Duty_2-2は、式(18)より Duty_2-2 ＝ Duty1＋ 0.5＋Ｋ_m・ω／２Ｖb …(22) 或いは、式(19)より Duty_2-2 ＝ 2・Duty1−(2i)Ｒ/2Ｖb …(23) として求められる。但し、Duty_2-2 ＞１となる場合は、
Duty_2-2 ＝１とする。

【００８９】図１０（Ａ）は各相の逆起電圧Ｅ_a-e 、図
１０（Ｂ）は図６の機能ブロックで演算された、立上り
相（ａ相）の電流変化率制御用ゲート信号Ｇ'_PC 、図１
１（Ｃ）は図５の機能ブロックで演算された、各相の上
下段ＦＥＴのゲート駆動信号Ｇ"_1-10 、図１１（Ｄ）は
ロータ位置検出信号Ｓ_a-e の各波形の位相関係を示す。

【００９０】この場合、図５の論理演算により、図１１
（Ｄ）のロータ位置検出信号Ｓ_a-eと電磁トルク方向指
令DRCTとから、図１１（Ｃ）のゲート駆動信号Ｇ"_1-10
が生成され、この駆動信号Ｇ"_1-10 とデューティ比Duty
1 のＰＷＭ信号とから、従来通りのゲート駆動信号Ｇ'
_1-10 が生成される。

【００９１】また、図６（Ａ）の論理演算により、図１
１（Ｄ）のロータ位置検出信号Ｓ_a-e と電磁トルク方向
指令DRCTとから、図１０（Ｂ）の立上り相（ａ相）ゲー
ト駆動信号Ｇ'_PC が生成される。

【００９２】このゲート駆動信号Ｇ'_PC は、図１１
（Ｃ）のゲート駆動信号Ｇ"_1-10 が“Ｈｉｇｈ”（１）
になった時、“Ｈｉｇｈ”（１）になる。つまり、この
相に対するゲート駆動信号Ｇ"_1-10 が“Ｈｉｇｈ”（電
流の立ち上がり）になった時に、別の駆動信号Ｇ'_PC
で、その電流の立ち上がりを制御する。例えば、図１１
（Ｃ）のＴa1（上段ＦＥＴの一つ）のゲート駆動信号
Ｇ"_1-10 が、電気角18のところで“Ｈｉｇｈ”になった
時、図１０（Ｂ）のＴa1のゲート駆動信号Ｇ'_PC は“Ｈ
ｉｇｈ”になり、すぐに“Ｌｏｗ”になる。これは、ゲ
ート駆動信号Ｇ"_1-10 の立ち上がりをより速くするため
である。このゲート駆動信号Ｇ'_PC とデューティ比Duty
2 のＰＷＭ信号とから、立上り相（ａ相）のゲート駆動
信号Ｇ_PCが生成される。

【００９３】実際のＦＥＴゲート駆動信号Ｇ_1-10は、上
記のＧ'_1-10 とＧ_PCとを合成演算して生成される。

【００９４】このようにして立上り相の電流変化率を制
御することにより、図１２に示すように、前述の区間
において、励磁電流切替時の立上り相（ａ相）の電流変
化率を立下り相（ｄ相）の電流変化率に近づけることが
できる。従って、従来のＦＥＴ駆動方法での電流変動に
よるトルク変動波形（図１７）と比べて、変動が大幅に
抑制される。

【００９５】更に、この実施例２の場合、立上り相と立
下り相の電流変化率を完全に一致させることは困難であ
るが、前記実施例１の効果を示す図９と比較すると、電
流切替えの過渡時間（すなわち、切り替え開始から電流
が安定するまでの時間）を短くできるという利点があ
る。これにより、モータが高速回転する時には、２つの
電流切替え時点の間の電流安定時間が長くなり、電流変
動とトルク変動の低減に寄与する。

【００９６】［実施例３］これは、上記実施例１と実施
例２の組み合わせである。すなわち、励磁電流切替時に
立下り相（例えばｄ相）に対するＰＷＭ信号の電流変化
率と立上り相（例えばａ相）の電流変化率の両方を制御
して、両者が同じくなるようにする。

【００９７】この場合、ｄ相に対するＰＷＭ信号のデュ
ーティ比 Duty_2-1は、式(20)より０＜Duty_2-1 ＜ 0.5＋Ｋ_m・ω／２Ｖb …(24) の範囲で選択する。また、ａ相に対するＰＷＭ信号のデ
ューティ比 Duty_2-2は、式(18)より Duty_2-2 ＝ Duty1− Duty_2-1＋ 0.5＋Ｋ_m・ω／２Ｖb …(25) として求められる。但し、Duty_2-2 ＞１となる場合は、
Duty_2-2 ＝１とする。

【００９８】或いは、ｄ相に対するＰＷＭ信号のデュー
ティ比 Duty_2-1は、式(21)より０＜Duty_2-1 ＜ Duty1−(2i)Ｒ/2Ｖb …(26) の範囲で選択する。また、ａ相に対するＰＷＭ信号のデ
ューティ比 Duty_2-2は、式(19)より Duty_2-2 ＝ 2・Duty1− Duty_2-1−(2i)Ｒ/2Ｖb …(27) として求められる。但し、Duty_2-2 ＞１となる場合は、
Duty_2-2 ＝１とする。

【００９９】図１３（Ａ）は各相の逆起電圧Ｅ_a-e 、図
１３（Ｂ）は図６の機能ブロックで演算された、立下り
相（ｄ相）及び立上り相（ａ相）の電流変化率制御用ゲ
ート駆動信号Ｇ'_PC 、図１４（Ｃ）は図５の機能ブロッ
クで演算された、各相の上下段ＦＥＴのゲート駆動信号
Ｇ"_1-10 、図１４（Ｄ）はロータ位置検出信号Ｓ_a-eの
各波形の位相関係を示す。

【０１００】この場合、図５の論理演算により、図１４
（Ｄ）のロータ位置検出信号Ｓ_a-eと電磁トルク方向指
令 DRCT とから、図１４（Ｃ）のゲート駆動信号Ｇ"
_1-10 が生成され、この駆動信号Ｇ"_1-10 とデューティ
比Duty1 のＰＷＭ信号とから、ゲート駆動信号Ｇ'_1-10
が生成される。

【０１０１】また、図６（Ａ）の論理演算により、図１
４（Ｄ）のロータ位置検出信号Ｓ_a-e と電磁トルク方向
指令 DRCT とから、図１３（Ｂ）の立下り相（ｄ相）及
び立上り相（ａ相）に対するゲート駆動信号Ｇ'_PC が生
成される。

【０１０２】このゲート駆動信号Ｇ'_PC は、図１４
（Ｃ）のゲート駆動信号Ｇ"_1-10 が“Ｈｉｇｈ”（１）
又は“Ｌｏｗ”（０）になった時、“Ｌｏｗ”（０）又
は“Ｈｉｇｈ”（１）になる。つまり、駆動信号Ｇ"
_1-10 が“Ｈｉｇｈ”（電流の立ち上がり）又は“Ｌｏ
ｗ”（電流の立ち下がり）になった時に、別の駆動信号
Ｇ'_PCで、その電流の立ち上がり又は立ち下がりを制御
する。例えば、図１４（Ｃ）のＴd1，Ｔa1のゲート駆動
信号Ｇ"_1-10 が、それぞれ電気角 18 のところで“Ｌｏ
ｗ”，“Ｈｉｇｈ”になった時、図１３（Ｂ）のＴd1，
Ｔa1の各ゲート駆動信号Ｇ'_PC はそれぞれ“Ｈｉｇｈ”
になり、その後、Ｔa1のゲート駆動信号はすぐに“Ｌｏ
ｗ”になり、Ｔd1のゲート駆動信号は電気角 54 のとこ
ろで“Ｌｏｗ”になる。これらのゲート駆動信号Ｇ'_PC
とデューティ比Duty2 のＰＷＭ信号とから、立下り相
（ｄ相）及び立上り相（ａ相）に対するゲート駆動信号
Ｇ_PCが生成される。

【０１０３】実際のＦＥＴゲート駆動信号Ｇ_1-10は、上
記のＧ'_1-10 とＧ_PCとを合成演算して生成される。

【０１０４】このようにして立下り相と立上り相の両方
の電流変化率を制御することにより、図１５に示すよう
に、前述の区間の始めから区間の途中（−１）ま
での間に、励磁電流切替時の立下り相（ｄ相）と立上り
相（ａ相）の電流変化率を一致させることができる。従
って、従来のＦＥＴ駆動方法での電流変動によるトルク
変動波形（図１７）と比べて、変動が大幅に抑制され
る。

【０１０５】更に、この実施例３の場合も、立上り相と
立下り相の電流変化率を完全に一致させることは困難で
あるが、前記実施例２と同様、電流切替えの過渡時間を
短くできるという利点がある。これにより、モータが高
速回転する時、２つの電流切替え時点の間の電流安定時
間が長くなり、電流変動とトルク変動の低減に寄与す
る。

【０１０６】以上の実施例では、第１のＰＷＭ信号のデ
ューティ比 Duty1と、ロータ位置Ｓ_a-e と電磁トルクＴ
_m の方向指令DRCTより、各ＦＥＴのゲート駆動信号Ｇ'
_1-10を決める。一方、切替えられる相の立ち下がり及び
／又は立ち上がり電流の変化率を制御するため、切替え
られる相に対する第２のＰＷＭ信号のデューティ比 Dut
y2を演算する。この演算は、モータ電流値Ｉ、第１のＰ
ＷＭ信号のデューティ比 Duty1及びモータ回転角速度ω
の関数ｆを用いて行われる。このため、電流検出回路２
４でモータの電流値Ｉを検出し、電流フィードバック制
御の出力から第１のＰＷＭ信号のデューティ比 Duty1を
得ると共に、ロータ位置検出信号Ｓ_a-eから切替信号を
生成し、モータ回転角速度ωを検出する。そして、立ち
上がり及び／又は立ち下がり相のＦＥＴ駆動開始信号
Ｇ'_PC とデューティ比Duty2 との論理演算により、実際
切り替えられる相のＦＥＴ駆動制御信号Ｇ_PCを決定し、
これらの信号Ｇ'_1-10 ，Ｇ_PCによりモータの駆動を制御
する。

【０１０７】以上では、本発明を５相ブラシレスモータ
の制御に適用した実施例について説明したが、５相に限
らず、相数が異なっても、励磁信号の切替時に切り替え
られる相の励磁電流の変化率を上記実施例と同様に制御
すればよい。

【０１０８】また、本発明は、ボールスクリュータイプ
の電動パワーステアリング用中空軸ブラシレスモータの
制御にも利用できる。更に、本発明は、ブラシレスモー
タに限らず、矩形波信号で駆動制御されるモータ（例え
ばリニアモータ）の制御に適用できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】５相ブラシレスモータの断面図。

【図２】実施例の電動パワーステアリング装置の回路
図。

【図３】図２の装置に用いられる制御回路の機能ブロッ
ク図。

【図４】図３においてゲート駆動信号を生成する論理演
算部の機能ブロック図。

【図５】図４の第１のＦＥＴゲート駆動信号論理演算部
を構成する演算ブロックを示す図。

【図６】図４の第２のＦＥＴゲート駆動信号論理演算部
の構成例を示すブロック図。

【図７】本発明の第１実施例による５相ブラシレスモー
タの各相の逆起電圧Ｅ_a-e 及び励磁電流切替時の立下り
相の電流変化率制御用ゲート信号Ｇ'_PC を示す波形図。

【図８】第１実施例で生成された各相駆動信号Ｇ"_1-10
及びロータ位置検出信号Ｓ_a-eの波形図。

【図９】第１実施例による励磁電流切替時の各相の電流
変化及び電磁トルク変化を示す図。

【図１０】本発明の第２実施例による５相ブラシレスモ
ータの各相の逆起電圧Ｅ_a-e 及び励磁電流切替時の立上
り相の電流変化率制御用ゲート信号Ｇ'_PC を示す波形
図。

【図１１】第２実施例で生成された各相駆動信号Ｇ"
_1-10 及びロータ位置検出信号Ｓ_a-eの波形図。

【図１２】第２実施例による励磁電流切替時の各相の電
流変化及び電磁トルク変化を示す図。

【図１３】本発明の第３実施例による５相ブラシレスモ
ータの各相の逆起電圧Ｅ_a-e 及び励磁電流切替時の立下
り相と立上り相の電流変化率制御用ゲート信号Ｇ'_PC を
示す波形図。

【図１４】第３実施例で生成された各相駆動信号Ｇ"
_1-10 及びロータ位置検出信号Ｓ_a-eの波形図。

【図１５】第３実施例による励磁電流切替時の各相の電
流変化及び電磁トルク変化を示す図。

【図１６】５相ブラシレスモータの各相の励磁電流の波
形図。

【図１７】従来の励磁電流切替時の各相の電流変化及び
電磁トルク変化を示す図。

【符号の説明】

１…５相ブラシレスモータ、２…円筒形ハウジング、３
ａ，３ｂ…軸受、４…回転軸、５…永久磁石、６…ステ
ータ、６ａ〜６ｅ…励磁コイル、７…ロータ、８…永久
磁石、９…ステー、１０…支持基板、１１…位相検出素
子、１２…コイル回路、２０…モータ駆動制御装置、２
１…制御回路、２２…ＦＥＴゲート駆動回路、２３…モ
ータ駆動回路、２４…電流検出回路、２５…ロータ位置
検出回路，２６…電源、２７…、２８…、３１…電流制
御部、３２…ＰＣＭデューティ演算部、３３…モータ回
転速度演算部、３４…ＦＥＴゲート駆動信号演算部。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の励磁相を有するモータの駆動を制御
する装置であって、前記モータの各励磁相に供給する励
磁信号を生成する駆動手段と、各励磁相ごとに前記励磁
信号の方向決定及びオン・オフの切替えを行う制御手段
とを備え、該制御手段は、前記切替え時に切り替えられ
る励磁信号の変化率を制御することを特徴とするモータ
駆動制御装置。
【請求項２】請求項１記載のモータ駆動制御装置におい
て、前記駆動手段は、前記励磁信号として前記モータの
複数の励磁コイルに供給する励磁電流を生成する駆動回
路を含み、前記制御手段は、前記励磁電流の切替え時に
前記励磁電流が立ち上がる励磁相と立ち下がる励磁相の
電流変化率を一致させるか又は同程度にする駆動信号を
前記駆動回路に供給することを特徴とするモータ駆動制
御装置。
【請求項３】請求項２記載のモータ駆動制御装置におい
て、前記制御手段は、前記励磁電流が切り替えられない
励磁相に対する第１のＰＷＭ信号と、前記励磁電流が立
ち上がる励磁相及び／又は立ち下がる励磁相に対する第
２のＰＷＭ信号とを合成演算することにより、前記駆動
信号を生成することを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項４】請求項３記載のモータ駆動制御装置におい
て、前記第２のＰＷＭ信号のデューティ比 (Duty2)は、
前記切替え時のモータ電流値（Ｉ）、前記第１のＰＷＭ
信号のデューティ比 (Duty1)及びモータの回転角速度
（ω）の関数であることを特徴とするモータ駆動制御装
置。