JPH11355079A - 自動利得制御回路および衛星放送受信チューナ - Google Patents
自動利得制御回路および衛星放送受信チューナInfo
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- JPH11355079A JPH11355079A JP16501898A JP16501898A JPH11355079A JP H11355079 A JPH11355079 A JP H11355079A JP 16501898 A JP16501898 A JP 16501898A JP 16501898 A JP16501898 A JP 16501898A JP H11355079 A JPH11355079 A JP H11355079A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】発振しにくく、受信チャンネル毎に最適なＡＧ
Ｃ特性を得る。 【解決手段】ディジタル部の比較器４７、セレクタ４
８,５２、乗算器４９,５３、加算器５０,５４は、ディ
レードＡＧＣが可能な高周波増幅器３３用および中間周
波増幅器３８用のＡＧＣ信号を独立に生成する。その結
果、ＩＦＡＧＣゲインに対してＲＦＡＧＣゲインを大き
く設定する必要が無く、発振を抑えることができる。ま
た、各演算定数を各受信チャンネル毎に最適値を設定し
て記憶手段に格納しておくことによって、受信チャンネ
ル毎に最適なＡＧＣ特性が得られる。
Ｃ特性を得る。 【解決手段】ディジタル部の比較器４７、セレクタ４
８,５２、乗算器４９,５３、加算器５０,５４は、ディ
レードＡＧＣが可能な高周波増幅器３３用および中間周
波増幅器３８用のＡＧＣ信号を独立に生成する。その結
果、ＩＦＡＧＣゲインに対してＲＦＡＧＣゲインを大き
く設定する必要が無く、発振を抑えることができる。ま
た、各演算定数を各受信チャンネル毎に最適値を設定し
て記憶手段に格納しておくことによって、受信チャンネ
ル毎に最適なＡＧＣ特性が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えばデジタル
地上波やデジタル衛星放送等の受信機に用いられると好
適な自動利得制御(以下、ＡＧＣと言う)回路に関し、特
には、高周波増幅器および中間周波増幅器の自動利得制
御を行うＡＧＣ回路に関する。
地上波やデジタル衛星放送等の受信機に用いられると好
適な自動利得制御(以下、ＡＧＣと言う)回路に関し、特
には、高周波増幅器および中間周波増幅器の自動利得制
御を行うＡＧＣ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＧＣ回路は、高周波入力信号を増幅す
る増幅器の利得を制御し、信号レベルを一定にする回路
である。このＡＧＣ回路が搭載されている衛星放送受信
チューナは、高周波信号から低周波信号への周波数変
換,帯域制限および増幅を行なうアナログ部と、検出し
た入力信号のレベルに応じたＡＧＣ信号を上記アナログ
部に出力するデジタル部とに分けられる。
る増幅器の利得を制御し、信号レベルを一定にする回路
である。このＡＧＣ回路が搭載されている衛星放送受信
チューナは、高周波信号から低周波信号への周波数変
換,帯域制限および増幅を行なうアナログ部と、検出し
た入力信号のレベルに応じたＡＧＣ信号を上記アナログ
部に出力するデジタル部とに分けられる。
【０００３】上記増幅器は、上記ＡＧＣ信号によってゲ
インリダクションが掛けられるとＮＦ(雑音指数)が悪く
なる。一方、入力信号のレベルが高くなると出力信号の
歪みが起きるという特性を有している。尚、複数の増幅
器が縦列接続している場合には、全体のＮＦは前段の増
幅器のＮＦが効いてくる。
インリダクションが掛けられるとＮＦ(雑音指数)が悪く
なる。一方、入力信号のレベルが高くなると出力信号の
歪みが起きるという特性を有している。尚、複数の増幅
器が縦列接続している場合には、全体のＮＦは前段の増
幅器のＮＦが効いてくる。
【０００４】上記ＡＧＣ回路においては、入力信号のレ
ベルが低い場合には、増幅器全体のＮＦが良くなるよう
に前段の高周波増幅器にはゲインリダクションが掛から
ず最大ゲインになるようにし、後段の中間周波増幅器に
はゲインリダクションを掛けて利得制御を行なうにして
いる。これに対して、入力信号のレベルが高い場合に
は、上記中間周波増幅器で歪みが起きないように上記高
周波増幅器にゲインリダクションを掛けて、上記中間周
波増幅器のゲインを一定にして利得制御を行なうのが望
ましい。これをディレードＡＧＣと呼ぶ(図２参照)。
ベルが低い場合には、増幅器全体のＮＦが良くなるよう
に前段の高周波増幅器にはゲインリダクションが掛から
ず最大ゲインになるようにし、後段の中間周波増幅器に
はゲインリダクションを掛けて利得制御を行なうにして
いる。これに対して、入力信号のレベルが高い場合に
は、上記中間周波増幅器で歪みが起きないように上記高
周波増幅器にゲインリダクションを掛けて、上記中間周
波増幅器のゲインを一定にして利得制御を行なうのが望
ましい。これをディレードＡＧＣと呼ぶ(図２参照)。
【０００５】図３は、従来のＡＧＣ回路が搭載された衛
星放送受信チューナのブロック図である。図３におい
て、２,４,７は要望する帯域のみを通過させる帯域通過
フイルタである。特に、４は、通過帯城の中心周波数を
可変できる可変型帯域通過フィルタである。さらに、１
１は、特定周波数以下の信号のみを通過させる低域通過
フィルタである。また、３は利得可変型の高周波増幅器
であり、８は利得可変型の中間周波増幅器である。ま
た、５,９は周波数変換を行なうためのミキサである。
また、６,１０はミキサ５,９にローカル信号を与える信
号源である。上記構成に、Ａ/Ｄコンバータ１２,Ｄ/Ａ
コンバータ１９,増幅器２０,抵抗２１およびコンデンサ
２２を含めた部分が上記アナログ部である。
星放送受信チューナのブロック図である。図３におい
て、２,４,７は要望する帯域のみを通過させる帯域通過
フイルタである。特に、４は、通過帯城の中心周波数を
可変できる可変型帯域通過フィルタである。さらに、１
１は、特定周波数以下の信号のみを通過させる低域通過
フィルタである。また、３は利得可変型の高周波増幅器
であり、８は利得可変型の中間周波増幅器である。ま
た、５,９は周波数変換を行なうためのミキサである。
また、６,１０はミキサ５,９にローカル信号を与える信
号源である。上記構成に、Ａ/Ｄコンバータ１２,Ｄ/Ａ
コンバータ１９,増幅器２０,抵抗２１およびコンデンサ
２２を含めた部分が上記アナログ部である。
【０００６】これに対して、上記デジタル部は、振幅検
出器１３、加減算器１４,１５、遅延回路１６、乗算器
１８で構成される。尚、加算器１５と遅延回路１６とで
ループを組むことによって積分器を形成している。
出器１３、加減算器１４,１５、遅延回路１６、乗算器
１８で構成される。尚、加算器１５と遅延回路１６とで
ループを組むことによって積分器を形成している。
【０００７】上記構成において、受信された高周波信号
が入力端子１に入力されると、帯城通過フィルタ２によ
って対象信号が取り出される。そして、高周波増幅器３
によって増幅された後、可変型帯域通過フィルタ４によ
って希望チャンネルの信号が取り出される。ミキサ５
は、信号源６からのローカル信号と帯城通過フィルタ４
を通過した後の高周波信号とを混合して周波数変換を行
う。そして、帯域通過フィルタ７によって高周波成分を
除去することによって、受信された高周波信号が中間周
波信号に変換される。こうして得られた中間周波信号
は、中間周波増幅器８によってさらに増幅され、ミキサ
９によって信号源１０からのローカル信号と混合されて
低周波信号へ周波数変換される。そして、低域通過フィ
ルタ１１によって高周波成分が除去され、Ａ/Ｄコンバ
ータ１２によってディジタル信号に変換されて上記デジ
タル部に入力される。
が入力端子１に入力されると、帯城通過フィルタ２によ
って対象信号が取り出される。そして、高周波増幅器３
によって増幅された後、可変型帯域通過フィルタ４によ
って希望チャンネルの信号が取り出される。ミキサ５
は、信号源６からのローカル信号と帯城通過フィルタ４
を通過した後の高周波信号とを混合して周波数変換を行
う。そして、帯域通過フィルタ７によって高周波成分を
除去することによって、受信された高周波信号が中間周
波信号に変換される。こうして得られた中間周波信号
は、中間周波増幅器８によってさらに増幅され、ミキサ
９によって信号源１０からのローカル信号と混合されて
低周波信号へ周波数変換される。そして、低域通過フィ
ルタ１１によって高周波成分が除去され、Ａ/Ｄコンバ
ータ１２によってディジタル信号に変換されて上記デジ
タル部に入力される。
【０００８】こうして上記ディジタル部に入力された信
号は、先ず振幅検出器１３によって振幅値が算出され
る。そして、減算器１４によって、上記算出された振幅
値と基準値Refとの差分値を算出し、加算器１５および
遅延回路１６で構成される積分器によって上記差分値
(振幅値−基準値)の積分が行われる。こうして、受信信
号のレベルに応じた検出信号１７が得られる。そして、
この検出信号１７に乗算器１８によって所定値μ0を乗
算することによって上記ＡＧＣ信号が得られ、このＡＧ
Ｃ信号をＤ/Ａコンバータ１９でアナログ信号に変換す
ることによって中間周波増幅器８へのＡＧＣ信号が得ら
れるのである。こうして、中間周波増幅器８から上記デ
ィタル部およびＤ/Ａコンバータ１９を介して中間周波
増幅器８に至るループを形成することによって、入力信
号のレベルが基準値Refより小さい場合には上記入力信
号を大きくするＡＧＣ信号が得られる一方、基準値Ref
より大きい場合には上記入力信号を小さくするＡＧＣ信
号が得られるのである。
号は、先ず振幅検出器１３によって振幅値が算出され
る。そして、減算器１４によって、上記算出された振幅
値と基準値Refとの差分値を算出し、加算器１５および
遅延回路１６で構成される積分器によって上記差分値
(振幅値−基準値)の積分が行われる。こうして、受信信
号のレベルに応じた検出信号１７が得られる。そして、
この検出信号１７に乗算器１８によって所定値μ0を乗
算することによって上記ＡＧＣ信号が得られ、このＡＧ
Ｃ信号をＤ/Ａコンバータ１９でアナログ信号に変換す
ることによって中間周波増幅器８へのＡＧＣ信号が得ら
れるのである。こうして、中間周波増幅器８から上記デ
ィタル部およびＤ/Ａコンバータ１９を介して中間周波
増幅器８に至るループを形成することによって、入力信
号のレベルが基準値Refより小さい場合には上記入力信
号を大きくするＡＧＣ信号が得られる一方、基準値Ref
より大きい場合には上記入力信号を小さくするＡＧＣ信
号が得られるのである。
【０００９】次に、高周波入力信号のレベルによって、
高周波増幅器３における自動利得制御(以下、ＲＦＡＧ
Ｃと言う)の制御範囲と中間周波増幅器８における自動
利得制御(以下、ＩＦＡＧＣと言う)の制御範囲とを分け
るディレードＡＧＣを実現するために、高周波増幅器３
へのＡＧＣ信号が以下のようにして生成される。すなわ
ち、Ｄ/Ａコンバータ１９から中間周波増幅器８に送出
されたＡＧＣ信号が増幅器２０にも入力される。そうす
ると、増幅器２０は、入力電圧が比較電圧Ｃ0よりも大
きい場合のみ入力電圧に応じた増幅を行ってＡＧＣ信号
として出力する。一方、入力電圧が比較電圧Ｃ0よりも
小さい場合は一定レベルのＡＧＣ信号を出力するのであ
る。すなわち、上記従来の衛星放送受信チューナにおい
ては、Ａ/Ｄコンバータ１２から増幅器２０によってＡ
ＧＣ回路を構成しているのである。
高周波増幅器３における自動利得制御(以下、ＲＦＡＧ
Ｃと言う)の制御範囲と中間周波増幅器８における自動
利得制御(以下、ＩＦＡＧＣと言う)の制御範囲とを分け
るディレードＡＧＣを実現するために、高周波増幅器３
へのＡＧＣ信号が以下のようにして生成される。すなわ
ち、Ｄ/Ａコンバータ１９から中間周波増幅器８に送出
されたＡＧＣ信号が増幅器２０にも入力される。そうす
ると、増幅器２０は、入力電圧が比較電圧Ｃ0よりも大
きい場合のみ入力電圧に応じた増幅を行ってＡＧＣ信号
として出力する。一方、入力電圧が比較電圧Ｃ0よりも
小さい場合は一定レベルのＡＧＣ信号を出力するのであ
る。すなわち、上記従来の衛星放送受信チューナにおい
ては、Ａ/Ｄコンバータ１２から増幅器２０によってＡ
ＧＣ回路を構成しているのである。
【００１０】上述の動作によって、上記高周波増幅器３
および中間周波増幅器８に対するＡＧＣ信号の入力レベ
ル対ＡＧＣ信号電圧(以下、利得制御電圧と言う)は、図
４に示すようになる(測定結果)。すなわち、中間周波増
幅器８への利得制御電圧が比較電圧Ｃ0よりも小さい場
合には、高周波増幅器３への利得制御電圧は高周波増幅
器３のゲインを最大にする一定電圧となり、中間周波増
幅器８に対してのみゲインリダクションを掛けることに
なる。逆に、中間周波増幅器８への利得制御電圧が比較
電圧Ｃ0よりも大きい場合には、増幅器２０によって入
力電圧に応じて増幅された利得制御電圧が高周波増幅器
３に入力されて高周波増幅器３にゲインリダクションが
掛けられ、高周波増幅器３の出力は略一定レベルとな
る。その結果、中間周波増幅器８への入力電圧は略一定
となって中間周波増幅器８への利得制御電圧は僅かしか
変化せず、中間周波増幅器８のゲインリダクションは殆
ど変化しないことになる。
および中間周波増幅器８に対するＡＧＣ信号の入力レベ
ル対ＡＧＣ信号電圧(以下、利得制御電圧と言う)は、図
４に示すようになる(測定結果)。すなわち、中間周波増
幅器８への利得制御電圧が比較電圧Ｃ0よりも小さい場
合には、高周波増幅器３への利得制御電圧は高周波増幅
器３のゲインを最大にする一定電圧となり、中間周波増
幅器８に対してのみゲインリダクションを掛けることに
なる。逆に、中間周波増幅器８への利得制御電圧が比較
電圧Ｃ0よりも大きい場合には、増幅器２０によって入
力電圧に応じて増幅された利得制御電圧が高周波増幅器
３に入力されて高周波増幅器３にゲインリダクションが
掛けられ、高周波増幅器３の出力は略一定レベルとな
る。その結果、中間周波増幅器８への入力電圧は略一定
となって中間周波増幅器８への利得制御電圧は僅かしか
変化せず、中間周波増幅器８のゲインリダクションは殆
ど変化しないことになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のＡＧＣ回路には、以下のような問題がある。すなわ
ち、上述のように、ディレードＡＧＣを実現するため
に、増幅器２０を用いて高周波増幅器３への利得制御電
圧と中間周波増幅器８への利得制御電圧とにレベル差を
設けている。ところが、増幅器２０のゲインが小さい場
合には、増幅器２０から高周波増幅器３への利得制御電
圧とＤ/Ａコンバータ１９から中間周波増幅器８への利
得制御電圧との差は小さく、中間周波増幅器８への利得
制御電圧が比較電圧Ｃ0よりも大きい場合において、高
周波増幅器３にゲインリダクションが掛かっている場合
でも中間周波増幅器８にゲインリダクションが掛かるこ
とになる。
来のＡＧＣ回路には、以下のような問題がある。すなわ
ち、上述のように、ディレードＡＧＣを実現するため
に、増幅器２０を用いて高周波増幅器３への利得制御電
圧と中間周波増幅器８への利得制御電圧とにレベル差を
設けている。ところが、増幅器２０のゲインが小さい場
合には、増幅器２０から高周波増幅器３への利得制御電
圧とＤ/Ａコンバータ１９から中間周波増幅器８への利
得制御電圧との差は小さく、中間周波増幅器８への利得
制御電圧が比較電圧Ｃ0よりも大きい場合において、高
周波増幅器３にゲインリダクションが掛かっている場合
でも中間周波増幅器８にゲインリダクションが掛かるこ
とになる。
【００１２】ところが、上記中間周波増幅器８への利得
制御電圧が比較電圧Ｃ0よりも大きい場合に中間周波増
幅器８にゲインリダクションが掛かると、高周波増幅器
３への十分なゲインリダクションが得られないために、
歪みが生じ易いＡＧＣ回路になってしまう。
制御電圧が比較電圧Ｃ0よりも大きい場合に中間周波増
幅器８にゲインリダクションが掛かると、高周波増幅器
３への十分なゲインリダクションが得られないために、
歪みが生じ易いＡＧＣ回路になってしまう。
【００１３】そこで、ＮＦ(雑音指数)および歪が良好な
ディレードＡＧＣとして、中間周波増幅器８のゲインが
一定であって高周波増幅器３にのみゲインリダクション
が係るような範囲を作ろうとすると、高周波増幅器３へ
の利得制御電圧を、中間周彼増幅器８への利得制御電圧
を無視できる程大きくしなければならず、増幅器２０の
ゲインを大にする必要がある。
ディレードＡＧＣとして、中間周波増幅器８のゲインが
一定であって高周波増幅器３にのみゲインリダクション
が係るような範囲を作ろうとすると、高周波増幅器３へ
の利得制御電圧を、中間周彼増幅器８への利得制御電圧
を無視できる程大きくしなければならず、増幅器２０の
ゲインを大にする必要がある。
【００１４】ところが、上記中間周波増幅器８の利得制
御電圧と高周波増幅器３の利得制御電圧はゲインが大で
ある増幅器２０を介して相関があるため、上記ＩＦＡＧ
Ｃを最適にするループゲインによってＡＧＣ回路を設計
すると、上記ＲＦＡＧＣではループゲインが大きくな
り、上記ＲＦＡＧＣで発振が生じ易いＡＧＣ回路になる
という問題がある。発振を止めるために、増幅器２０の
後に抵抗２１およびコンデンサー２２を付加してＲＣフ
ィルタを構成することが考えられる。ところが、その場
合には応答が遅くなり、ＡＧＣの収束時間が長くなると
いう別の問題が生じる。
御電圧と高周波増幅器３の利得制御電圧はゲインが大で
ある増幅器２０を介して相関があるため、上記ＩＦＡＧ
Ｃを最適にするループゲインによってＡＧＣ回路を設計
すると、上記ＲＦＡＧＣではループゲインが大きくな
り、上記ＲＦＡＧＣで発振が生じ易いＡＧＣ回路になる
という問題がある。発振を止めるために、増幅器２０の
後に抵抗２１およびコンデンサー２２を付加してＲＣフ
ィルタを構成することが考えられる。ところが、その場
合には応答が遅くなり、ＡＧＣの収束時間が長くなると
いう別の問題が生じる。
【００１５】上述の他に、上記増幅器２０を用いる際の
不具合として、高周波増幅器３のＡＧＣ信号がＤ/Ａコ
ンバータ１９の出力信号を増幅した信号となるために、
Ｄ/Ａコンバータ１９の量子化誤差も増幅されることに
なる。したがって、そのためにＡＧＣ回路としての精度
が劣化することが挙げられる。
不具合として、高周波増幅器３のＡＧＣ信号がＤ/Ａコ
ンバータ１９の出力信号を増幅した信号となるために、
Ｄ/Ａコンバータ１９の量子化誤差も増幅されることに
なる。したがって、そのためにＡＧＣ回路としての精度
が劣化することが挙げられる。
【００１６】また、ＡＧＣ特性のばらつきについて考え
てみると、従来のＡＧＣ回路においては、ディレードＡ
ＧＣを実現するのにアナログ素子の特性を利用している
ために素子自身の特性ばらつきの影響や周辺環境の影響
が大きく、ＡＧＣ特性の再現性や安定性に欠け、各ＡＧ
Ｃ回路毎に最適なＡＧＣ特性を得るのが困難であるとい
う問題がある。また、受信するチャンネル毎にも高周波
増幅器３および中間周波増幅器８の特性にばらつきがあ
るが、従来のＡＧＣ回路においてはアナログ素子の特性
を利用してＡＧＣ信号を生成しているために、設計後に
素子の特性を変えてＡＧＣ信号特性を変更することは困
難であり、チャンネル毎に最適なＡＧＣ特性を得ること
ができないという問題もある。
てみると、従来のＡＧＣ回路においては、ディレードＡ
ＧＣを実現するのにアナログ素子の特性を利用している
ために素子自身の特性ばらつきの影響や周辺環境の影響
が大きく、ＡＧＣ特性の再現性や安定性に欠け、各ＡＧ
Ｃ回路毎に最適なＡＧＣ特性を得るのが困難であるとい
う問題がある。また、受信するチャンネル毎にも高周波
増幅器３および中間周波増幅器８の特性にばらつきがあ
るが、従来のＡＧＣ回路においてはアナログ素子の特性
を利用してＡＧＣ信号を生成しているために、設計後に
素子の特性を変えてＡＧＣ信号特性を変更することは困
難であり、チャンネル毎に最適なＡＧＣ特性を得ること
ができないという問題もある。
【００１７】そこで、この発明の目的は、発振しにく
く、受信チャンネル毎に最適なＡＧＣ特性を得ることが
できるＡＧＣ回路を提供することにある。
く、受信チャンネル毎に最適なＡＧＣ特性を得ることが
できるＡＧＣ回路を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に係る発明は、入力された高周波信号を増
幅する高周波増幅器と,この高周波増幅器からの高周波
信号が周波数変換された中間周波信号を増幅する中間周
波増幅器との夫々に,自動利得制御信号を供給して上記
両増幅器の利得制御を行うＡＧＣ回路において、上記中
間周波増幅器の出力信号のレベルに応じた検出信号の値
と基準信号の値とを比較して,比較結果を表す信号を出
力する比較手段と、上記検出信号と基準信号とが入力さ
れると共に,上記比較手段の出力信号に基づいて、上記
検出信号の値が上記基準信号の値より大きい場合には上
記検出信号を選択して第１ＡＧＣ信号として上記高周波
増幅器に出力する一方,上記検出信号の値が上記基準信
号の値以下である場合には上記基準信号を選択して上記
第１ＡＧＣ信号として上記高周波増幅器に出力する第１
信号選択手段と、上記検出信号と基準信号とが入力され
ると共に,上記比較手段の出力信号に基づいて、上記検
出信号の値が上記基準信号の値より大きい場合には上記
基準信号を選択して第２ＡＧＣ信号として上記中間周波
増幅器に出力する一方,上記検出信号の値が上記基準信
号の値以下である場合には上記検出信号を選択して上記
第２ＡＧＣ信号として上記中間周波増幅器に出力する第
２信号選択手段を備えたことを特徴としている。
め、請求項１に係る発明は、入力された高周波信号を増
幅する高周波増幅器と,この高周波増幅器からの高周波
信号が周波数変換された中間周波信号を増幅する中間周
波増幅器との夫々に,自動利得制御信号を供給して上記
両増幅器の利得制御を行うＡＧＣ回路において、上記中
間周波増幅器の出力信号のレベルに応じた検出信号の値
と基準信号の値とを比較して,比較結果を表す信号を出
力する比較手段と、上記検出信号と基準信号とが入力さ
れると共に,上記比較手段の出力信号に基づいて、上記
検出信号の値が上記基準信号の値より大きい場合には上
記検出信号を選択して第１ＡＧＣ信号として上記高周波
増幅器に出力する一方,上記検出信号の値が上記基準信
号の値以下である場合には上記基準信号を選択して上記
第１ＡＧＣ信号として上記高周波増幅器に出力する第１
信号選択手段と、上記検出信号と基準信号とが入力され
ると共に,上記比較手段の出力信号に基づいて、上記検
出信号の値が上記基準信号の値より大きい場合には上記
基準信号を選択して第２ＡＧＣ信号として上記中間周波
増幅器に出力する一方,上記検出信号の値が上記基準信
号の値以下である場合には上記検出信号を選択して上記
第２ＡＧＣ信号として上記中間周波増幅器に出力する第
２信号選択手段を備えたことを特徴としている。
【００１９】上記構成によれば、高周波増幅器には、中
間周波増幅器の出力信号のレベルに応じた検出信号の値
が基準値より大きい場合には、上記検出信号に応じて変
化する利得制御電圧が供給される。一方、上記検出信号
の値が上記基準信号の値以下である場合には、一定電圧
の利得制御電圧が供給される。また、中間周波増幅器に
は、上記高周波増幅器の場合とは反対に、上記検出信号
の値が基準値より大きい場合には、一定電圧の利得制御
電圧が供給される。一方、上記検出信号の値が上記基準
信号の値以下である場合には、上記検出信号に応じて変
化する利得制御電圧が供給される。したがって、上記検
出信号に応じた利得制御電圧の変化を各増幅器にゲンリ
ダクションが掛かるような変化とすれば、上記ディレー
ドＡＧＣが実現される。
間周波増幅器の出力信号のレベルに応じた検出信号の値
が基準値より大きい場合には、上記検出信号に応じて変
化する利得制御電圧が供給される。一方、上記検出信号
の値が上記基準信号の値以下である場合には、一定電圧
の利得制御電圧が供給される。また、中間周波増幅器に
は、上記高周波増幅器の場合とは反対に、上記検出信号
の値が基準値より大きい場合には、一定電圧の利得制御
電圧が供給される。一方、上記検出信号の値が上記基準
信号の値以下である場合には、上記検出信号に応じて変
化する利得制御電圧が供給される。したがって、上記検
出信号に応じた利得制御電圧の変化を各増幅器にゲンリ
ダクションが掛かるような変化とすれば、上記ディレー
ドＡＧＣが実現される。
【００２０】その場合、上記高周波増幅器への第１ＡＧ
Ｃ信号と上記中間周波増幅器への第２ＡＧＣ信号とは、
異なる信号選択手段によって独立して生成される。した
がって、上記第１ＡＧＣ信号と第２ＡＧＣ信号とは互い
に相関はなく、上記ＲＦＡＧＣのループゲインおよびＩ
ＦＡＧＣのループゲインの夫々が最適に設定される。そ
の結果、ＲＦＡＧＣの発振が防止される。
Ｃ信号と上記中間周波増幅器への第２ＡＧＣ信号とは、
異なる信号選択手段によって独立して生成される。した
がって、上記第１ＡＧＣ信号と第２ＡＧＣ信号とは互い
に相関はなく、上記ＲＦＡＧＣのループゲインおよびＩ
ＦＡＧＣのループゲインの夫々が最適に設定される。そ
の結果、ＲＦＡＧＣの発振が防止される。
【００２１】また、請求項２に係る発明は、請求項１に
係る発明のＡＧＣ回路において、上記第１ＡＧＣ信号の
値に第１の所定値を乗算する第１乗算手段と、上記第１
乗算手段からの出力値に第２の所定値を加えて上記高周
波増幅器に出力する第１加算手段と、上記第２ＡＧＣ信
号の値に第３の所定値を乗算する第２乗算手段と、上記
第２乗算手段からの出力値に第４の所定値を加えて上記
中間周波増幅器に出力する第２加算手段を備えたことを
特徴としている。
係る発明のＡＧＣ回路において、上記第１ＡＧＣ信号の
値に第１の所定値を乗算する第１乗算手段と、上記第１
乗算手段からの出力値に第２の所定値を加えて上記高周
波増幅器に出力する第１加算手段と、上記第２ＡＧＣ信
号の値に第３の所定値を乗算する第２乗算手段と、上記
第２乗算手段からの出力値に第４の所定値を加えて上記
中間周波増幅器に出力する第２加算手段を備えたことを
特徴としている。
【００２２】上記構成によれば、上記第１〜第４の所定
値を最適に設定することによって、上記高周波信号のレ
ベルが低い場合には、前段の上記高周波増幅器にゲイン
リダクションを掛けずに最大ゲインになるようにし、後
段の上記中間周波増幅器にゲインリダクションを掛けて
利得制御を行なう。一方、上記高周波信号のレベルが高
い場合には、上記高周波増幅器にゲインリダクションを
掛け、上記中間周波増幅器のゲインを一定にして利得制
御を行なうディレードＡＧＣが実現される。
値を最適に設定することによって、上記高周波信号のレ
ベルが低い場合には、前段の上記高周波増幅器にゲイン
リダクションを掛けずに最大ゲインになるようにし、後
段の上記中間周波増幅器にゲインリダクションを掛けて
利得制御を行なう。一方、上記高周波信号のレベルが高
い場合には、上記高周波増幅器にゲインリダクションを
掛け、上記中間周波増幅器のゲインを一定にして利得制
御を行なうディレードＡＧＣが実現される。
【００２３】また、請求項３に係る発明は、請求項２に
係る発明のＡＧＣ回路において、上記高周波増幅器に入
力される高周波信号のチャンネル毎に上記第１乃至第４
の所定値の最適値を格納した記憶手段を備えて、上記第
１乗算手段,第１加算手段,第２乗算手段および第２加算
手段は、上記高周波信号のチャンネルに応じて上記記憶
手段から読み出された上記第１乃至第４の所定値の最適
値を用いて上記演算を行うようになっていることを特徴
としている。
係る発明のＡＧＣ回路において、上記高周波増幅器に入
力される高周波信号のチャンネル毎に上記第１乃至第４
の所定値の最適値を格納した記憶手段を備えて、上記第
１乗算手段,第１加算手段,第２乗算手段および第２加算
手段は、上記高周波信号のチャンネルに応じて上記記憶
手段から読み出された上記第１乃至第４の所定値の最適
値を用いて上記演算を行うようになっていることを特徴
としている。
【００２４】上記構成によれば、上記第１乗算手段,第
１加算手段,第２乗算手段および第２加算手段によっ
て、上記記憶手段から高周波信号のチャンネルに応じて
読み出された上記第１乃至第４の所定値の最適値が用い
られて上記各演算が行われる。したがって、上記高周波
信号のチャンネルが変わっても最適なＡＧＣ特性が得ら
れる。
１加算手段,第２乗算手段および第２加算手段によっ
て、上記記憶手段から高周波信号のチャンネルに応じて
読み出された上記第１乃至第４の所定値の最適値が用い
られて上記各演算が行われる。したがって、上記高周波
信号のチャンネルが変わっても最適なＡＧＣ特性が得ら
れる。
【００２５】また、請求項４に係る発明の衛星放送受信
チューナは、請求項１乃至請求項３の何れか一つに係る
発明のＡＧＣ回路を搭載したことを特徴としている。
チューナは、請求項１乃至請求項３の何れか一つに係る
発明のＡＧＣ回路を搭載したことを特徴としている。
【００２６】上記構成によれば、衛星放送受信チューナ
には、請求項１乃至請求項３の何れか一つに係る発明の
ＡＧＣ回路ＧＡ搭載されている。したがって、上記高周
波増幅器への第１ＡＧＣ信号と上記中間周波増幅器への
第２ＡＧＣ信号とが異なる信号選択手段によって独立し
て生成され、上記ＲＦＡＧＣのループゲインおよびＩＦ
ＡＧＣのループゲインが夫々最適に設定される。その結
果、ＲＦＡＧＣの発振が防止される。
には、請求項１乃至請求項３の何れか一つに係る発明の
ＡＧＣ回路ＧＡ搭載されている。したがって、上記高周
波増幅器への第１ＡＧＣ信号と上記中間周波増幅器への
第２ＡＧＣ信号とが異なる信号選択手段によって独立し
て生成され、上記ＲＦＡＧＣのループゲインおよびＩＦ
ＡＧＣのループゲインが夫々最適に設定される。その結
果、ＲＦＡＧＣの発振が防止される。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、この発明を図示の実施の形
態により詳細に説明する。上記従来のＡＧＣ回路が発振
し易いのは高周波増幅器３と中間周波増幅器８へのＡＧ
Ｃ信号が独立して生成されず、高周波増幅器３用のＡＧ
Ｃ信号は中間周波増幅器８用のＡＧＣ信号を増幅して得
ているためである。そこで、本実施の形態では、ディレ
ードＡＧＣを実現できる高周波増幅器用のＡＧＣ信号お
よび中間周波増幅器用のＡＧＣ信号を、独立に生成する
ようにする。また、従来のＡＧＣ回路では、ＡＧＣ特性
がアナログ素子の特性で決定されるために、素子や環境
特性のばらつきおよび制御変更の困難性がある。そこ
で、本実施の形態では、デジタル回路内でＡＧＣ特性を
決定し、安定したＡＧＣ特性を得、且つ、容易にＡＧＣ
特性を変更できるようにするのである。
態により詳細に説明する。上記従来のＡＧＣ回路が発振
し易いのは高周波増幅器３と中間周波増幅器８へのＡＧ
Ｃ信号が独立して生成されず、高周波増幅器３用のＡＧ
Ｃ信号は中間周波増幅器８用のＡＧＣ信号を増幅して得
ているためである。そこで、本実施の形態では、ディレ
ードＡＧＣを実現できる高周波増幅器用のＡＧＣ信号お
よび中間周波増幅器用のＡＧＣ信号を、独立に生成する
ようにする。また、従来のＡＧＣ回路では、ＡＧＣ特性
がアナログ素子の特性で決定されるために、素子や環境
特性のばらつきおよび制御変更の困難性がある。そこ
で、本実施の形態では、デジタル回路内でＡＧＣ特性を
決定し、安定したＡＧＣ特性を得、且つ、容易にＡＧＣ
特性を変更できるようにするのである。
【００２８】図１は、本実施の形態のＡＧＣ回路が搭載
された衛星放送受信チューナにおけるブロック図であ
る。入力端子３１、帯域通過フィルタ３２,３７、高周
波増幅器３３、可変型帯域通過フィルタ３４、ミキサ３
５,３９、ローカル信号源３６,４０、中間周波増幅器３
８、低域通過フィルタ４１、Ａ/Ｄコンバータ４２、振
幅検出器４３、加減算器４４,４５、遅延回路４６は、
図３に示す従来のＡＧＣ回路における入力端子１、帯域
通過フィルタ２,７、高周波増幅器３、可変型帯域通過
フィルタ４、ミキサ５,９、ローカル信号源６,１０、中
間周波増幅器８、低域通過フィルタ１１、Ａ/Ｄコンバ
ータ１２、振幅検出器１３、加減算器１４,１５、遅延
回路１６と、同じ構成を有し、同じように動作する。
された衛星放送受信チューナにおけるブロック図であ
る。入力端子３１、帯域通過フィルタ３２,３７、高周
波増幅器３３、可変型帯域通過フィルタ３４、ミキサ３
５,３９、ローカル信号源３６,４０、中間周波増幅器３
８、低域通過フィルタ４１、Ａ/Ｄコンバータ４２、振
幅検出器４３、加減算器４４,４５、遅延回路４６は、
図３に示す従来のＡＧＣ回路における入力端子１、帯域
通過フィルタ２,７、高周波増幅器３、可変型帯域通過
フィルタ４、ミキサ５,９、ローカル信号源６,１０、中
間周波増幅器８、低域通過フィルタ１１、Ａ/Ｄコンバ
ータ１２、振幅検出器１３、加減算器１４,１５、遅延
回路１６と、同じ構成を有し、同じように動作する。
【００２９】本実施の形態においては、上記振幅検出器
４３、加減算器４４,４５、遅延回路４６に加えて、比
較器４７、セレクタ４８,５２、乗算器４９,５３、加算
器５０,５４でディジタル部を構成する。また、アナロ
グ部には、２つのＤ/Ａコンバータ５１,５５を設けてい
る。
４３、加減算器４４,４５、遅延回路４６に加えて、比
較器４７、セレクタ４８,５２、乗算器４９,５３、加算
器５０,５４でディジタル部を構成する。また、アナロ
グ部には、２つのＤ/Ａコンバータ５１,５５を設けてい
る。
【００３０】上記比較器４７は、上記加算器４５と遅延
回路４６で構成された積分器からの検出信号５６(入力
Ｘ1)と比較値Ｃ0(入力Ｘ2)との２つの入力信号の大きさ
を比較し、入力Ｘ1が入力Ｘ2よりも大きい場合には出力
Ｙ＝１を制御信号Ｓとして出力し、それ以外の場合には
出力Ｙ＝０を制御信号Ｓとして出力する。セレクタ４
８,５２には、遅延回路４６からの検出信号５６と比較
値Ｃ0との２つの信号が入力される。そして、比較器４
７からの制御信号Ｓが０の場合には入力Ｘ1を選択して
出力する一方、制御信号Ｓが１の場合には入力Ｘ2を選
択して出力する。乗算器４９,５３は所定値μ1,μ2を乗
算する。また、加算器５０,５４は所定値Ｃ1,Ｃ2を加算
して上記ＡＧＣ信号を得る。Ｄ/Ａコンバータ５１,５５
は、上述のようにして得られたＡＧＣ信号をアナログ信
号に変換し、中間周波増幅器３８および高周波増幅器３
３へのアナログのＡＧＣ信号を得る。
回路４６で構成された積分器からの検出信号５６(入力
Ｘ1)と比較値Ｃ0(入力Ｘ2)との２つの入力信号の大きさ
を比較し、入力Ｘ1が入力Ｘ2よりも大きい場合には出力
Ｙ＝１を制御信号Ｓとして出力し、それ以外の場合には
出力Ｙ＝０を制御信号Ｓとして出力する。セレクタ４
８,５２には、遅延回路４６からの検出信号５６と比較
値Ｃ0との２つの信号が入力される。そして、比較器４
７からの制御信号Ｓが０の場合には入力Ｘ1を選択して
出力する一方、制御信号Ｓが１の場合には入力Ｘ2を選
択して出力する。乗算器４９,５３は所定値μ1,μ2を乗
算する。また、加算器５０,５４は所定値Ｃ1,Ｃ2を加算
して上記ＡＧＣ信号を得る。Ｄ/Ａコンバータ５１,５５
は、上述のようにして得られたＡＧＣ信号をアナログ信
号に変換し、中間周波増幅器３８および高周波増幅器３
３へのアナログのＡＧＣ信号を得る。
【００３１】上記構成を有するＡＧＣ回路は、以下のよ
うに動作してディレードＡＧＣ可能なＡＧＣ信号を生成
する。先ず、図３に示す従来のＡＧＣ回路と同様にし
て、上記アナログ部の入力端子３１〜Ａ/Ｄコンバータ
４２によって、高周波信号から中間周波数信号を経て低
周波信号に変換された入力信号をディジタル信号に変換
する。そして、ディジタル部の振幅検出器４３で振幅検
知し、減算器４４,加算器４５および遅延回路４６によ
って、入力信号のレベルに応じた制御信号５６を生成す
る。そして、従来のＡＧＣ回路では、この制御信号を乗
算器１８を通してアナログ部に出力しているが、本実施
の形態においては、制御信号５６に基づいて、ＲＦＡＧ
Ｃ用のＡＧＣ信号およびＩＦＡＧＣ用のＡＧＣ信号の電
圧を互いに独立して制御するのである。
うに動作してディレードＡＧＣ可能なＡＧＣ信号を生成
する。先ず、図３に示す従来のＡＧＣ回路と同様にし
て、上記アナログ部の入力端子３１〜Ａ/Ｄコンバータ
４２によって、高周波信号から中間周波数信号を経て低
周波信号に変換された入力信号をディジタル信号に変換
する。そして、ディジタル部の振幅検出器４３で振幅検
知し、減算器４４,加算器４５および遅延回路４６によ
って、入力信号のレベルに応じた制御信号５６を生成す
る。そして、従来のＡＧＣ回路では、この制御信号を乗
算器１８を通してアナログ部に出力しているが、本実施
の形態においては、制御信号５６に基づいて、ＲＦＡＧ
Ｃ用のＡＧＣ信号およびＩＦＡＧＣ用のＡＧＣ信号の電
圧を互いに独立して制御するのである。
【００３２】すなわち、上記比較器４７によって、上記
制御信号５６と比較値Ｃ0とを比較する。そして、制御
信号５６が比較値Ｃ0よりも大きい場合は比較器４７の
出力は１となり、セレクタ４８からは入力Ｘ2として一
定レベルの値Ｃ0が選択されて出力され、セレクタ５２
からは入力Ｘ2として制御信号５６が選択されて出力さ
れる。これに対して、制御信号５６が比較値Ｃ0以下の
場合は比較器４７の出力は０となり、セレクタ４８から
は入力Ｘ1として制御信号５６が選択されて出力され、
セレクタ５２からは入力Ｘ1として一定レベルの値Ｃ0が
選択されて出力される。各セレクタ４８,５２からの出
力信号の夫々は、乗算器４９,５３および加算器５０,５
４で演算され、Ｄ/Ａコンバータ５１,５５を通して中間
周波増幅器３８および高周波増幅器３３への利得制御電
圧となる。すなわち、本実施の形態においては、Ａ/Ｄ
コンバータ４２からＤ/Ａコンバータ５５によってＡＧ
Ｃ回路を構成するのである。
制御信号５６と比較値Ｃ0とを比較する。そして、制御
信号５６が比較値Ｃ0よりも大きい場合は比較器４７の
出力は１となり、セレクタ４８からは入力Ｘ2として一
定レベルの値Ｃ0が選択されて出力され、セレクタ５２
からは入力Ｘ2として制御信号５６が選択されて出力さ
れる。これに対して、制御信号５６が比較値Ｃ0以下の
場合は比較器４７の出力は０となり、セレクタ４８から
は入力Ｘ1として制御信号５６が選択されて出力され、
セレクタ５２からは入力Ｘ1として一定レベルの値Ｃ0が
選択されて出力される。各セレクタ４８,５２からの出
力信号の夫々は、乗算器４９,５３および加算器５０,５
４で演算され、Ｄ/Ａコンバータ５１,５５を通して中間
周波増幅器３８および高周波増幅器３３への利得制御電
圧となる。すなわち、本実施の形態においては、Ａ/Ｄ
コンバータ４２からＤ/Ａコンバータ５５によってＡＧ
Ｃ回路を構成するのである。
【００３３】したがって、図２に示すように、上記制御
信号５６が比較値Ｃ0よりも大きい場合には、中間周波
増幅器３８のゲインが一定であって高周波増幅器３３に
のみゲインリダクションが掛かる一方、制御信号５６が
比較値Ｃ0以下の場合には高周波増幅器３３のゲインは
最大値であって中間周波増幅器３８にのみゲインリダク
ションが掛かるディレードＡＧＣが実現できるのであ
る。
信号５６が比較値Ｃ0よりも大きい場合には、中間周波
増幅器３８のゲインが一定であって高周波増幅器３３に
のみゲインリダクションが掛かる一方、制御信号５６が
比較値Ｃ0以下の場合には高周波増幅器３３のゲインは
最大値であって中間周波増幅器３８にのみゲインリダク
ションが掛かるディレードＡＧＣが実現できるのであ
る。
【００３４】本実施の形態の構成によれば、上記ディジ
タル部内においては、高周波増幅器３３用のＡＧＣ信号
と中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信号とは互いに独立し
ている。そして、高周波増幅器３８用のＡＧＣ信号の電
圧が一定の場合にのみ中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信
号の電圧が変化し、中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信号
の電圧が一定の場合にのみ高周波増幅器３３用のＡＧＣ
信号の電圧が変化するデイレードＡＧＣ制御を行うこと
ができる。また、その場合、ＡＧＣループのループゲイ
ン特性を決定する値μ1,Ｃ1と値μ2,Ｃ2との間には相関
性は無いので、上記各値μ1,Ｃ1,μ2,Ｃ2を変化するこ
とによってＲＦＡＧＣとＩＦＡＧＣとを独立に変更でき
る。したがって、図３に示す従来のＡＧＣ回路のよう
に、ディレードＡＧＣを実現するためにＩＦＡＧＣゲイ
ンに対してＲＦＡＧＣゲインを必要以上に大きく設定す
る必要がなく、上記ＲＦＡＧＣのループゲインを押さえ
てＲＦＡＧＣの発振を抑えることができる。また、上記
デジタル部から高周波増幅器３３の制御入力までの間で
はＤ/Ａコンバータ５５を通過するだけであるから量子
化誤差の増幅がなく、ＡＧＣ回路の精度を上げることが
できる。
タル部内においては、高周波増幅器３３用のＡＧＣ信号
と中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信号とは互いに独立し
ている。そして、高周波増幅器３８用のＡＧＣ信号の電
圧が一定の場合にのみ中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信
号の電圧が変化し、中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信号
の電圧が一定の場合にのみ高周波増幅器３３用のＡＧＣ
信号の電圧が変化するデイレードＡＧＣ制御を行うこと
ができる。また、その場合、ＡＧＣループのループゲイ
ン特性を決定する値μ1,Ｃ1と値μ2,Ｃ2との間には相関
性は無いので、上記各値μ1,Ｃ1,μ2,Ｃ2を変化するこ
とによってＲＦＡＧＣとＩＦＡＧＣとを独立に変更でき
る。したがって、図３に示す従来のＡＧＣ回路のよう
に、ディレードＡＧＣを実現するためにＩＦＡＧＣゲイ
ンに対してＲＦＡＧＣゲインを必要以上に大きく設定す
る必要がなく、上記ＲＦＡＧＣのループゲインを押さえ
てＲＦＡＧＣの発振を抑えることができる。また、上記
デジタル部から高周波増幅器３３の制御入力までの間で
はＤ/Ａコンバータ５５を通過するだけであるから量子
化誤差の増幅がなく、ＡＧＣ回路の精度を上げることが
できる。
【００３５】本ＡＧＣ回路の特性は、上述したように値
μ1,Ｃ1,μ2,Ｃ2および比較値Ｃ0によって決定される。
ここで、値μ1,μ2は、高周波増幅器３３および中間周
波増幅器３８に対する入力信号対ゲインリダクション特
性が適切になるように設定される。また、比較値Ｃ
0は、高周波増幅器３３にゲインリダクションを掛け始
める時点の入力信号レベルに設定される。また、値Ｃ1,
Ｃ2は、高周波増幅器３３および中間周波増幅器３８に
おけるゲインを一定にする領域におけるＡＧＣ信号の電
圧レベルが所定レベルになるように設定される。ここ
で、上記μ1,Ｃ1,μ2,Ｃ2およびＣ0を変数とし、上記各
変数を外部信号で任意の値に設定したりレジスタから読
み出して任意の値に設定できるようにしておけば、任意
の特性をもったＡＧＣ回路を構成することができる。こ
のように、本実施の形態においては、上記ディジタル部
内においてＡＧＣ特性の制御を行なうために、ＡＧＣ特
性の再現性が良く高い安定性を得ることができるのであ
る。
μ1,Ｃ1,μ2,Ｃ2および比較値Ｃ0によって決定される。
ここで、値μ1,μ2は、高周波増幅器３３および中間周
波増幅器３８に対する入力信号対ゲインリダクション特
性が適切になるように設定される。また、比較値Ｃ
0は、高周波増幅器３３にゲインリダクションを掛け始
める時点の入力信号レベルに設定される。また、値Ｃ1,
Ｃ2は、高周波増幅器３３および中間周波増幅器３８に
おけるゲインを一定にする領域におけるＡＧＣ信号の電
圧レベルが所定レベルになるように設定される。ここ
で、上記μ1,Ｃ1,μ2,Ｃ2およびＣ0を変数とし、上記各
変数を外部信号で任意の値に設定したりレジスタから読
み出して任意の値に設定できるようにしておけば、任意
の特性をもったＡＧＣ回路を構成することができる。こ
のように、本実施の形態においては、上記ディジタル部
内においてＡＧＣ特性の制御を行なうために、ＡＧＣ特
性の再現性が良く高い安定性を得ることができるのであ
る。
【００３６】したがって、ＲＯＭ(リード・オンリ・メモ
リ)等の記憶手段(図示せず)に入力信号のチャンネル毎
に上記変数の最適値を格納しておき、目的とするチャン
ネルに応じて上記記憶手段から読み出した最適値を上記
レジスタに格納するようにすれば、高周波増幅器３３お
よび中間周波増幅器３８の各チャンネル毎の特性ばらつ
きを無くして、如何なるチャンネルの場合でも常に最適
なＡＧＣ特性を得ることができるのである。
リ)等の記憶手段(図示せず)に入力信号のチャンネル毎
に上記変数の最適値を格納しておき、目的とするチャン
ネルに応じて上記記憶手段から読み出した最適値を上記
レジスタに格納するようにすれば、高周波増幅器３３お
よび中間周波増幅器３８の各チャンネル毎の特性ばらつ
きを無くして、如何なるチャンネルの場合でも常に最適
なＡＧＣ特性を得ることができるのである。
【００３７】上述のように、本実施の形態においては、
検出した入力信号のレベルに応じたＡＧＣ信号をアナロ
グ部の高周波増幅器３３および中間周波増幅器３８に出
力するデジタル部を、入力信号の振幅を検出する振幅検
出器４３、基準値Refとの差分値を算出する加減算器４
４、加算器４５と遅延回路４６とで構成されて上記差分
値を積分する積分器に加えて、比較器４７、セレクタ４
８,５２、乗算器４９,５３、加算器５０,５４で構成し
ている。
検出した入力信号のレベルに応じたＡＧＣ信号をアナロ
グ部の高周波増幅器３３および中間周波増幅器３８に出
力するデジタル部を、入力信号の振幅を検出する振幅検
出器４３、基準値Refとの差分値を算出する加減算器４
４、加算器４５と遅延回路４６とで構成されて上記差分
値を積分する積分器に加えて、比較器４７、セレクタ４
８,５２、乗算器４９,５３、加算器５０,５４で構成し
ている。
【００３８】そして、上記比較器４７によって、遅延回
路４６からの制御信号５６が比較値Ｃ0よりも大きい場
合は１を出力する一方、小さい場合は０を出力する。セ
レクタ４８は、比較器４７からの出力が１の場合には所
定レベルの値Ｃ0を出力する一方、０の場合には制御信
号５６を出力する。そして、セレクタ４８の出力信号に
対して乗算器４９によって乗算を行い、加算器５０によ
って加算を行って、中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信号
を得る。また、セレクタ５２は、比較器４７からの出力
が１の場合には制御信号５６を出力する一方、０の場合
には所定レベルの値Ｃ0を出力する。そして、セレクタ
５２の出力信号に対して乗算器５３によって乗算を行
い、加算器５４によって加算を行って、高周波増幅器３
３用のＡＧＣ信号を得るようにしている。
路４６からの制御信号５６が比較値Ｃ0よりも大きい場
合は１を出力する一方、小さい場合は０を出力する。セ
レクタ４８は、比較器４７からの出力が１の場合には所
定レベルの値Ｃ0を出力する一方、０の場合には制御信
号５６を出力する。そして、セレクタ４８の出力信号に
対して乗算器４９によって乗算を行い、加算器５０によ
って加算を行って、中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信号
を得る。また、セレクタ５２は、比較器４７からの出力
が１の場合には制御信号５６を出力する一方、０の場合
には所定レベルの値Ｃ0を出力する。そして、セレクタ
５２の出力信号に対して乗算器５３によって乗算を行
い、加算器５４によって加算を行って、高周波増幅器３
３用のＡＧＣ信号を得るようにしている。
【００３９】したがって、本実施の形態によれば、上記
ディジタル部内において高周波増幅器３３用のＡＧＣ信
号と中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信号とを互いに独立
して生成して、デイレードＡＧＣを実現することができ
る。その結果、ＩＦＡＧＣゲインに対してＲＦＡＧＣゲ
インを大きく設定する必要がなく、ＲＦＡＧＣの発振を
防止できる。
ディジタル部内において高周波増幅器３３用のＡＧＣ信
号と中間周波増幅器３８用のＡＧＣ信号とを互いに独立
して生成して、デイレードＡＧＣを実現することができ
る。その結果、ＩＦＡＧＣゲインに対してＲＦＡＧＣゲ
インを大きく設定する必要がなく、ＲＦＡＧＣの発振を
防止できる。
【００４０】また、上記比較器４７の比較値Ｃ0や乗算
器４９,５３の乗算値μ1,μ2及び加算器５０,５７の加
算値Ｃ1,Ｃ2を変数とする。そして、上記記憶手段に受
信信号のチャンネル毎に上記変数の最適値を格納してお
き、この記憶手段から読み出した目的とするチャンネル
の最適値を上記変数に与えるようにすることによって、
高周波増幅器３３および中間周波増幅器３８における各
受信チャンネル毎の特性ばらつきを無くして、常に最適
なＡＧＣ特性を得ることができる。
器４９,５３の乗算値μ1,μ2及び加算器５０,５７の加
算値Ｃ1,Ｃ2を変数とする。そして、上記記憶手段に受
信信号のチャンネル毎に上記変数の最適値を格納してお
き、この記憶手段から読み出した目的とするチャンネル
の最適値を上記変数に与えるようにすることによって、
高周波増幅器３３および中間周波増幅器３８における各
受信チャンネル毎の特性ばらつきを無くして、常に最適
なＡＧＣ特性を得ることができる。
【００４１】
【発明の効果】以上より明らかなように、請求項１に係
る発明のＡＧＣ回路は、中間周波増幅器の出力信号のレ
ベルに応じた検出信号の値と基準信号の値とを比較する
比較手段の比較結果に基づいて、第１信号選択手段によ
って、上記検出信号の値が上記基準信号の値より大きい
場合には上記検出信号を選択して第１ＡＧＣ信号として
高周波増幅器に出力する一方、上記基準信号の値以下で
ある場合には上記基準信号を選択して上記第１ＡＧＣ信
号として上記高周波増幅器に出力し、第２信号選択手段
によって、上記検出信号の値が上記基準信号の値より大
きい場合には上記基準信号を選択して第２ＡＧＣ信号と
して上記中間周波増幅器に出力する一方、上記基準信号
の値以下である場合には上記検出信号を選択して上記第
２ＡＧＣ信号として上記中間周波増幅器に出力するの
で、上記高周波増幅器には、上記検出信号の値が基準値
より大きい場合には上記検出信号に応じて変化する利得
制御電圧が供給される一方、上記基準信号の値以下であ
る場合には一定電圧の利得制御電圧が供給される。ま
た、高周波増幅器には、上記高周波増幅器の場合とは反
対に、上記検出信号の値が基準値より大きい場合には一
定電圧の利得制御電圧が供給される一方、上記基準信号
の値以下である場合には上記検出信号に応じて変化する
利得制御電圧が供給される。したがって、上記検出信号
に応じた利得制御電圧の変化を各増幅器にゲンリダクシ
ョンが掛かるような変化とすれば、上記ディレードＡＧ
Ｃを実現できる。
る発明のＡＧＣ回路は、中間周波増幅器の出力信号のレ
ベルに応じた検出信号の値と基準信号の値とを比較する
比較手段の比較結果に基づいて、第１信号選択手段によ
って、上記検出信号の値が上記基準信号の値より大きい
場合には上記検出信号を選択して第１ＡＧＣ信号として
高周波増幅器に出力する一方、上記基準信号の値以下で
ある場合には上記基準信号を選択して上記第１ＡＧＣ信
号として上記高周波増幅器に出力し、第２信号選択手段
によって、上記検出信号の値が上記基準信号の値より大
きい場合には上記基準信号を選択して第２ＡＧＣ信号と
して上記中間周波増幅器に出力する一方、上記基準信号
の値以下である場合には上記検出信号を選択して上記第
２ＡＧＣ信号として上記中間周波増幅器に出力するの
で、上記高周波増幅器には、上記検出信号の値が基準値
より大きい場合には上記検出信号に応じて変化する利得
制御電圧が供給される一方、上記基準信号の値以下であ
る場合には一定電圧の利得制御電圧が供給される。ま
た、高周波増幅器には、上記高周波増幅器の場合とは反
対に、上記検出信号の値が基準値より大きい場合には一
定電圧の利得制御電圧が供給される一方、上記基準信号
の値以下である場合には上記検出信号に応じて変化する
利得制御電圧が供給される。したがって、上記検出信号
に応じた利得制御電圧の変化を各増幅器にゲンリダクシ
ョンが掛かるような変化とすれば、上記ディレードＡＧ
Ｃを実現できる。
【００４２】その場合に、上記高周波増幅器への第１Ａ
ＧＣ信号と上記中間周波増幅器への第２ＡＧＣ信号と
は、異なる信号選択手段によって独立して生成される。
したがって、上記第１ＡＧＣ信号と第２ＡＧＣ信号とは
互いに相関はなく、上記ＲＦＡＧＣのループゲインおよ
びＩＦＡＧＣのループゲインの夫々を最適に設定するこ
とができる。したがって、上記ＲＦＡＧＣの発振を防止
できる。
ＧＣ信号と上記中間周波増幅器への第２ＡＧＣ信号と
は、異なる信号選択手段によって独立して生成される。
したがって、上記第１ＡＧＣ信号と第２ＡＧＣ信号とは
互いに相関はなく、上記ＲＦＡＧＣのループゲインおよ
びＩＦＡＧＣのループゲインの夫々を最適に設定するこ
とができる。したがって、上記ＲＦＡＧＣの発振を防止
できる。
【００４３】また、請求項２に係る発明のＡＧＣ回路
は、第１乗算手段によって、上記第１ＡＧＣ信号の値に
第１の所定値を乗算し、第１加算手段によって、上記第
１乗算手段からの出力値に第２の所定値を加えて上記高
周波増幅器に出力する一方、第２乗算手段によって、上
記第２ＡＧＣ信号の値に第３の所定値を乗算し、第２加
算手段によって、上記第２乗算手段からの出力値に第４
の所定値を加えて上記中間周波増幅器に出力するので、
上記第１乃至第４の所定値を最適に設定することによっ
て、入力信号のレベルが低い場合には、前段の上記高周
波増幅器にゲインリダクションを掛けずに最大ゲインに
なるようにし、後段の上記中間周波増幅器にゲインリダ
クションを掛けて利得制御を行なう一方、入力信号のレ
ベルが高い場合には、上記高周波増幅器にゲインリダク
ションを掛け、上記中間周波増幅器のゲインを一定にし
て利得制御を行なうディレードＡＧＣを最適に行うこと
ができる。
は、第１乗算手段によって、上記第１ＡＧＣ信号の値に
第１の所定値を乗算し、第１加算手段によって、上記第
１乗算手段からの出力値に第２の所定値を加えて上記高
周波増幅器に出力する一方、第２乗算手段によって、上
記第２ＡＧＣ信号の値に第３の所定値を乗算し、第２加
算手段によって、上記第２乗算手段からの出力値に第４
の所定値を加えて上記中間周波増幅器に出力するので、
上記第１乃至第４の所定値を最適に設定することによっ
て、入力信号のレベルが低い場合には、前段の上記高周
波増幅器にゲインリダクションを掛けずに最大ゲインに
なるようにし、後段の上記中間周波増幅器にゲインリダ
クションを掛けて利得制御を行なう一方、入力信号のレ
ベルが高い場合には、上記高周波増幅器にゲインリダク
ションを掛け、上記中間周波増幅器のゲインを一定にし
て利得制御を行なうディレードＡＧＣを最適に行うこと
ができる。
【００４４】また、請求項３に係る発明のＡＧＣ回路
は、上記高周波増幅器に入力される高周波信号のチャン
ネル毎に上記第１乃至第４の所定値の最適値を記憶手段
に格納し、上記第１乗算手段,第１加算手段,第２乗算手
段および第２加算手段は、上記高周波信号のチャンネル
に応じて上記記憶手段から読み出された上記第１乃至第
４の所定値の最適値を用いて上記演算を行うので、上記
高周波信号のチャンネルが変わっても最適なＡＧＣ特性
を得ることができる。
は、上記高周波増幅器に入力される高周波信号のチャン
ネル毎に上記第１乃至第４の所定値の最適値を記憶手段
に格納し、上記第１乗算手段,第１加算手段,第２乗算手
段および第２加算手段は、上記高周波信号のチャンネル
に応じて上記記憶手段から読み出された上記第１乃至第
４の所定値の最適値を用いて上記演算を行うので、上記
高周波信号のチャンネルが変わっても最適なＡＧＣ特性
を得ることができる。
【００４５】また、請求項４に係る発明の衛星放送受信
チューナは、請求項１乃至請求項３の何れか一つに係る
発明のＡＧＣ回路を搭載しているので、上記高周波増幅
器への第１ＡＧＣ信号と上記中間周波増幅器への第２Ａ
ＧＣ信号とを独立して生成することができる。したがっ
て、上記ＲＦＡＧＣのループゲインおよびＩＦＡＧＣの
ループゲインの夫々を最適に設定でき、上記ＲＦＡＧＣ
の発振を防止できる。
チューナは、請求項１乃至請求項３の何れか一つに係る
発明のＡＧＣ回路を搭載しているので、上記高周波増幅
器への第１ＡＧＣ信号と上記中間周波増幅器への第２Ａ
ＧＣ信号とを独立して生成することができる。したがっ
て、上記ＲＦＡＧＣのループゲインおよびＩＦＡＧＣの
ループゲインの夫々を最適に設定でき、上記ＲＦＡＧＣ
の発振を防止できる。
【図１】この発明のＡＧＣ回路を搭載した衛星放送受信
チューナのブロック図である。
チューナのブロック図である。
【図２】図１における高周波増幅器および中間周波増幅
器に対する各ＡＧＣ信号の検出信号レベル対利得制御電
圧特性を示す図である。
器に対する各ＡＧＣ信号の検出信号レベル対利得制御電
圧特性を示す図である。
【図３】従来のＡＧＣ回路を搭載した衛星放送受信チュ
ーナのブロック図である。
ーナのブロック図である。
【図４】図３における高周波増幅器および中間周波増幅
器に対する各ＡＧＣ信号の入力レベル対利得制御電圧特
性を示す図である。
器に対する各ＡＧＣ信号の入力レベル対利得制御電圧特
性を示す図である。
３２,３７…帯域通過フィルタ、 ３３…高周波増
幅器、３４…可変型帯域通過フィルタ、 ３５,３
９…ミキサ、３６,４０…ローカル信号源、 ３
８…中間周波増幅器、４１…低域通過フィルタ、
４３…振幅検出器、４４,４５…加減算器、
４６…遅延回路、４７…比較器、
４８,５２…セレクタ、４９,５３…乗算
器、 ５０,５４…加算器、５１,５５
…Ｄ/Ａコンバータ。
幅器、３４…可変型帯域通過フィルタ、 ３５,３
９…ミキサ、３６,４０…ローカル信号源、 ３
８…中間周波増幅器、４１…低域通過フィルタ、
４３…振幅検出器、４４,４５…加減算器、
４６…遅延回路、４７…比較器、
４８,５２…セレクタ、４９,５３…乗算
器、 ５０,５４…加算器、５１,５５
…Ｄ/Ａコンバータ。
Claims (4)
- 【請求項１】 入力された高周波信号を増幅する高周波
増幅器と、この高周波増幅器からの高周波信号が周波数
変換された中間周波信号を増幅する中間周波増幅器との
夫々に、自動利得制御信号を供給して上記両増幅器の利
得制御を行う自動利得制御回路において、 上記中間周波増幅器の出力信号のレベルに応じた検出信
号の値と基準信号の値とを比較して、比較結果を表す信
号を出力する比較手段と、 上記検出信号と基準信号とが入力されると共に、上記比
較手段の出力信号に基づいて、上記検出信号の値が上記
基準信号の値より大きい場合には、上記検出信号を選択
して第１自動利得制御信号として上記高周波増幅器に出
力する一方、上記検出信号の値が上記基準信号の値以下
である場合には、上記基準信号を選択して上記第１自動
利得制御信号として上記高周波増幅器に出力する第１信
号選択手段と、 上記検出信号と基準信号とが入力されると共に、上記比
較手段の出力信号に基づいて、上記検出信号の値が上記
基準信号の値より大きい場合には、上記基準信号を選択
して第２自動利得制御信号として上記中間周波増幅器に
出力する一方、上記検出信号の値が上記基準信号の値以
下である場合には、上記検出信号を選択して上記第２自
動利得制御信号として上記中間周波増幅器に出力する第
２信号選択手段を備えたことを特徴とする自動利得制御
回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の自動利得制御回路にお
いて、 上記第１自動利得制御信号の値に第１の所定値を乗算す
る第１乗算手段と、 上記第１乗算手段からの出力値に第２の所定値を加えて
上記高周波増幅器に出力する第１加算手段と、 上記第２自動利得制御信号の値に第３の所定値を乗算す
る第２乗算手段と、 上記第２乗算手段からの出力値に第４の所定値を加えて
上記中間周波増幅器に出力する第２加算手段を備えたこ
とを特徴とする自動利得制御回路。 - 【請求項３】 請求項２に記載の自動利得制御回路にお
いて、 上記高周波増幅器に入力される高周波信号のチャンネル
毎に上記第１乃至第４の所定値の最適値を格納した記憶
手段を備えて、 上記第１乗算手段,第１加算手段,第２乗算手段および第
２加算手段は、上記高周波信号のチャンネルに応じて上
記記憶手段から読み出された上記第１乃至第４の所定値
の最適値を用いて上記演算を行うようになっていること
を特長とする自動利得制御回路。 - 【請求項４】 請求項１乃至請求項３の何れか一つに記
載の自動利得制御回路を搭載したことを特徴とする衛星
放送受信チューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16501898A JP3569629B2 (ja) | 1998-06-12 | 1998-06-12 | 自動利得制御回路および衛星放送受信チューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16501898A JP3569629B2 (ja) | 1998-06-12 | 1998-06-12 | 自動利得制御回路および衛星放送受信チューナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11355079A true JPH11355079A (ja) | 1999-12-24 |
| JP3569629B2 JP3569629B2 (ja) | 2004-09-22 |
Family
ID=15804286
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16501898A Expired - Fee Related JP3569629B2 (ja) | 1998-06-12 | 1998-06-12 | 自動利得制御回路および衛星放送受信チューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3569629B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004095725A1 (ja) * | 2003-04-21 | 2004-11-04 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | 高周波信号レベル検出装置及びそれを用いた高周波信号受信装置 |
| JP2004364124A (ja) * | 2003-06-06 | 2004-12-24 | Fujitsu Ten Ltd | デジタル放送受信機 |
| WO2005004341A1 (ja) * | 2003-07-07 | 2005-01-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | デジタル信号受信機 |
| JP2007019900A (ja) * | 2005-07-08 | 2007-01-25 | Casio Comput Co Ltd | 放送受信装置および放送受信方法 |
| JP2009182589A (ja) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Oki Semiconductor Co Ltd | Ｒｆ受信装置 |
-
1998
- 1998-06-12 JP JP16501898A patent/JP3569629B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004095725A1 (ja) * | 2003-04-21 | 2004-11-04 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | 高周波信号レベル検出装置及びそれを用いた高周波信号受信装置 |
| US7551908B2 (en) | 2003-04-21 | 2009-06-23 | Panasonic Corporation | High-frequency signal level detection apparatus and high-frequency signal receiver apparatus using the same |
| JP2004364124A (ja) * | 2003-06-06 | 2004-12-24 | Fujitsu Ten Ltd | デジタル放送受信機 |
| JP4564724B2 (ja) * | 2003-06-06 | 2010-10-20 | 富士通テン株式会社 | デジタル放送受信機 |
| WO2005004341A1 (ja) * | 2003-07-07 | 2005-01-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | デジタル信号受信機 |
| JP2007019900A (ja) * | 2005-07-08 | 2007-01-25 | Casio Comput Co Ltd | 放送受信装置および放送受信方法 |
| JP2009182589A (ja) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Oki Semiconductor Co Ltd | Ｒｆ受信装置 |
| JP4574687B2 (ja) * | 2008-01-30 | 2010-11-04 | Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 | Ｒｆ受信装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3569629B2 (ja) | 2004-09-22 |
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