JPH11356053A

JPH11356053A - 電源装置

Info

Publication number: JPH11356053A
Application number: JP11013738A
Authority: JP
Inventors: Shinjiro Wada; 眞治郎和田
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1998-04-09
Filing date: 1999-01-22
Publication date: 1999-12-24

Abstract

(57)【要約】【課題】圧電トランスの高利得領域を利用しつつ圧電
トランスの出力交流信号の電圧値を適正に制御する。【解決手段】圧電トランス５を駆動するための駆動用
交流信号を制御電圧に従った周波数で発振する電圧制御
発振回路３を備え、制御電圧を制御して駆動用交流信号
の周波数を可変することにより圧電トランス５における
出力交流信号の電圧を可変可能に構成されている電源装
置１において、駆動用交流信号および出力交流信号間の
位相差を検出する位相差検出回路８を備え、出力交流信
号を所定出力制御範囲内の最高電圧にしたときにおける
出力交流信号の位相が、圧電トランス５の最大利得のと
きにおける出力交流信号の位相を基準として圧電トラン
ス５の動作条件に応じて所定の遅れまたは進み位相とな
るように、位相差検出回路８の検出位相差に基づいて制
御電圧を制御して電圧制御発振回路３の発振周波数を可
変する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いた電源装置に関し、詳しくは、冷陰極蛍光管などの負
荷回路に対する交流信号の供給や、負荷回路に対する高
圧直流電圧の供給に適した電源装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】この種の電源装置として、図１８に示す
インバータ装置５１が従来から知られている。このイン
バータ装置５１は、冷陰極蛍光管２をドライブするため
に用いられ、制御電圧ＶC に応じた周波数であって矩形
波（または正弦波）の発振信号ＳOSC を発振するＶＣＯ
（Voltage Controlled Oscillator ）３と、ＶＣＯ３か
ら出力された発振信号ＳOSC を電流増幅して交流信号Ｓ
ACを生成するドライバ４と、入力された交流信号ＳACを
所定の利得Ｇで昇圧する圧電トランス５と、負荷コンデ
ンサ６と、制御電圧ＶC を可変するための抵抗５２，５
３およびボリューム５４とを備えている。

【０００３】このインバータ装置５１では、ボリューム
５４を回転操作すると、その回転角度に応じた電圧値の
制御電圧ＶC がＶＣＯ３に出力される。この場合、ＶＣ
Ｏ３は、制御電圧ＶC の電圧値に応じた周波数の発振信
号ＳOSC を発振し、その発振信号ＳOSC をドライバ４に
出力する。ドライバ４は、例えば、シングルＦＥＴ回路
で構成され、発振信号ＳOSC を所定の利得で増幅した交
流信号ＳACを圧電トランス５に供給する。一方、圧電ト
ランス５は、交流信号ＳACを利得Ｇで昇圧した出力交流
信号ＳO を冷陰極蛍光管２に供給する。ここで、圧電ト
ランス５の利得Ｇは、入力される交流信号ＳACの電圧値
および出力交流信号ＳO の電圧値をそれぞれＶI および
ＶO とすれば、下記の式で表される。Ｇ＝ＶO ／ＶI ・・・・・式

【０００４】この場合、圧電トランス５の利得Ｇは、入
力される交流信号ＳACの周波数に応じて変化する。具体
的には、図１９に示すように、利得Ｇは、圧電トランス
５における固有の共振周波数ｆ0 よりも若干高い周波数
（以下、この周波数を「最大利得周波数ｆm 」ともい
う）において最大となり、その最大利得周波数ｆm から
の周波数偏移量が大きくなるに従い低下する。したがっ
て、圧電トランス５に入力する交流信号ＳACの周波数を
変化させることにより、出力交流信号ＳO の電圧値を可
変でき、これにより、その電圧値の高低に応じて冷陰極
蛍光管２の輝度を変化させることができる。このため、
このインバータ装置５１では、冷陰極蛍光管２の輝度変
化量に合致するように、圧電トランス５に入力する交流
信号ＳACの周波数（つまり、制御電圧ＶC の可変幅）を
予め規定している。

【０００５】一方、制御電圧ＶC を可変したときに交流
信号ＳACの周波数変化範囲内に最大利得周波数ｆm が含
まれていると、冷陰極蛍光管２の輝度がボリューム５４
の回転角度に応じて単調減少または単調増加しないこと
になる。つまり、例えば、ボリューム５４を右回りおよ
び左回りの最大位置に位置合わせしたときに、交流信号
ＳACの周波数がそれぞれ同図に示すｆ13およびｆ11とな
る場合を想定する。この条件下では、ボリューム５４を
右回りの最大位置から左回りに操作すると、冷陰極蛍光
管２は、やや明るい輝度から徐々に明るくなり、一旦最
高輝度に達した後に、徐々に暗くなる。このような場合
には、ボリューム５４の回転操作に応じて輝度が変化し
ないため、操作者に対して違和感を与えることになる。
このため、このインバータ装置５１では、抵抗５２，５
３およびボリューム５４の抵抗値について、ＶＣＯ３か
ら出力される発振信号ＳOSC の周波数が、ボリューム５
４を最高輝度の位置に操作したときに最大利得周波数ｆ
m よりも若干高めの周波数ｆ11に制御され、かつ最低輝
度の位置に操作したときに周波数ｆ11よりも更に高い周
波数ｆ12に制御されるように予め規定している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
インバータ装置５１には以下の問題点がある。すなわ
ち、圧電トランス５の利得特性は、図２０に示すよう
に、素子自体のばらつきや、環境条件および負荷条件に
よって、例えば、最大利得周波数ｆm が周波数ｆ21であ
る特性ＣＨ１から周波数ｆ22である特性ＣＨ２まで変動
する。このため、冷陰極蛍光管２の輝度をボリューム５
４の回転角度に応じて単調減少または単調増加させるた
めには、圧電トランス５に入力する交流信号ＳACの周波
数を、最大利得周波数ｆm の変動の限界値である周波数
ｆ22よりも若干高い周波数ｆ14〜ｆ15の範囲内に規定す
る必要がある。しかし、このように規定した場合には、
特性ＣＨ１や、特性ＣＨ１に近似する特性を有する圧電
トランス５は周波数ｆ14〜ｆ15の交流信号ＳACに対する
利得Ｇが低く、かつその傾斜が緩やかになっている。こ
のため、これらの圧電トランス５がインバータ装置５１
に組み込まれたときには、利得Ｇの変化が急峻な最大利
得周波数ｆm の近傍で圧電トランス５を作動させること
ができないため、冷陰極蛍光管２の明暗差を大きく可変
することができないという問題がある。

【０００７】また、一般的に、圧電トランス５や他の素
子の素子定数には、ある程度のばらつきが生じる。この
ような場合、従来のインバータ装置５１では、ボリュー
ム５４の回転角度に応じて冷陰極蛍光管２の輝度が単調
増加または単調減少するように、各装置毎に抵抗５２，
５３およびボリューム５４の抵抗値を個別的に調整しな
ければならない。このため、従来のインバータ装置５１
には、非常に煩雑かつ困難な抵抗値調整作業を必要とす
るという問題点がある。加えて、仮に、これらの抵抗値
を調整できたとしても、環境条件が変化した際に、交流
信号ＳACの周波数を安定かつ適正に制御するのが困難で
あるという問題点もある。

【０００８】さらに、利得Ｇが低い動作点で圧電トラン
ス５を作動させることになるため、圧電トランス５に入
力させる交流信号ＳACの電圧値を、その分高くしなけれ
ばならない。したがって、ＶＣＯ３における発振信号Ｓ
OSC の発振電圧を上げなければならず、高電圧電源を用
いなければならないなど、装置の仕様を決める際に種々
の制限が生じるという問題がある。このように、このイ
ンバータ装置５１には、圧電トランスの高利得領域を利
用しつつ圧電トランスの出力交流信号の電圧値を適正に
制御することが困難であるという問題点がある。

【０００９】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
ものであり、圧電トランスの高利得領域を利用しつつ圧
電トランスの出力交流信号の電圧値を適正に制御するこ
とが可能な電源装置を提供することを主目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の電源装置は、圧電トランスを駆動するため
の駆動用交流信号を制御電圧に従った周波数で発振する
電圧制御発振回路を備え、制御電圧を制御して駆動用交
流信号の周波数を可変することにより圧電トランスにお
ける出力交流信号の電圧を可変可能に構成されている電
源装置において、駆動用交流信号および出力交流信号間
の位相差を検出する位相差検出回路を備え、出力交流信
号を所定出力制御範囲内の最高電圧にしたときにおける
出力交流信号の位相が、圧電トランスの最大利得のとき
における出力交流信号の位相を基準として圧電トランス
の動作条件に応じて所定の遅れ位相または進み位相とな
るように、位相差検出回路の検出位相差に基づいて制御
電圧を制御することにより電圧制御発振回路の発振周波
数を可変することを特徴とする。なお、本発明におい
て、「圧電トランスの動作条件」には、圧電トランスの
物性を決定する分極の際に印加する電圧の極性、および
動作モード（λモード、λ／２モード、３λ／２モード
等）などが含まれる。

【００１１】請求項２記載の電源装置は、請求項１記載
の電源装置において、駆動用交流信号の位相に対する出
力交流信号の位相が概ね９０゜遅れまたは９０゜進みと
なるように制御電圧を制御することを特徴とする。

【００１２】請求項３記載の電源装置は、請求項１また
は２記載の電源装置において、所定電圧範囲内で可変可
能なオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路
と、オフセット電圧生成回路の出力電圧および位相差検
出回路の検出位相差に応じた電圧を互いに加算する加算
回路とを備え、少なくとも加算回路の加算電圧に基づい
て制御電圧を制御することを特徴とする。

【００１３】請求項４記載の電源装置は、請求項１また
は２記載の電源装置において、負荷回路に流れる負荷電
流値および負荷に供給される出力電圧の少なくとも一方
を検出する検出回路を備え、検出回路によって検出され
た検出値と、位相差検出回路の検出位相差に応じた電圧
とに少なくとも基づいて制御電圧を制御することを特徴
とする。

【００１４】請求項５記載の電源装置は、請求項４記載
の電源装置において、検出値に応じた電圧と所定の基準
電圧との誤差電圧を生成する演算増幅回路と、演算増幅
回路から出力された誤差電圧が所定電圧を超えるときに
所定電圧に制限すると共に、誤差電圧が所定電圧以下の
ときに誤差電圧に応じた電圧を出力する電圧制限回路と
を備え、位相差検出回路の検出位相差に応じた電圧と電
圧制限回路の出力電圧とに少なくとも基づいて制御電圧
を制御することを特徴とする。

【００１５】請求項６記載の電源装置は、請求項５記載
の電源装置において、電圧制限回路は、演算増幅器を用
いた理想化ダイオードによる半波整流回路であることを
特徴とする。

【００１６】請求項７記載の電源装置は、請求項１から
６のいずれかに記載の電源装置において、電圧制御発振
回路の発振信号を増幅して圧電トランスに出力する誘導
性出力インピーダンスのドライバ回路を備えていること
を特徴とする。

【００１７】請求項８記載の電源装置は、請求項７記載
の電源装置において、ドライバ回路は、プッシュプル回
路で構成されていることを特徴とする。

【００１８】請求項９記載の電源装置は、請求項１から
８のいずれかに記載の電源装置において、圧電トランス
の出力交流信号を整流して直流電圧を生成する整流回路
を備えていることを特徴とする。

【００１９】請求項１０記載の電源装置は、出力交流信
号の負荷回路としての調光可能なランプ手段の光量を制
御するための調光手段を備え、調光手段による減光制御
に応じて、駆動用交流信号の位相に対する出力交流信号
の位相が９０゜よりもさらに遅れまたは進むように制御
電圧を制御することを特徴とする。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る電源装置の好適な実施の形態について説明す
る。なお、インバータ装置５１における構成要素と同一
のものについては、同一の符号を付して重複した説明を
省略する。

【００２１】図１は、液晶用バックライトなどに用いら
れ本発明におけるランプ手段に相当する冷陰極蛍光管２
を点灯させるための交流電力を直流電源から生成するイ
ンバータ装置１の電気的な構成を示している。インバー
タ装置１は、本発明における電源装置に相当し、同図に
示すように、ＶＣＯ３、ドライバ４、圧電トランス５、
負荷コンデンサ６、抵抗７、本発明における位相差検出
回路に相当する位相差−電圧変換回路８、加算回路９、
本発明におけるオフセット電圧生成回路および調光手段
に相当するボリューム（可変抵抗）１０、エラーアンプ
１１および基準電源１２を備えている。

【００２２】次に、インバータ装置１の主要構成要素に
ついて説明する。

【００２３】ＶＣＯ３は、図８に示すように、制御電圧
ＶC が電圧値Ｖａ、および電圧値Ｖｂのときにそれぞれ
周波数ｆ1 および周波数ｆ2 の発振信号ＳOSC を発振
し、両電圧値Ｖａ〜Ｖｂの間においてはほぼ直線的に発
振周波数が変化する特性を有している。具体的には、例
えば、制御電圧ＶC の電圧値に応じて容量が変化するバ
リキャップダイオードと抵抗とから構成されるタイプの
ＣＲ発振器で構成することができる。また、これに限ら
ず、定電流充電回路の定電流値を可変するタイプのＣＲ
発振器、コンパレータの比較電圧を可変するタイプのＣ
Ｒ発振器、および抵抗値を可変するタイプのＣＲ発振器
などで構成することもできる。

【００２４】圧電トランス５は、例えば、チタン酸ジル
コン酸鉛系セラミック（ＰＺＴ）をベースにして第三成
分や添加物で変成されたセラミック材料を使用したロー
ゼン型（ＲｏｓｅｎＴｙｐｅ）で構成されている。こ
の圧電トランス５は、交流信号ＳAC（本発明における駆
動用交流信号に相当する）を印加すると、交流信号ＳAC
を所定の利得Ｇで昇圧し、昇圧した出力交流信号ＳO を
圧電効果によって出力する。本発明の実施の形態では、
圧電トランス５は、特に限定されないが、約１３ｐＦの
負荷コンデンサ６を接続した状態での共振周波数ｆ0 が
１１６ＫＨｚで、出力交流信号ＳO の電力値が２Ｗの仕
様に構成されている。また、圧電トランス５の利得Ｇ
は、図２の利得特性が示すように、交流信号ＳACの周波
数が共振周波数ｆ0 よりも若干高い周波数である最大利
得周波数ｆm のときに最大になり、最大利得周波数ｆm
に対する交流信号ＳACの周波数偏移量が大きいほど低下
する。

【００２５】また、発明者は、シミュレーション演算お
よび実測によって、圧電トランス５には、交流信号ＳAC
の位相を基準とする出力交流信号ＳO の位相が、最大利
得周波数ｆm よりも若干高い周波数ｆ1 において、圧電
トランス５の動作条件に応じて９０゜遅れまたは９０゜
進みとなる位相特性があることを確認している。ここ
で、「圧電トランス５の動作条件」には、圧電トランス
５の物性を決定する分極の際に印加する電圧の極性、お
よび動作モード（λモード、λ／２モード、３λ／２モ
ード等）などが含まれる。具体的には、図３（ａ），
（ｂ）に示すように、圧電トランス５は、その物性を決
定するために、使用に先立って分極する必要がある。こ
の際に、例えば、同図（ａ）に示すように、駆動部側を
分極する一次分極の際に、圧電トランス５の下面５ｂに
対して上面５ａに正電圧を印加し、同図（ｂ）に示すよ
うに、出力部側を分極する二次分極の際に、電気的に共
通接続された圧電トランス５の上面５ａおよび下面５ｂ
に対して、出力交流信号ＳO の出力側側面５ｃに正電圧
を印加するものとする（以下、この分極を「分極例１」
という）。この場合、この圧電トランス５をλ／２モー
ドで使用したとすれば、圧電トランス５は、この動作条
件に応じて、図４に示す利得特性ＣＨ１１Ｇおよび位相
特性ＣＨ１１θを有することになる。この位相特性ＣＨ
１１θによれば、交流信号ＳACに対する出力交流信号Ｓ
O の位相は、周波数ｆ1 において、９０゜遅れとなる。
なお、同図および後述する図５，６では、それぞれ、横
軸が圧電トランス５に入力される交流信号ＳACの周波数
を示し、左縦軸が、圧電トランス５の利得特性ＣＨＧ１
１〜ＣＨＧ１３に対応する各利得を示し、右縦軸が、交
流信号ＳACの位相を基準とする出力交流信号ＳO の位相
特性ＣＨ１１θ〜ＣＨ１３θに対応する各位相遅れを示
す。

【００２６】また、一次分極の際に印加する電圧の向き
を分極例１のときとは逆向きにしてλ／２モードで作動
させた場合の利得特性ＣＨ１２Ｇおよび位相特性ＣＨ１
２θを図５に示す。この位相特性ＣＨ１２θによれば、
交流信号ＳACに対する出力交流信号ＳO の位相は、周波
数ｆ1 において、９０゜進みとなる。さらに、分極例１
に従って分極してλモードで作動させた場合の利得特性
ＣＨ１３Ｇおよび位相特性ＣＨ１３θを図６に示す。こ
の位相特性ＣＨ１３θによれば、交流信号ＳACに対する
出力交流信号ＳO の位相は、周波数ｆ1 において、９０
゜進みとなる。このように、圧電トランス５の周波数ｆ
1 における交流信号ＳACに対する出力交流信号ＳO の位
相は、分極の際に印加する電圧の極性や、動作モードに
応じて、９０゜遅れまたは９０゜進みとなる。なお、本
明細書では、例えば、「位相遅れθ」とは、交流信号Ｓ
ACに対する出力交流信号ＳO の位相がθ遅れることを意
味し、「位相遅れ−θ」とは、交流信号ＳACに対する出
力交流信号ＳO の位相がθ進むことを意味するものと定
義する。

【００２７】冷陰極蛍光管２は、ノート型パソコンの液
晶ディスプレイのバックライト用として用いられるもの
であり、その仕様は、例えば、点灯開始時に必要とする
印加電圧が約１２００Ｖｒｍｓ、通常点灯時に必要とす
る印加電圧が約５００Ｖｒｍｓで消費電流が約２．５ｍ
Ａ〜５ｍＡとなっている。抵抗７は、冷陰極蛍光管２を
流れる交流電流値を電圧変換することによって検出電圧
ＶD として検出し、その検出電圧ＶD を位相差−電圧変
換回路８に出力する。

【００２８】位相差−電圧変換回路８は、例えば、排他
的論理和回路（Exclusive OR回路）で構成されており、
ドライバ４から出力される交流信号ＳACに対する、抵抗
７によって検出された検出電圧ＶD （つまり、出力交流
信号ＳO ）の位相遅れに応じた電圧を生成する。位相差
−電圧変換回路８は、図７に示す位相遅れ−出力電圧特
性を有しており、交流信号ＳACに対する出力交流信号Ｓ
O の位相遅れθが９０゜のときに、装置の電源電圧ＶCC
の１／２の電圧である電圧値Ｖ1 を生成し、かつ位相遅
れθが０゜〜１８０゜の範囲において、電圧値が位相遅
れθにほぼ比例して０Ｖから電源電圧ＶCCまで直線的に
変化する出力電圧ＶOUT を生成する。なお、同図では、
圧電トランス５を上記した分極例１に従って分極してλ
／２モードで動作させる場合、つまり出力交流信号ＳO
の位相が周波数ｆ1 において交流信号ＳACの位相よりも
ほぼ９０゜遅れる場合（以下、この動作条件を「第１の
動作条件」という）の結線を示している。したがって、
圧電トランス５の動作条件を変更することにより周波数
ｆ1 において出力交流信号ＳO の位相が交流信号ＳACの
位相に対してほぼ９０゜進む場合（以下、この動作条件
を「第２の動作条件」という）には、後述するように、
位相差−電圧変換回路８に入力させる発振信号ＳOSC の
位相を反転する（つまり１８０゜移相する）。

【００２９】加算回路９は、ボリューム１０の可動接点
から出力されるオフセット電圧ＶOSと、位相差−電圧変
換回路８から出力される出力電圧ＶOUT とを加算した加
算電圧ＶA を出力する。この場合、ボリューム１０の一
方の接点は、基準電圧−ＶRが供給される電源ラインに
接続され、他方の接点は、グランド電位に接続されてい
る。このため、ボリューム１０を回転操作すると、その
可動接点からは、基準電圧−ＶR 〜０Ｖまでのオフセッ
ト電圧ＶOSが出力される。なお、冷陰極蛍光管２の輝度
は、オフセット電圧ＶOSが０Ｖのときに最高になり、オ
フセット電圧ＶOSが基準電圧−ＶR のときに最低とな
る。

【００３０】基準電源１２は、電源電圧ＶCCの１／２の
電圧値である基準電圧としての電圧値Ｖ1 を出力する。
エラーアンプ１１は、加算回路９から出力される加算電
圧ＶA と、基準電源１２の電圧値Ｖ1 との誤差に応じた
電圧を出力する。これにより、ＶＣＯ３の発振周波数を
制御するための制御電圧ＶC が生成される。

【００３１】次に、インバータ装置１の全体的な動作に
ついて説明する。

【００３２】最初に、ボリューム１０の可動接点から０
Ｖのオフセット電圧ＶOSが出力されている場合について
説明する。この場合、エラーアンプ１１の入力端子に
は、加算回路９を介して位相差−電圧変換回路８から出
力された出力電圧ＶOUT が入力される。この際にＶＣＯ
３の発振周波数が周波数ｆ1 よりも低いときには、位相
遅れθが９０゜よりも小さく位相差−電圧変換回路８の
出力電圧ＶOUT が電圧値Ｖ1 よりも低いため、エラーア
ンプ１１は電源電圧ＶCCを出力する。したがって、ＶＣ
Ｏ３は、制御電圧ＶC の上昇に応じて発振信号ＳOSC の
周波数を上昇させ、その発振信号ＳOSC をドライバ４に
出力する。次いで、ドライバ４が、その発振信号ＳOSC
を増幅した交流信号ＳACを圧電トランス５に供給する。
この際に、圧電トランス５は、その交流信号ＳACの周波
数に応じた利得Ｇで交流信号ＳACを昇圧すると共に、そ
の周波数に応じた位相遅れで出力交流信号ＳO を冷陰極
蛍光管２に出力する。次いで、冷陰極蛍光管２を流れた
出力交流信号ＳO が抵抗７によって検出され、検出電圧
ＶD が位相差−電圧変換回路８に入力される。この場
合、交流信号ＳACの周波数が上昇しているため、位相遅
れθが大きくなる結果、位相差−電圧変換回路８は、そ
の位相遅れθに応じて出力電圧ＶOUT の電圧値を上昇さ
せる。

【００３３】次いで、この出力電圧ＶOUT がエラーアン
プ１１の入力端子に入力される。これにより、ＶＣＯ
３、ドライバ４、圧電トランス５、冷陰極蛍光管２、位
相差−電圧変換回路８、加算回路９、およびエラーアン
プ１１を含むフィードバックループでは、エラーアンプ
１１の両入力端子にそれぞれ入力される両入力電圧が等
しくなるように作動する。つまり、このフィードバック
ループでは、加算回路９からの加算電圧ＶA と基準電源
１２の電圧値Ｖ1 とが等しくなるように作動する。この
結果、制御電圧ＶC が電圧値Ｖａに制御されて、ＶＣＯ
３は、図８に示すように周波数ｆ1 の発振信号ＳOSC を
発振する。これにより、オフセット電圧ＶOSが０Ｖのと
きには、交流信号ＳACの周波数は、最大利得周波数ｆm
よりも若干高く、かつ位相遅れθが９０゜となる周波数
ｆ1 に自動的に制御される。この状態では、圧電トラン
ス５がこの装置の使用領域における最大利得Ｇで作動す
る結果、冷陰極蛍光管２が最高輝度に制御される。な
お、初期時においてＶＣＯ３の発振周波数が周波数ｆ1
よりも高い周波数であった場合には、フィードバックル
ープが上記と逆に作動することにより、ＶＣＯ３の発振
周波数は、周波数ｆ1 に制御される。

【００３４】一方、ボリューム１０が操作されると、マ
イナス電圧（例えば、「−０．５Ｖ」とする）のオフセ
ット電圧ＶOSが加算回路９に出力される。この場合、エ
ラーアンプ１１の両入力端子の両入力電圧が等しくなる
ようにフィードバックループが作動するため、位相差−
電圧変換回路８から出力される出力電圧ＶOUT の電圧値
は、この例では、電圧値（Ｖ1 ＋０．５）となる。この
ときには、図７に示すように、交流信号ＳACに対する出
力交流信号ＳO の位相遅れθが９０゜よりも大きくなっ
ており、これは、ＶＣＯ３の発振周波数が周波数ｆ1 よ
りも高い周波数に制御されることを意味する。一方、こ
のインバータ装置１では、ボリューム１０によって最低
輝度に設定されることによりオフセット電圧ＶOSが基準
電圧−ＶR になったときにおける位相差−電圧変換回路
８の出力電圧ＶOUT の電圧値（Ｖ1 ＋ＶR ）を、図７に
示す電圧値Ｖ2 と等しくなるように予め規定している。
また、制御電圧ＶC は、ボリューム１０を回転操作する
ことにより出力電圧ＶOUTを電圧値Ｖ1 〜Ｖ2 まで変化
させたときには、電圧値Ｖａ〜Ｖｂまで変化するように
設定されている。このため、ＶＣＯ３の発振周波数は、
図８に示すように、周波数ｆ1 〜ｆ2 まで変化する。こ
れにより、図２に示すように、圧電トランス５の利得Ｇ
は、高利得領域内において、交流信号ＳACの周波数ｆ1
〜ｆ2 に応じて急峻に制御される。

【００３５】このように、このインバータ装置１では、
ボリューム１０によって最高輝度に設定したときに、Ｖ
ＣＯ３、ドライバ４、圧電トランス５、冷陰極蛍光管
２、位相差−電圧変換回路８、加算回路９、およびエラ
ーアンプ１１を含むフィードバックループが、交流信号
ＳACに対する出力交流信号ＳO の位相遅れθが９０゜に
なるようにＶＣＯ３の発振周波数を制御する。この結
果、ＶＣＯ３の発振周波数は、環境条件の変化に影響さ
れることなく、圧電トランス５の最大利得周波数ｆm よ
りも若干高い周波数ｆ1 になるように常に自動的に制御
される。また、ボリューム１０が可変されたときには、
フィードバックループがＶＣＯ３の発振周波数をｆ1 〜
ｆ2 の間で変化するように制御する。これにより、圧電
トランス５の最大利得周波数ｆm （言い替えれば共振周
波数ｆ0 ）のばらつきや、環境条件および負荷条件が変
動したとしても、圧電トランス５の高利得領域を利用し
つつ圧電トランス５の出力交流信号ＳO の電圧値を適正
に制御することができる。

【００３６】なお、上記のインバータ装置１では、出力
交流信号ＳO に対する冷陰極蛍光管２内部での位相遅れ
を無視しているが、冷陰極蛍光管２の位相遅れを考慮す
ることもできる。例えば、上記した構成では、冷陰極蛍
光管２を流れた出力交流信号ＳO の電流値に応じた電圧
を位相差−電圧変換回路８の一方の入力部に入力してい
るが、圧電トランス５から出力される出力交流信号ＳO
をレベルダウンして位相差−電圧変換回路８の一方の入
力部に入力することもできる。また、冷陰極蛍光管２に
よる位相遅れθを例えば、１０゜とすれば、その位相遅
れθに応じた電圧（この例では、図７に示すように、
（ＶCC×１０゜／１８０゜）となる）を基準電源１２の
電圧値Ｖ1 に予め加算しておいてもよい。したがって、
理解を容易にするために、以下、冷陰極蛍光管２による
位相遅れを無視して説明する。

【００３７】次に、冷陰極蛍光管２を流れる電流値と、
位相差−電圧変換回路８の出力電圧ＶOUT とに基づいて
ＶＣＯ３の発振周波数を制御するインバータ装置２１に
ついて、図１０を参照して説明する。なお、インバータ
装置１と同一の構成要素については、同一の符号を付し
て重複した説明を省略し、上記した第１の動作条件で圧
電トランス５を作動させる例について説明する。

【００３８】インバータ装置２１は、同図に示すよう
に、インバータ装置１のボリューム１０およびエラーア
ンプ１１に代えて、整流回路２２、本発明における調光
手段に相当する輝度調整用のボリューム２３、誤差増幅
回路２４、電圧制限回路２５およびエラーアンプ２６を
備えている。

【００３９】整流回路２２は、本発明における検出回路
に相当する抵抗７によって検出された検出電圧ＶD を全
波整流して冷陰極蛍光管２を流れる電流値に応じた直流
検出電圧ＶDCを生成する。誤差増幅回路２４は、本発明
における演算増幅回路に相当し、演算増幅器３１、抵抗
３２、および本発明における所定の基準電圧に相当する
基準電圧ＶR1を出力する基準電源３３を備えて構成され
ている。この誤差増幅回路２４は、一方の入力端子に入
力された基準電圧ＶR1と、他方の入力端子に入力された
負荷電流値に応じた電圧値の入力電圧との誤差電圧を高
利得で増幅し、増幅した誤差電圧を出力電圧ＶB として
出力する。

【００４０】電圧制限回路２５は、理想化ダイオードに
よる半波整流回路であって、演算増幅器４１、互いに同
一抵抗値の抵抗４２，４３、ダイオード４４，４５、お
よび電圧値Ｖ1 の基準電圧を出力する基準電源４６を備
えて構成されている。この電圧制限回路２５は、本発明
における所定電圧に相当する電圧値Ｖ1 以下の入力電圧
を半波整流することにより、入力電圧である出力電圧Ｖ
B に応じた出力電圧ＶD を出力すると共に、電圧値Ｖ1
を超える入力電圧に対しては電圧値Ｖ1 に制限する機能
を有している。具体的には、電圧制限回路２５は、図９
に示すように、誤差増幅回路２４の出力電圧ＶB が０Ｖ
〜電圧値Ｖ1 までのときには、電源電圧ＶCCから電圧値
Ｖ1 までの出力電圧ＶD を出力し、出力電圧ＶB が電圧
値Ｖ1 〜電源電圧ＶCCまでのときには、電圧値Ｖ1 の出
力電圧ＶD を出力する。この場合、電圧制限回路２５
は、理想化ダイオードによる半波整流回路によって構成
されているため、温度や湿度などの環境条件に左右され
ずに、最低出力電圧が電圧値Ｖ1 になるように確実に制
限することができる。

【００４１】エラーアンプ２６は、実質的にはインバー
タ装置１におけるエラーアンプ１１と同様な機能を有
し、位相差−電圧変換回路８の出力電圧ＶOUT と出力電
圧ＶDとを比較し、その比較結果に応じて、電源電圧ＶC
Cまたは低レベル電圧を出力する。

【００４２】このインバータ装置２１では、冷陰極蛍光
管２が最高輝度になるようにボリューム２３が操作され
ていると、誤差増幅回路２４の入力端子には、０Ｖが入
力される。この場合、誤差増幅回路２４は、基準電圧Ｖ
R1と０Ｖとの誤差電圧を最大利得で増幅することにより
電源電圧ＶCCを出力電圧ＶB として出力する。この際に
は、電圧制限回路２５は、図９に示すように、電圧値Ｖ
1 を出力電圧ＶD として出力する。このため、インバー
タ装置１における動作と同様にして、ＶＣＯ３、ドライ
バ４、圧電トランス５、冷陰極蛍光管２、位相差−電圧
変換回路８およびエラーアンプ２６を含むフィードバッ
クループによって、ＶＣＯ３は、交流信号ＳACに対する
出力交流信号ＳO の位相遅れθが９０゜になるように周
波数ｆ1の発振信号ＳOSC を発振する。これにより、冷
陰極蛍光管２は最高輝度に制御される。

【００４３】一方、ボリューム２３が操作されると、ボ
リューム２３の可動接点からは、冷陰極蛍光管２を流れ
ている出力交流信号ＳO を整流した直流検出電圧ＶDCの
最大値から０Ｖまでの直流電圧が誤差増幅回路２４の入
力端子に入力される。この場合、このインバータ装置２
１では、最低輝度に制御されている状態の冷陰極蛍光管
２を流れている出力交流信号ＳO を整流した直流検出電
圧ＶDCが誤差増幅回路２４の入力端子にそのまま入力さ
れたときに、出力電圧ＶB が電圧値（ＶCC−Ｖ2 ）とな
るように、抵抗７の抵抗値および基準電圧ＶR1などが予
め規定されている。

【００４４】このため、ボリューム２３によって最低輝
度に設定されたとき、つまり、ボリューム２３を最大に
操作したときには、誤差増幅回路２４から出力される出
力電圧ＶB の電圧値が電圧値（ＶCC−Ｖ2 ）となり、こ
のときには、電圧制限回路２５の出力電圧ＶD は、図９
に示すように、電圧値Ｖ2 となる。この状態では、エラ
ーアンプ２６の入力端子の入力電圧が電圧値Ｖ2 となる
ため、フィードバックループによって、エラーアンプ２
６の入力端子が電圧値Ｖ2 と等しい電圧になるようにＶ
ＣＯ３の発振周波数が制御される。このため、位相差−
電圧変換回路８から出力される出力電圧ＶOUT の電圧値
は、この例では、電圧値Ｖ2 となる。したがって、図７
に示すように、交流信号ＳACに対する出力交流信号ＳO
の位相遅れθが１３５゜となり、この状態では、制御電
圧ＶC が電圧値Ｖｂとなるため、図８に示すように、Ｖ
ＣＯ３の発振周波数が周波数ｆ1 よりも高い周波数ｆ2
に制御される。

【００４５】一方、ボリューム２３によって最低輝度に
設定されている状態で冷陰極蛍光管２を流れる電流が仮
に増加したとすると、誤差増幅回路２４の入力端子に入
力される直流電圧が上昇する。この際には、誤差増幅回
路２４の出力電圧ＶB が低下することにより、電圧制限
回路２５の出力電圧ＶD が上昇する。この結果、エラー
アンプ２６の入力端子に入力される出力電圧ＶOUT の電
圧値が上昇する。これにより、ＶＣＯ３の発振周波数が
上昇して交流信号ＳACの周波数が高くなるため、圧電ト
ランス５の利得Ｇが低下する結果、冷陰極蛍光管２を流
れる出力交流信号ＳO の電流値が低減させられる。この
ように、このインバータ装置２１でも、ボリューム２３
を可変することにより、ＶＣＯ３の発振周波数をｆ1 〜
ｆ2 まで制御することができ、これにより、図２に示す
ように、圧電トランス５の利得Ｇは、高利得領域内にお
いて、交流信号ＳACの周波数ｆ1 〜ｆ2 に応じて急峻に
制御される。

【００４６】このように、このインバータ装置２１で
も、ボリューム２３によって最高輝度に設定したとき
に、ＶＣＯ３、ドライバ４、圧電トランス５、冷陰極蛍
光管２、位相差−電圧変換回路８およびエラーアンプ２
６を含むフィードバックループが、ＶＣＯ３の発振周波
数を、交流信号ＳACに対する出力交流信号ＳO の位相遅
れθが９０゜になるように制御する結果、ＶＣＯ３の発
振周波数は、圧電トランス５の最大利得周波数ｆm より
も若干高い周波数ｆ1 になるように常に自動的に制御さ
れる。また、ボリューム２３が可変されたときには、誤
差増幅回路２４および電圧制限回路２５を含むフィード
バックループがＶＣＯ３の発振周波数をｆ1〜ｆ2 の間
で変化するように制御する。これにより、圧電トランス
５の最大利得周波数ｆm （言い替えれば、共振周波数ｆ
0 ）のばらつきや、環境条件および負荷条件が変動した
としても、圧電トランス５の高利得領域を利用しつつ圧
電トランス５の出力交流信号ＳO の電圧値を適正に制御
することができる。

【００４７】次に、本発明に係る電源装置をコンバータ
装置６１に適用した実施の形態について、図１１，１２
を参照して説明する。なお、インバータ装置２１の構成
要素と同一ものについては同一の符号を付して、主とし
て、インバータ装置２１とは相違する構成および動作に
ついて説明する。

【００４８】このコンバータ装置６１は、直流高電圧を
生成する装置であって、基本的な構成はインバータ装置
２１をベース回路とし、圧電トランス５の出力側に、整
流平滑回路６２と、本発明における検出回路に相当する
出力電圧検出用の抵抗６４，６５とを配設し、圧電トラ
ンス５の出力部の出力交流信号ＳO を位相差−電圧変換
回路８の一方の入力部に入力すると共に、ドライバ４ａ
から出力される発振信号ＳOSC1または発振信号ＳOSC2を
圧電トランス５の他方の入力部に入力するように構成さ
れている。

【００４９】また、このコンバータ装置６１におけるド
ライバ４ａは、インバータ装置２１におけるドライバ４
とは異なり、ＦＥＴプッシュプル回路で構成されてい
る。具体的には、ドライバ４ａは、図１２に示すよう
に、直流電源７１と、チョークコイル７２と、発振信号
ＳOSC に同期してオン／オフ制御されることによりＥ級
動作でスイッチングし、かつプッシュプル回路を構成す
るｎチャネル形のＦＥＴ７３，７４と、発振信号ＳOSC
を反転してＦＥＴ７４のゲートに供給するインバータ回
路７５と、互いに磁気的に結合する巻線７６ａ，７６ｂ
を直列接続して構成され中間タップにチョークコイル７
２が接続されたスイッチング用のコイル７６とを備えて
いる。また、ドライバ４ａは、圧電トランス５の動作条
件に応じて、ＶＣＯ３から出力される発振信号ＳOSC の
位相に対して反転位相の発振信号ＳOSC1および同位相の
発振信号ＳOSC2のいずれか一方を位相差−電圧変換回路
８に出力可能に構成されている。具体的には、圧電トラ
ンス５を第１の動作条件で作動させるときには、インバ
ータ回路７５の出力信号である図１６（ａ）に示す発振
信号ＳOSC1を出力し、第２の動作条件で作動させるとき
には、インバータ回路７５の入力信号である同図（ｂ）
に示す発振信号ＳOSC2を出力する。

【００５０】このコンバータ装置６１では、ドライバ４
ａ内において、ＶＣＯ３から出力される発振信号ＳOSC
がハイレベルのときに、ＦＥＴ７３およびＦＥＴ７４が
オン状態およびオフ状態にそれぞれ制御される。この際
には、チョークコイル７２が直流電源７１の出力電流を
電流制限することにより擬似的に定電流制御する。同時
に、コイル７６の巻線７６ｂに、電流が流れることによ
りエネルギーが蓄積される。一方、ＦＥＴ７４のドレイ
ンには、その直前にＦＥＴ７４がオン状態に制御されて
いたときに巻線７６ａに蓄積されたエネルギーに基づく
交流信号ＳAC1が発生し、この交流信号ＳAC1 が圧電ト
ランス５に出力される。

【００５１】次いで、交流信号ＳACがローレベルのとき
に、ＦＥＴ７３およびＦＥＴ７４がオフ状態およびオン
状態にそれぞれ制御される。この際には、コイル７６の
巻線７６ａに、電流が流れることによりエネルギーが蓄
積される。一方、ＦＥＴ７３のドレインには、その直前
にＦＥＴ７３がオン状態に制御されていたときに巻線７
６ｂに蓄積されたエネルギーに基づく交流信号ＳAC2 が
発生し、この交流信号ＳAC2 が圧電トランス５に出力さ
れる。これにより、圧電トランス５は、両入力端子間に
印加された交流信号ＳAC1 ，ＳAC2 を所定の利得Ｇで昇
圧すると共に、昇圧した出力交流信号ＳO を整流平滑回
路６２に出力する。次いで、整流平滑回路６２が、出力
交流信号ＳO を整流平滑することによって直流電圧ＶL
を生成し、その直流電圧ＶL を負荷６３に出力する。

【００５２】このコンバータ装置６１では、圧電トラン
ス５を第１の動作条件で作動させるときには、インバー
タ装置２１と同様にして、ＶＣＯ３、ドライバ４ａ、圧
電トランス５、位相差−電圧変換回路８およびエラーア
ンプ２６を含むフィードバックループが、ＶＣＯ３の発
振周波数を、交流信号ＳACに対する出力交流信号ＳOの
位相遅れθが９０゜になるように制御する。一方、圧電
トランス５を第２の動作条件で作動させるときには、フ
ィードバックループが、ＶＣＯ３の発振周波数を、交流
信号ＳACに対する出力交流信号ＳO の位相遅れθが−９
０゜（つまり、位相進みが９０゜）になるように制御す
る。この結果、ＶＣＯ３の発振周波数は、圧電トランス
５の最大利得周波数ｆm よりも若干高い周波数ｆ1 にな
るように常に自動的に制御される。

【００５３】具体的には、第１の動作条件で圧電トラン
ス５を作動させた際には、図１４（ａ）に示すように、
交流信号ＳACの周波数が高くなるに従って出力交流信号
ＳOの位相遅れが大きくなると共に、同図（ｂ）に示す
ように、位相差−電圧変換回路８の出力電圧ＶOUT が高
くなる。このため、ＶＣＯ３の発振周波数が低下するこ
とにより、図１６（ｄ）に示すように、出力交流信号Ｓ
O の位相が同図（ａ）に示す発振信号ＳOSC1よりも９０
゜遅れるように制御される結果、同図（ｃ）に示す交流
信号ＳACよりも９０゜遅れるように制御される。一方、
第２の動作条件で圧電トランス５を作動させた際には、
図１５（ａ）に示すように、交流信号ＳACの周波数が高
くなるに従って出力交流信号ＳO の位相進みが小さくな
ると共に、同図（ｂ）に示すように、位相差−電圧変換
回路８の出力電圧ＶOUT が低くなる。この場合、第１の
動作条件のときとは異なり、発振信号ＳOSC と同位相の
発振信号ＳOSC2が位相差−電圧変換回路８に入力されて
いるため、等価的には、フィードバックループ内の利得
は、圧電トランス５を第１の動作条件で作動させるとき
の利得に値−１を乗算した利得となる。このため、ＶＣ
Ｏ３の発振周波数が低くなるように制御されることによ
り、図１６（ｅ）に示すように、出力交流信号ＳO の位
相が同図（ｂ）に示す発振信号ＳOSC2よりも９０゜遅れ
るように制御される結果、同図（ｃ）に示す交流信号Ｓ
ACよりも９０゜進むように制御される。

【００５４】このように、このコンバータ装置６１によ
れば、圧電トランス５の最大利得周波数ｆm （言い替え
れば、共振周波数ｆ0 ）のばらつきや、環境条件および
負荷条件が変動したとしても、圧電トランス５の高利得
領域である周波数ｆ1 の交流信号ＳAC1 ，ＳAC2 （交流
信号ＳACの周波数と等しいため、以下、区別しないとき
には、「交流信号ＳAC」という）を圧電トランス５に入
力させることができる。なお、このコンバータ装置６１
では、第１および第２の動作条件に応じてフィードバッ
クループ内の利得を変えるに当たり、インバータ回路７
５の入力信号または出力信号を位相差−電圧変換回路８
に出力することにより、比較対象の発振信号ＳOSC の位
相を反転している。しかし、これに限らず、位相差−電
圧変換回路８の出力部からドライバ４ａの間において信
号波形を反転する反転回路を配設してもよいし、圧電ト
ランス５の出力部から位相差−電圧変換回路８の入力部
の間において信号波形を反転する反転回路を配設しても
よい。

【００５５】また、負荷６３に供給される出力電圧とし
ての直流電圧ＶL が電圧上昇したときには、その上昇分
を抵抗６４，６５が検出し、インバータ装置２１と同様
にして、誤差増幅回路２４および電圧制限回路２５を含
むフィードバックループが、その上昇分に応じて、ＶＣ
Ｏ３の発振周波数を周波数ｆ1 〜周波数ｆ2 の間で上昇
させるように制御する。これにより、整流平滑回路６２
の出力電圧である直流電圧ＶL が一定電圧に制限され
る。なお、直流電圧ＶL を可変する場合には、インバー
タ装置２１と同様にして、ボリューム２３を誤差増幅回
路２４の入力側に配設すればよい。さらに、周波数ｆ1
よりも若干高い周波数を交流信号ＳACとして予め規定
し、直流電圧ＶL の変動に対する交流信号ＳACの低い周
波数側への変化幅を持たせることにより、直流電圧ＶL
の変動に対して安定化機能を備えさせることもできる。

【００５６】次に、プッシュプル回路で構成したドライ
バ４ａを用いた利点について、以下、説明する。

【００５７】このコンバータ装置６１におけるドライバ
４ａの出力インピーダンスは、出力部側にコイル７６を
有するため、誘導性インピーダンスとなる。したがっ
て、ドライバ４ａは、図１３に示すように、インダクタ
ンスＬO として等価的に表される。また、圧電トランス
５、整流平滑回路６２および負荷６３などを含むドライ
バ４ａの負荷回路は、同図に示すように、サセプタンス
Ｂ、リアクタンスＸおよび負荷抵抗Ｒによるπ形回路の
等価回路ＲL として表される。

【００５８】一方、高効率増幅器として共振型増幅器
（以下、「Ｅ級増幅器」という）が知られている。この
Ｅ級増幅器でコンバータ装置６１におけるドライバ４ａ
を構成することにより、発振信号ＳOSC の周波数上昇に
比例して増加するスイッチング損失をゼロボルトスイッ
チ方式によって大幅に低減することができる。したがっ
て、Ｅ級増幅器は、大型ＬＣＤのバックライトなどに冷
陰極蛍光管２を用いる場合、高周波動作する圧電トラン
ス５のドライバ回路４ａに最適な構成となる。この場
合、ドライバ回路４ａをＥ級増幅器として作動させるた
めには、上記した等価回路ＲL における各パラメータの
値が、下記の式および式を満たす必要がある。Ｂ・Ｒ＝０．１８６・・・・・式Ｘ／Ｒ＝１．１５２・・・・・式

【００５９】ところが、一般的には、圧電トランス５の
入力容量が大きいため、上記の式におけるサセプタン
スＢの値を満たすのは困難である。このため、このコン
バータ装置６１では、ドライバ４ａの出力インピーダン
スであるインダクタンスＬOと、上記式を満たすため
に余分となる圧電トランス５の入力容量の一部とを、周
波数ｆ1 近傍で共振させることによって、その余分な入
力容量の一部をキャンセルしている。また、圧電トラン
ス５における余剰な入力容量の一部をキャンセルした状
態において上記の式および式を満たすための交流信
号ＳAC（交流信号ＳAC1 ，ＳAC2 についても同様）の周
波数条件としては、かなり狭い周波数範囲に限定され、
発明者の実験によれば、その周波数範囲が周波数ｆ1 の
近傍であることが判明している。このため、誘導性イン
ピーダンスのドライバ４ａと圧電トランス５とを接続
し、かつ周波数ｆ1 （または周波数ｆ1 近傍）の交流信
号ＳACを圧電トランス５に供給することにより、ドライ
バ４ａをＥ級で作動させることができる。この結果、ド
ライバ４ａの効率を最も向上させることができ、ひいて
は、コンバータ装置６１の効率を最も向上させることが
できる。

【００６０】また、圧電トランス５を第１の動作条件で
作動させ、かつ圧電トランス５の出力部に接続される負
荷６３のインピーダンスを変化させたときの、交流信号
ＳACの周波数に対する圧電トランス５の利得Ｇおよび位
相遅れθの関係を図１７に示す。この場合、特性ＣＨ１
Ｇ〜ＣＨ３Ｇは、負荷６３のインピーダンスがそれぞれ
２．２ＫΩ、０．７ＭΩおよび２．２ＭΩのときの交流
信号ＳACの周波数に対する圧電トランス５の利得Ｇの特
性を示し、特性ＣＨ１θ〜ＣＨ３θは、負荷インピーダ
ンスがそれぞれ０．２２ＭΩ、０．７ＭΩおよび２．２
ＭΩのときの交流信号ＳACの周波数に対する位相遅れθ
の特性を示す。同図によれば、負荷６３のインピーダン
スが変化したときには、最大利得周波数が周波数ｆm1〜
周波数ｆm3まで変化するのに対して、圧電トランス５に
入力される交流信号ＳACに対する、圧電トランス５から
出力される出力交流信号ＳO の位相遅れθが９０゜とな
る周波数は、周波数ｆ1 から殆ど変化せず、しかも、最
大利得周波数ｆm1〜ｆm3よりも常に高い周波数であるこ
とが理解できる。なお、圧電トランス５を第２の動作条
件で作動させる際には、同様にして、位相進みが９０゜
となる周波数が周波数ｆ1 から殆ど変化しない。したが
って、負荷６３のインピーダンスの変動に左右されず
に、圧電トランス５の高利得領域を利用しつつ、出力交
流信号ＳO の電圧値を適正に制御することができる。

【００６１】また、位相遅れ９０゜近傍における交流信
号ＳACの周波数偏移に対する位相遅れθの偏移が、極め
て急峻になっている。したがって、位相遅れθが９０゜
近傍になるようにＶＣＯ３を制御する場合には、ＶＣＯ
３、ドライバ４ａ（またはドライバ４）、圧電トランス
５、位相差−電圧変換回路８およびエラーアンプ２６を
含むフィードバックループ内のループ利得が極めて高利
得となる。このため、フィードバックループにおける位
相制御誤差を極めて小さくすることができる。

【００６２】なお、例えば、位相遅れθが４５゜になる
ように制御する場合には、負荷インピーダンスが０．２
２ＭΩのときには、その際の交流信号ＳACの周波数は、
特性ＣＨ１Ｇ，ＣＨ１θに示すように、最大利得周波数
ｆm1よりも低い周波数になるのに対して、負荷インピー
ダンスが２．２ＭΩのときには、特性ＣＨ３Ｇ，ＣＨ３
θに示すように、最大利得周波数ｆm3よりも高い周波数
になる。したがって、交流信号ＳACを最大利得周波数特
性よりも常に高い周波数に制御することができない。こ
のため、上記したインバータ装置５１の課題である、ボ
リュームの回転角度に応じて圧電トランス５の利得Ｇを
単調減少または単調増加させることができないのは明ら
かである。

【００６３】なお、本発明は、上記した発明の実施の形
態に示した構成および動作に限定されず、適宜変更が可
能である。例えば、圧電トランス５の種類や共振周波数
などは任意に変更することができるし、任意の負荷に対
して出力交流信号ＳO または直流電圧ＶL を供給するこ
とができる。さらに、ＶＣＯ３の構成は任意の公知回路
を用いることができる。また、出力交流信号を最高電圧
にしたときにおける駆動用交流信号（つまり、交流信号
ＳAC）に対する出力交流信号ＳO の位相遅れは、９０゜
（または、−９０゜）そのものに限らず、最高利得周波
数よりも高い周波数であればよく、９０゜（または、−
９０゜）近傍に限られない。ただし、９０゜（または、
−９０゜）近傍に規定したときには、上記した本発明の
実施の形態で説明したように、多くの利点があるのは勿
論である。

【００６４】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載の電源装置
によれば、出力交流信号を所定制御範囲内の最高電圧に
したときにおける出力交流信号の位相が、圧電トランス
の最大利得のときにおける出力交流信号の位相を基準と
して圧電トランスの動作条件に応じて遅れ位相または進
み位相となるように、位相差検出回路の検出位相差に基
づいて制御電圧を制御して電圧制御発振回路の発振周波
数を可変することにより、圧電トランス５の特性のばら
つきや、環境条件および負荷条件の変動に影響を受ける
ことなく、圧電トランスにおける高利得かつ急峻に利得
が変化する領域を利用しつつ、圧電トランスから出力さ
れる出力交流信号の電圧値を適正に制御することができ
る。

【００６５】また、請求項２記載の電源装置によれば、
出力交流信号の位相が駆動用交流信号の位相よりも概ね
９０゜遅れまたは９０゜進みとなるように制御電圧を制
御することにより、位相差検出回路を簡易に構成するこ
とができると共に、フィードバックループにおける位相
制御誤差を限りなく小さくすることができ、加えて、負
荷インピーダンスの変動に左右されずに、圧電トランス
の高利得領域を利用しつつ、出力交流信号の電圧値を適
正に制御することができる。

【００６６】さらに、請求項３および４記載の電源装置
によれば、簡易な構成でありながら、圧電トランスから
出力される出力交流信号の電圧値を確実かつ適正に制御
することができる。

【００６７】また、請求項５記載の電源装置によれば、
電圧制限回路が、演算増幅回路から出力された誤差電圧
が所定電圧を超えるときに所定電圧に制限すると共に誤
差電圧が所定電圧以下のときに誤差電圧に応じた電圧を
出力することにより、駆動用交流信号に対する出力交流
信号の最小位相遅れが例えば９０゜になるように電圧制
御発振回路の発振周波数を確実に制御することができ
る。

【００６８】また、請求項６記載の電源装置によれば、
演算増幅器を用いた理想化ダイオードによる半波整流回
路によって電圧制限回路を構成したことにより、温度や
湿度などの環境条件に左右されずに、電圧制御発振回路
の発振周波数を制御することができる。

【００６９】さらに、請求項７，８記載の電源装置によ
れば、Ｅ級条件でドライバ回路を動作させることがで
き、これにより、装置の電源効率の向上を図ることがで
きる。

【００７０】また、請求項９記載の電源装置によれば、
圧電トランスの出力交流信号を整流して直流電圧を生成
する整流回路を備えたことにより、圧電トランスにおけ
る高利得かつ急峻に利得が変化する領域を利用しつつ、
圧電トランスから出力される出力交流信号の電圧値を適
正に制御することができる直流電源装置を提供すること
ができる。

【００７１】また、請求項１０記載の電源装置によれ
ば、調光手段による減光制御に応じて、駆動用交流信号
の位相に対する出力交流信号の位相が９０゜よりもさら
に遅れまたは進むように制御電圧を制御することによ
り、ランプ手段の光量を単調増加または単調減少するよ
うに適正かつ安定に制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るインバータ装置１の
ブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態に係るインバータ装置１の
圧電トランス５における交流信号ＳACの周波数に対する
利得Ｇの関係を示す周波数特性図である。

【図３】本発明の実施の形態に係るインバータ装置１の
圧電トランス５を分極する際の概念的な回路図であっ
て、（ａ）は一次分極の際の回路図、（ｂ）は二次分極
の際の回路図である。

【図４】本発明の実施の形態に係るインバータ装置１の
圧電トランス５を分極例１に従って分極し、かつλ／２
モードで作動させたときの利得特性ＣＨ１１Ｇおよび位
相特性ＣＨ１１θを示す特性図である。

【図５】本発明の実施の形態に係るインバータ装置１の
圧電トランス５に対する一次分極の際に印加する電圧の
向きを分極例１のときとは逆向きにしてλ／２モードで
作動させた場合の利得特性ＣＨ１２Ｇおよび位相特性Ｃ
Ｈ１２θを示す特性図である。

【図６】本発明の実施の形態に係るインバータ装置１の
圧電トランス５を分極例１に従って分極してλモードで
作動させた場合の利得特性ＣＨ１３Ｇおよび位相特性Ｃ
Ｈ１３θを示す特性図である。

【図７】位相差−電圧変換回路８における位相遅れθに
対する出力電圧ＶOUT の関係を示す位相−出力電圧特性
図である。

【図８】ＶＣＯ３における制御電圧ＶC に対する発振周
波数の関係を示す制御電圧−発振周波数特性図である。

【図９】インバータ装置２１における電圧制限回路２５
の入力電圧に対する出力電圧の関係を示す入出力特性図
である。

【図１０】本発明の他の実施形態に係るインバータ装置
２１のブロック図である。

【図１１】本発明のさらに他の実施形態に係るコンバー
タ装置６１のブロック図である。

【図１２】コンバータ装置６１におけるドライバ４ａの
回路図である。

【図１３】ドライバ４ａ、およびドライバ４ａの負荷側
回路の等価回路図である。

【図１４】（ａ）は第１の動作条件で圧電トランス５を
作動させた際の交流信号ＳACの周波数に対する出力交流
信号ＳO の位相遅れを示す位相特性図、（ｂ）は第１の
動作条件で圧電トランス５を作動させた際の位相差−電
圧変換回路８の出力電圧特性図である。

【図１５】（ａ）は第２の動作条件で圧電トランス５を
作動させた際の交流信号ＳACの周波数に対する出力交流
信号ＳO の位相遅れを示す位相特性図、（ｂ）は第２の
動作条件で圧電トランス５を作動させた際の位相差−電
圧変換回路８の出力電圧特性図である。

【図１６】（ａ）は発振信号ＳOSC1の信号波形図、
（ｂ）は発振信号ＳOSC2の信号波形図、（ｃ）は交流信
号ＳACの信号波形図、（ｄ）は圧電トランス５が第１の
動作条件で作動しているときの出力交流信号ＳO の信号
波形図、（ｅ）は圧電トランス５が第２の動作条件で作
動しているときの出力交流信号ＳO の信号波形図であ
る。

【図１７】負荷のインピーダンスを変化させたときの圧
電トランス５の周波数特性図であって、（ａ）は交流信
号ＳACの周波数に対する利得Ｇの関係を示す周波数特性
図、（ｂ）は交流信号ＳACの周波数に対する位相遅れθ
の関係を示す周波数特性図である。

【図１８】従来のインバータ装置５１のブロック図であ
る。

【図１９】圧電トランス５における駆動用の交流信号Ｓ
AC の周波数に対する利得Ｇの関係を示す周波数特性図
である。

【図２０】特性ＣＨ１および特性ＣＨ２をそれぞれ有す
る圧電トランス５，５の周波数に対する利得の関係を示
す周波数特性図である。

【符号の説明】

１インバータ装置２冷陰極蛍光管３ＶＣＯ４ドライバ４ａドライバ５圧電トランス７抵抗８位相差−電圧変換回路９加算回路１０ボリューム１１エラーアンプ２１インバータ装置２３ボリューム２４誤差増幅回路２５電圧制限回路６１コンバータ装置６２整流平滑回路６３負荷６４抵抗６５抵抗７３ＦＥＴ７４ＦＥＴ７５インバータ回路７６コイル

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】圧電トランスを駆動するための駆動用交
流信号を制御電圧に従った周波数で発振する電圧制御発
振回路を備え、当該制御電圧を制御して前記駆動用交流
信号の周波数を可変することにより前記圧電トランスに
おける出力交流信号の電圧を可変可能に構成されている
電源装置において、前記駆動用交流信号および前記出力交流信号間の位相差
を検出する位相差検出回路を備え、前記出力交流信号を
所定出力制御範囲内の最高電圧にしたときにおける当該
出力交流信号の位相が、前記圧電トランスの最大利得の
ときにおける前記出力交流信号の位相を基準として前記
圧電トランスの動作条件に応じて所定の遅れ位相または
進み位相となるように、前記位相差検出回路の検出位相
差に基づいて前記制御電圧を制御することにより前記電
圧制御発振回路の発振周波数を可変することを特徴とす
る電源装置。
【請求項２】前記駆動用交流信号の位相に対する前記
出力交流信号の位相が概ね９０゜遅れまたは９０゜進み
となるように前記制御電圧を制御することを特徴とする
請求項１記載の電源装置。
【請求項３】所定電圧範囲内で可変可能なオフセット
電圧を生成するオフセット電圧生成回路と、当該オフセ
ット電圧生成回路の出力電圧および前記位相差検出回路
の検出位相差に応じた電圧を互いに加算する加算回路と
を備え、少なくとも当該加算回路の加算電圧に基づいて
前記制御電圧を制御することを特徴とする請求項１また
は２記載の電源装置。
【請求項４】負荷回路に流れる負荷電流値および当該
負荷に供給される出力電圧の少なくとも一方を検出する
検出回路を備え、当該検出回路によって検出された検出
値と、前記位相差検出回路の検出位相差に応じた電圧と
に少なくとも基づいて前記制御電圧を制御することを特
徴とする請求項１または２記載の電源装置。
【請求項５】前記検出値に応じた電圧と所定の基準電
圧との誤差電圧を生成する演算増幅回路と、当該演算増
幅回路から出力された前記誤差電圧が所定電圧を超える
ときに当該所定電圧に制限すると共に、当該誤差電圧が
当該所定電圧以下のときに前記誤差電圧に応じた電圧を
出力する電圧制限回路とを備え、前記位相差検出回路の
検出位相差に応じた電圧と前記電圧制限回路の出力電圧
とに少なくとも基づいて前記制御電圧を制御することを
特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】前記電圧制限回路は、演算増幅器を用い
た理想化ダイオードによる半波整流回路であることを特
徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項７】前記電圧制御発振回路の発振信号を増幅
して前記圧電トランスに出力する誘導性出力インピーダ
ンスのドライバ回路を備えていることを特徴とする請求
項１から６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】前記ドライバ回路は、プッシュプル回路
で構成されていることを特徴とする請求項７記載の電源
装置。
【請求項９】前記圧電トランスの出力交流信号を整流
して直流電圧を生成する整流回路を備えていることを特
徴とする請求項１から８のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１０】前記出力交流信号の負荷回路としての
調光可能なランプ手段の光量を制御するための調光手段
を備え、当該調光手段による減光制御に応じて、前記駆
動用交流信号の位相に対する前記出力交流信号の位相が
９０゜よりもさらに遅れまたは進むように前記制御電圧
を制御することを特徴とする請求項１から９のいずれか
に記載の電源装置。