JPH11348732A - キーレスエントリ受信機およびキーレスエントリ制御システム - Google Patents
キーレスエントリ受信機およびキーレスエントリ制御システムInfo
- Publication number
- JPH11348732A JPH11348732A JP17226698A JP17226698A JPH11348732A JP H11348732 A JPH11348732 A JP H11348732A JP 17226698 A JP17226698 A JP 17226698A JP 17226698 A JP17226698 A JP 17226698A JP H11348732 A JPH11348732 A JP H11348732A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- control
- received
- sweep
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Lock And Its Accessories (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
いて、安価でかつ同調精度のよい構成を提案することで
ある。 【解決手段】 受信部1aをスーパーヘテロダイン方式
に構成し、局部発振器104の発振周波数を掃引する掃
引手段2bと、これを制御する掃引制御手段2aとを具
備せしめる。掃引制御手段2aは、受信信号強度検出手
段111により検出された受信信号強度により受信波信
号を検索し、同調点にて上記掃引を停止する。送信機4
aの発振子4031がさ程安定性がよくない安価なもの
を用いていても、同調が確実になされるようにする。か
つ、受信波検索では受信波信号を喪失しないように広帯
域の中間周波数フィルタ105Wに、同調では同調精度
を上げるべく狭帯域の中間周波数フィルタ105Nに切
り替える。
Description
信機およびキーレスエントリ制御システムに関し、特に
交信性能の向上に関する。
は、イグニッションキーと共通の機械式のキーをドアの
キーシリンダに挿入して行うようにしたものが一般的で
あるが、近年、ドアのロック/アンロック等に機械式の
キーを用いない遠隔操作のキーレスエントリ制御システ
ムが採用されるようになっている。このキーレスエント
リ制御システムは、運転者の操作で送信機から車両ごと
に割り振られたコードを車両側のキーレスエントリ受信
機に送信し、これを復調して車両側に記憶したコードと
照合して一致すると電磁アクチュエータ等の作動により
車両のロックの解除等を行うもので、夜間等のドアのロ
ック/アンロック等が楽になるという長所がある。
ムの構成の一例を示すもので、送信機4bは運転者が所
持するキー4の把手部分に内蔵され、スイッチ(ドアロ
ック、ドアアンロック、トランクオープン、パニック)
400と、スイッチ400に対応するIDコードを記憶
する記憶部401と、スイッチ400に応じて記憶部4
01からIDコードを読み込む制御部402とを備えて
おり、運転者がいずれかのスイッチ400を押すと、制
御部402からスイッチ400に応じたコード信号が発
振部403に出力される。発振部403は、キャリア信
号をつくるための314.35MHz の水晶発振子40
32を有し、二値FSK信号でなるコード信号を変調信
号として周波数変調(FM)信号がつくられ、アンテナ
404から送信される。送信機4bはこれら各部に給電
するための電池405および電圧制御部406を備えて
いる。
と制御部5bとを有し、受信部5aは、アンテナ500
で受信した電波を第1のバンドパスフィルタ(BPF)
501、高周波(RF)アンプ502、ミキサ503、
局部発振器504を備えたスーパーヘテロダイン方式の
ものである。局部発振器504は313.895MHz
の水晶発振子5041を用いた発振周波数固定のもの
で、受信波信号は、ミキサ503により局部発振器50
4の発振信号との中間周波数信号に周波数変換され、中
心周波数455kHz の第2のバンドパスフィルタ(B
PF)505に入力し、ヘテロダイン信号のうち455
kHz の中間周波数(IF)の信号を通過せしめる。こ
のIF信号は、IFアンプ506で増幅された後、検波
回路507、移相器508およびローパスフィルタ(L
PF)509、波形整形回路510により復調され、デ
ジタル化されたコード信号を得る。
SSI回路)511より知られる受信信号強度が十分か
どうかを判定し、十分であればコード信号をボデーコン
ピュータ6にそのまま出力し、ボデーコンピュータ6
は、復調されたコードを判定してコードに対応した制御
信号を上記電磁アクチュエータの駆動回路等に出力す
る。
スエントリ受信機の安定性は、送受信周波数の安定性に
依存し、特に送受信機で用いられる発振子の性能に強く
依存する。したがって発振子に周波数偏差が少なく安定
性のよいものを用いることが必要になり、コストが高く
なる。一方、第2のBPFの帯域幅を広くすると、周波
数の安定性が多少悪くとも送信機からの電波を拾うこと
ができるが、ノイズが入り易くなるためS/Nが劣化
し、結果的に感度が悪くなる。
送信機の発振部や受信機の局部発振器に必ずしも性能の
十分ではない発振子を用いても、高い感度で受信するこ
とができるキーレスエントリ受信機を提供することを目
的とする。また、本発明は、送信機の発振部や受信機の
局部発振器に必ずしも性能の十分ではない発振子を用い
ても、受信機が高い感度で受信することができるキーレ
スエントリ制御システムを提供することを目的とする。
は、キーレスエントリ受信機は、受信波信号と局部発振
器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波数フィ
ルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイン方式
の受信部を有し、コード信号により変調され送信機から
送信された電波を受信してコード信号を復調し、コード
信号に対応した制御信号を車両制御部に出力する。上記
中間周波数フィルタを、狭帯域の中間周波数フィルタと
広帯域の中間周波数フィルタとで構成する。かつ中間周
波数フィルタをいずれかに切り替える帯域幅切り替え手
段と、局部発振器を制御して局部発振器の発振周波数を
所定範囲内で掃引する掃引手段と、受信信号強度を検出
する受信信号強度検出手段と、掃引手段および帯域幅切
り替え手段を制御する掃引制御手段とを具備せしめる。
上記掃引制御手段は、広帯域の中間周波数フィルタにし
て受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度
に基づいて受信波信号を検索する受信波検索制御と、受
信波信号を検出すると狭帯域の中間周波数フィルタにし
て受信信号強度に基づいて受信波信号の同調を判定し、
上記発振周波数の掃引を同調と判定された掃引点にて停
止する同調制御とを行うように設定する。
受信波信号を同調せしめるので、送信機の発振器や受信
機の局部発振器の発振周波数の周波数偏差が大きく安定
性がさ程よくなくとも、送信機からの電波を高感度で受
信することができる。
ィルタの帯域幅を広くして、受信波信号の応答遅れに起
因する受信波信号の喪失を招くことなく、安定した受信
波信号の高速検索を可能にし、同調制御では、中間周波
数フィルタの帯域幅を狭くして正確な同調が可能とな
り、またS/Nが向上して微弱な電波でも受信できる。
を、上記局部発振器の発振周波数が所定の周波数間隔で
階段状に掃引するように構成するとともに上記周波数間
隔を切り替え自在に構成する。上記掃引制御手段を、上
記受信波検索制御では周波数間隔を大にして発振周波数
を掃引し、上記同調制御では周波数間隔を小にするとと
もに、発振周波数を、受信波信号検出時の発振周波数を
中心とし広帯域中間周波数フィルタの帯域幅を含む範囲
について掃引するように設定し、かつ上記広帯域中間周
波数フィルタの帯域幅を、略受信波検索制御における周
波数間隔に設定する。
また広帯域中間周波数フィルタの帯域幅が略受信波検索
制御における周波数間隔になっているから、常に広い周
波数範囲をカバーしながら高速で掃引を行うことができ
る。
部発振器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波
数フィルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイ
ン方式の受信部を有し、コード信号により周波数変調さ
れ送信機から送信された電波を受信してコード信号を復
調し、コード信号に対応した制御信号を車両制御部に出
力する。局部発振器を制御して局部発振器の発振周波数
を所定範囲内で掃引する掃引手段と、受信信号強度を検
出する受信信号強度検出手段と、掃引手段を制御する掃
引制御手段とを具備せしめる。上記掃引制御手段を、受
信信号強度検出手段により検出された受信信号強度に基
づいて受信波信号を検出する受信波検索制御と、受信波
信号を検出すると検波出力強度に基づいて受信波信号の
同調を判定し、上記発振周波数の掃引を同調と判定され
た掃引点にて停止する同調制御とを行うように設定す
る。
受信波信号を同調せしめるので、送信機の発振器や受信
機の局部発振器の発振周波数の周波数偏差が大きく安定
性がさ程よくなくとも、送信機からの電波を高感度で受
信することができる。
号を検出した後の同調制御において、周波数に対して単
調な山形となる検波出力強度に基づいて同調をとるよう
にしたから、狭帯域の中間周波数フィルタを用いても、
周波数スペクトラムが双頭性のプロファイルを有する受
信波信号の中心周波数にて同調をとることができる。こ
の結果、中間周波数フィルタの帯域幅の狭帯域化が可能
となり、S/Nの向上を図り微弱な電波でも受信でき
る。また、周波数変調信号では検波出力強度は基本的に
飽和しないから、強電界においても同調をとることがで
きる。
段を、受信信号強度の飽和を検出し、上記受信波検索制
御を、上記受信信号強度に基づく受信波信号の検索か
ら、検波出力強度に基づく受信波信号の検索に切り替え
るように設定する。
による受信波信号の検索は困難となり、同調は不能とな
る。しかし、上記発明のごとく、受信信号強度が飽和し
ても基本的に飽和しない検波出力強度に基づいて受信波
検索制御を行うことで、受信波信号の検索ができる。し
たがって送信機から電波が送信された後に同調不能の状
態が続くことが回避され、応答性よく車両制御部に制御
信号を出力することができる。
数の上記同調制御を行っても受信波信号の同調がとれな
いとき、受信信号強度を飽和と判定する。
機からの正しい受信波信号によらずに受信信号強度が異
常に上昇しているのであるから、上記受信信号強度を飽
和と判定できる。かかる判定により容易に受信信号強度
の飽和が知られる。
対応したコード信号により周波数変調された電波をキー
レスエントリ受信機に送信する送信機を、周波数変調さ
れた電波の送信に先立ち無変調の電波を送信する構成と
し、請求項3ないし5いずれか記載のキーレスエントリ
受信機と組み合わせてキーレスエントリ制御システムを
構築する。
することで受信波信号を同調せしめるので、送信機の発
振器や受信機の局部発振器の発振周波数の周波数偏差が
大きく安定性がさ程よくなくとも、送信機からの電波を
高感度で受信することができ、送信機と受信機間で良好
な交信がなされる。
レスエントリ受信機の検波出力は受信周波数が変わらな
ければ一定である。したがってかかる安定した検波出力
に基づいて良好に同調制御や受信波検索制御を行い得
る。
のキーレスエントリ受信機(以下、単に受信機)を適用
したキーレスエントリ制御システムの構成を示す。イグ
ニッションキー4に内蔵される送信機4aは発振部40
3の発振子が水晶発振子に代えて安価ではあるがやや安
定性の落ちるSAW4031を用いている以外、従来の
技術で説明したものと実質的に同じであるので説明を省
略し、受信機1を中心に説明する。
からなり、ボデーコンピュータ3とともに車両に搭載さ
れる。受信部1aはスーパーヘテロダイン方式の構成
で、アンテナ100から入感した受信波信号が第1のB
PF101およびRFアンプ102を介してミキサ10
3に入力している。BPF101の通過帯域は、送信機
4aの送信周波数が発振部401のドリフト等でばらつ
いても送信電波が入感し得るように設定する。ミキサ1
03は、局部発振器たる電圧制御発振器(VCO)10
4と周波数変換回路を構成し、受信波信号とVCO10
4の発振信号との中間周波数信号を生成するようになっ
ている。この中間周波数信号が帯域幅切り替え手段たる
切り替えスイッチ105Sを介して中間周波数フィルタ
たる第2のBPF105W,105Nに入力せしめてあ
る。BPF105W,105Nはセラミックフィルタ等
で構成された中心周波数が455kHz のもので、帯域
幅はBPF105Wが広帯域(帯域幅BW(W))で、
BPF105Nが狭帯域(帯域幅BW(N))である。
過した中間周波数(IF)信号はIFアンプ106で増
幅され、検波器107および移相器108に入力する。
検波器107および移相器108は周波数弁別回路を構
成し、周波数変化を振幅変化に変換するようになってい
る。検波器107から出力された検波出力(ディスクリ
ネータ出力)は、さらに高周波成分を除去するLPF1
09および波形整形回路110を通過してコード信号が
復調され、コード信号は制御部1bに入力する。
たるRSSI回路111を備えており、RSSI電圧V
RSSIを出力するようになっている。RSSI電圧VRSSI
は、IFアンプ106への入力が大きいほど高くなり、
受信信号強度を検出することができる。
1を用いて構成してあり、受信部1aはVCO104の
周波数制御用の制御電圧を出力するスキャニング回路2
が設けてある。VCO104はスキャニング回路2から
入力する制御電圧が高いと発振周波数が高く、制御電圧
が低いと発振周波数が低くなる構成としてある。
成するカウンタ202およびDA変換器203とを有
し、カウンタ202には第1、第2のクロック208,
209から切り替えスイッチ205を介してクロック周
波数の異なるクロック1、クロック2が入力している。
カウンタ202はいずれかのクロック208,209に
より、所定範囲内でカウントアップ/ダウンを繰り返す
構成としてある。かかるカウントアップ/ダウンするカ
ウンタ値が、DA変換器203においてアナログ信号に
変換され、制御電圧としてVCO104の発振周波数を
掃引(スキャニング)せしめるようになっている。この
制御電圧は二等辺三角波となる。ここでDA変換器20
3の分解能すなわちビット数は、VCO104の発振周
波数の可変範囲を、VCO104の発振周波数を合わせ
込みたい周波数で除した値以上のものを用いる。なおV
CO104の発振周波数を合わせ込みたい周波数は、発
振周波数の最小変量である。これは、狭帯域BPF10
5Nの帯域幅が狭いほど小さなものが必要で、狭帯域B
PF105Nの帯域幅よりも小さく設定する。受信波信
号に対して不感となる周波数域をつくらないようにする
ためである。
波数は、クロック信号が第2のBPF105W,105
Nへ混入しないように、中間周波数である455kHz
の整数倍ではない値に設定するのが望ましい。例えば4
55kHz を8.5倍して3.9675MHz というよ
うに設定する。
アップ/ダウンする範囲は、VCO104の発振周波数
が、送信機4aの送信周波数のばらつき(ドリフト等)
およびSAW1041の安定性に起因するVCO104
の発振周波数のばらつき(ドリフト等)に追随可能な範
囲とする。例えば、送信機4aの送信周波数とそのばら
つきが、314.35MHz ±0.15MHz で、VC
O104の発振周波数のばらつきが±0.15MHz の
とき、ミキサ103において、455kHz の中間周波
数信号を得るには、VCO104の発振周波数の範囲が
313.895MHz ±0.3MHz であればよいこと
になる。しかしてかかる周波数範囲内で可変となるよう
に、カウンタ202のカウントアップ/ダウン範囲を決
定する。
を構成するコンパレータ200および制御ロジック20
1は、カウンタ202の作動を制御するもので、受信波
信号が入感するとVCO104の発振周波数をロックす
る。コンパレータ200は、2つの比較信号の大小によ
り「H」、「L」の2値出力をするもので、一方の比較
信号としてRSSI回路111から出力されるRSSI
電圧VRSSIが入力し、他方の比較信号として切り替えス
イッチ204を介して第1、第2の基準電圧発生部20
6,207から基準電圧1とこれよりも高い基準電圧2
とが入力している。
ーを実行する論理演算回路等で構成されてカウンタ20
2を制御し、VCO104の発振周波数のスキャニング
と停止、スキャニング速度等を制御するようになってい
る。
5W,105Nを切り替える切り替えスイッチ105S
を制御するようになっている。
構成され、波形整形回路110から入力する復調された
コード信号を予め記憶したIDコードと照合し、合致す
れば車両制御部たるボデーコンピュータ3に送信機4a
のスイッチ400操作に対応した制御信号を出力するよ
うになっている。ボデーコンピュータ3は、制御信号に
したがって、例えばドア開閉用のアクチュエータを駆動
してドアの開閉等を行う。
ープモードで作動し、作動期間とスリープ期間とを繰り
返す間欠作動をするとともに、受信部1aが作動期間と
スリープ期間とを交互に繰り返す間欠作動をするように
制御し、暗電流の低減を図っている。なお、カウンタ2
02は、そのメモリの記憶をバックアップするため、ス
リープ期間であってもバックアップ用の通電がなされる
ようになっている。
2、図3は受信機1各部のタイミングチャートで、図
4、図5は制御ロジック201において実行される制御
フローである。
波がない場合を示しており、後半は作動期間の途中で送
信機4aのスイッチ400が操作されて送信機4aから
の電波が入った場合を示している。
4の制御フローは、制御部1bにより受信部1aがウェ
イクアップするとスタートする。制御フローは、ステッ
プS10〜S33が受信波検索制御のステップで、受信
波を高速検索し、ステップS40〜が同調制御のステッ
プで、受信周波数を受信波信号の同調周波数に固定す
る。ステップS10では切替えスイッチ204,20
5,105Sを切替えて低圧の基準電圧1、速いクロッ
ク1および広帯域BPF105Wに設定する。
VCO104の発振周波数の掃引(スキャニング)を許
可する。すなわちDA変換器203でアナログ化された
カウンタ202の出力はクロック1のクロック周波数に
応じた速い速度でアップダウンし、図2のごとく二等辺
三角波となる。これによりVCO104の発振周波数が
上記所定範囲内で低側から高側へ変化し、反転して高側
から低側へ変化し、これを繰り返す。VCO104の発
振周波数の変化も二等辺三角波となる。
102からの受信波信号とVCO104の発振信号とが
混合されて、その中間周波数信号が広帯域BPF105
Wに入力し、VCO104の発振信号と455kHz の
中間周波数信号をつくる受信波信号のみが広帯域BPF
105Wを通過する。VCO104の発振周波数が所定
範囲内でスキャニングされ、受信波信号が検索される。
30においてコンパレータ200の出力が「L」か
「H」かを判定する。送信機4aからの電波がなければ
RSSI電圧VRSSIは低く、したがってコンパレータ2
00の出力は「H」のままであり、ステップS31に進
む(なお、強いノイズ電波がある場合にはその影響でコ
ンパレータ200の出力が「L」になるがこれについて
は後述する)。
クアップ時刻T0 から基準の作動時間TWを越えて経過
していないかどうかを判定し、越えていなければステッ
プS20に戻り、基準作動時間TWを経過するまでVC
O104の発振周波数のスキャニングが続けられる。基
準作動時間TWは、図例では、発振周波数のスキャニン
グが、途中でロックされなければ4回行われる長さに設
定してある。基準作動時間TWを経過すると本制御ルー
チンを終了し、制御部1bが制御ルーチン終了を受け受
信部1aを再びスリープせしめる(ステップS32)。
する。1回目のスキャニングの終了後に運転者が送信機
4aのスイッチ400を操作し送信機4aから314.
35MHz の電波が送信されたとして説明する。送信機
4aからの電波が入感すると、2回目のスキャニング中
である時刻T1 においてRSSI電圧VRSSIが基準電圧
1を越えてコンパレータ200の出力が「L」になり
(ステップS30)、カウンタ202の作動を停止して
VCO104の発振周波数をロックする。このように周
波数の高いクロック1を用いることでVCO104の発
振周波数のスキャニングを高速化し、短時間で受信波信
号を検出することができる。
信波信号の検出時刻T1 から待機時間TH1 を越えて経
過していないかどうかを判定し、越えていなければステ
ップS30に戻り、受信波信号の検出状態が待機時間T
H1 持続するかどうかが判定される。待機時間TH1 は
例えば1msに設定する。待機時間TH1 経過前にコン
パレータ200の出力が「H」に戻ってしまえば検出し
た受信波信号がノイズ電波であったと判断されるので上
記ステップS31に進む。
機4aからの314.35MHz の送信信号と455k
Hz の中間周波数信号をつくるf3 (313.895M
Hz)となった時点で同調するが、f3 よりもやや高い
f1 (313.900MHz)でロックされている。こ
れは中間周波数信号の周波数が広帯域BPF105の帯
域幅内に入った時点で同調するもののRSSI回路11
1の応答遅れによりスキャニングがややオーバーシュー
トするためである。本受信機1では、広帯域BPF10
5Wを用いているので、受信波信号を喪失することがな
い。すなわちコンパレータ200出力は「L」を維持す
る。
調ずれはステップS40以下の同調制御の手順が実行さ
れることで、解消することができ、受信波信号の高速検
索と同調の高精度化の両立を図っている。すなわちステ
ップS30,S33により、受信波信号が送信機4aか
らの送信電波である蓋然性が高いことが認められると、
まずS40において基準電圧1からこれよりも高い基準
電圧2に切り替え、クロック1からこれよりも周波数の
低いクロック2に切り替える。また広帯域BPF105
Wから狭帯域BPF105Nに切り替える。
の発振周波数を一定値戻す手順で、ステップS50で
は、受信波信号を検出した時刻T1 におけるスキャニン
グ方向を、カウンタ202がアップ中であったかどうか
で判定する。ダウン中であればステップS51に進み現
在のカウンタCに一定値CBを加算して戻しカウンタC
2 とする。またアップ中であればステップS52に進
み、タイムチャートに示すように、現在のカウンタCに
一定値CBを減算して戻しカウンタC2 とする。なおこ
こで一定値CBは広帯域BPF105Wの帯域幅BW
(W)の半分に相当するカウント値である。かくして受
信波信号検出時刻T1 から待機時間TH1 経過後の時刻
T2 においてVCO104の発振周波数はf1 からBW
(W)/2離れたf2 に戻る。図例ではf2 はf1 −B
W(W)/2である。
対応したスキャニング速度および基準電圧2に対応する
受信波信号の同調判定レベルにて、広帯域BPF105
Wの帯域幅端に対応する、戻した発振周波数f2 からス
キャニングする。
ップS30〜S33と同じ手順で、RSSI電圧VRSSI
と基準電圧2の比較出力であるコンパレータ200の出
力が「L」かどうかを判定し、「L」でなければスキャ
ニング(ステップS60)が続けられ、スキャニング開
始時刻(時刻T2 )からの経過時間が基準作動時間TW
を越えると本制御ルーチンを終了し再びスリープ期間に
入る(ステップS72)。
0の出力が「L」であればステップS73に進み現在時
刻Tが受信波信号の同調時刻T3 から待機時間TH2 を
越えて経過していないかどうかを判定する。待機時間T
H2 を設定しているのは、待機時間TH1 を設定したの
と同趣旨であり、長さは例えば2msとする。ステップ
S73において検出時刻T3 からの経過時間が待機時間
TH2 を越えていなければステップS74に進み、現在
のカウンタCがスキャニング開始時のカウンタC2 から
広帯域BPF105Wの帯域幅BW(W)相当のカウン
タ値2CBを越えているかどうかを判定し、越えていな
ければステップS70に戻る。ステップS74におい
て、スキャニング開始時のカウンタC2 からのカウント
変化が2CBを越えていれば、もはや時刻T1 において
検出した受信波信号とは認められないのでステップS1
0に戻り、基準電圧1、クロック1および広帯域BPF
105Wの設定で受信波信号の検索をやり直す。
の経過時間が待機時間TH2 を越えると、ステップS8
0に進み制御部1bにコード読み込みの許可が与えられ
る。制御部1bは、波形整形回路110から出力される
復調信号からコードを読み込み、予め記憶したIDコー
ドと照合して合っていればボデーコンピュータ3に、ド
アオープン等の対応する制御信号を出力する。
を基準電圧VS と比較し基準電圧VS よりも高いかどう
かをチェックする。これはVCO104の発振周波数や
送信周波数がドリフトすること等によりRSSI電圧V
RSSIが低下していないかどうかを判定するもので、コー
ド読み込みの信頼性を高める手順である。ステップS9
0においてRSSI電圧VRSSIが基準電圧VS よりも高
ければ、制御部1bによるコード読み込みを容認し(ス
テップS80)、基準電圧VS よりも低ければIDコー
ドの正確な読み込みが困難と判断してステップS100
に進む。なお基準電圧VS は基準電圧2と同じであり、
このRSSI電圧VRSSIのチェックはコンパレータ20
0の出力に基づいて判断される。
フト等により同調ずれした受信周波数を同調し直す手順
である。図例ではVCO104の発振周波数がf3 から
f5'に変化した例を示している。ステップS100〜S
102では、VCO104の発振周波数を一定値戻す。
ステップS100では、同調完了時刻(時刻T3 )にお
けるスキャニング方向を、カウンタがアップ中であった
かどうかで判定する。ダウン中であればステップS10
1に進み同調時のカウンタC3 に一定値CB’を加算し
て戻しカウンタC5 とする。またアップ中であればステ
ップS102に進み、タイムチャートに示すように、現
在のカウンタCに一定値CBを減算して戻しカウンタC
5 とする。図例は減算の場合を示し、VCO104の発
振周波数がf5'からf5 に低下している。なお、ここで
一定値CB’は、VCO104の発振周波数や送信機4
aの送信周波数のドリフトの大きさを予め把握してお
き、これに基づいて設定する。大きすぎると同調し直し
に時間がかかり、小さいと、上記ドリフト等の大きさに
よっては完全に受信波信号を喪失してしまうからおそれ
があるからである。
〜S124は上記ステップS70〜S74と同様の手順
で行われる。すなわちステップS110では、カウンタ
202が一定値CB’戻したカウンタC5 から同調完了
時刻(時刻T3 )におけるカウント方向にカウントを開
始する。
SIと基準電圧2の比較出力であるコンパレータ200の
出力が「L」かどうかを判定し、「L」でなければスキ
ャニング(ステップS110)が続けられ、スキャニン
グ開始時刻(時刻T5 )からの経過時間が基準作動時間
TWを越えると本制御ルーチンを終了し(ステップS1
22)再びスリープ期間に入る。
00の出力が「L」であればステップS123に進み現
在時刻Tが受信波信号の同調時刻T6 から待機時間TH
2 を越えて経過していないかどうかを判定する。ステッ
プS123において同調時刻T6 からの経過時間が待機
時間TH2 を越えていなければステップS124に進
み、現在のカウンタCがスキャニング開始時のカウンタ
C2 から広帯域BPF105Wの帯域幅BW(W)相当
のカウンタ値2CBを越えているかどうかを判定し、越
えていなければステップS120に戻る。ステップS1
24において、スキャニング開始時のカウンタC5 から
のカウント変化が2CBを越えていれば、もはや同調し
直そうとした受信波信号とは認められないのでステップ
S10に戻り、基準電圧1、クロック1、広帯域BPF
105Wの設定で受信波信号の検索をやり直す。
らの経過時間が待機時間TH2 を越えると、ステップS
80に進み、同調時刻T6 から待機時間TH2 後の時刻
T7から再びコードが読み込まれる。
検索制御では、広帯域の中間周波数フィルタ105Wと
することで受信波検出信号を喪失することなく高速で検
索ができる。そして同調制御では、低速のスキャニング
速度および狭帯域BPF105Nとしてあるので、受信
波信号の中心周波数付近に正確に同調をとることがで
き、また、狭帯域BPF105Nとしてあるので、S/
Nが向上して微弱な電波であっても受信が可能となる。
S32,S72,S122においてスリープ期間に移行
する際、その時点におけるカウンタ202のカウンタ
C、すなわち当該作動期間の、VCO104の発振周波
数の最終値を内蔵のメモリに記憶する。そして次にウェ
イクアップしたときに、カウンタCの初期値として、記
憶されたカウンタ値に設定するようになっており、次の
効果を奏する。
での作動を示すもので、送信機4aのスイッチ400が
操作されて送信機4aから電波が送信されており、受信
周波数を送信機4aからの電波に同調するには、VCO
104の発振周波数をf3 (318.895MHz )ま
でスキャニングする必要がある状態を示している。VC
O104の発振周波数は低い周波数からスキャニングを
開始する。不要電波が入感しているために不要電波によ
りRSSI電圧VRSSIが高くなり発振周波数がロックさ
れるが、不要電波からはIDコードが認識されないの
で、再びスキャニングが開始される。不要電波が多い
と、かかる誤検出が多くなり、不要電波の入感でVCO
104の発振周波数がロックされる時間が増加する。こ
の結果、VCO104の発振周波数が、基準作動時間T
W内にVCO104の可変周波数範囲の上限から下限ま
でのスキャニングはおろか、f3 にも達しない。
波数からスキャニングを開始するとすると、送信機4a
からの送信電波に同調させることが困難な場合が生ず
る。
ップにおいて、カウンタ202の初期値は、スリープ前
のカウンタCの最終値に設定され、スリープ期間をはさ
んで実質的に連続してスキャニングが行われるから、例
えば1回の作動期間で同調できなくともスリープ期間後
の作動期間においてVCO104の発振周波数をf3に
ロックすることができ(時刻T1 )、以後、図2の作動
と同様にして同調が可能となる。
カウンタCの初期値は、厳密にスリープ前の最後のカウ
ンタに設定するのではなく、送信機4aの送信周波数や
VCO104の発振周波数のドリフト分を考慮して、少
しカウンタCを戻して設定してもよい。すなわち図4の
ステップS50〜S52のごとく、スリープ前の最後の
カウンタがアップ中であったかどうかを判定し、アップ
中であれば一定値、カウンタを下げ、ダウン中であれば
一定値、カウンタを上げる。
さい場合等には、VCO104の発振周波数のロック後
の待機時間を設ける必要はなく、省略してもよい。
波としているが、必ずしもこれに限定されるものではな
く、鋸波等、所定範囲内で発振周波数を変化させられる
ものであればよい。
形態になる受信機のスキャニング回路の構成を示す。本
実施形態の受信機は第1実施形態においてスキャニング
回路を図6の構成に変更したもので、第1実施形態との
相違点を中心に説明する。なお図1と実質的に同じ作動
をする部分については同じ番号を付すものとする。本実
施形態のスキャニング回路2Aは、DA変換器203
の、ビット当たりのステップ電圧を規定する基準電圧
が、切り替えスイッチ210を介して2つの基準電圧発
生部211,212から入力するように構成し、基準電
圧発生部211,212が高低2つの異なる基準電圧
1、基準電圧2を発生するようになっている。
00とともに掃引制御手段2aaを構成し、切り替えス
イッチ204,105S(図1参照)とともに切り替え
スイッチ210を制御して、受信波検索制御では高圧の
基準電圧1に切り替えてVCO104への制御電圧の変
化速度を高くし、同調制御では低圧の基準電圧2に切り
替えて制御電圧の変化速度を低くする。
電圧を切り替えることでスキャニング速度を切り替えて
いるので、VCO104の発振周波数が第1実施形態に
比して、幅広の周波数間隔でより階段状に変化していく
ことになる。広帯域BPF105Wの帯域幅を、略上記
周波数間隔に、すなわち周波数間隔よりもやや大きくな
るようにする。
数のスキャニング速度を切り替え、広帯域BPF105
Wにて受信波信号を高速検索する受信波検索制御と、受
信波信号を検出すると狭帯域BPF105Nにて低速で
同調する同調制御とを行う。
BPF105W,105Nの通過帯域の存在する周波数
域とを示すもので、(A)が受信波検索制御時、(B)
が受信波検出時、(C)が同調制御時のものである。受
信波の検索では、広帯域BPF105Wとしているの
で、一度に広い周波数範囲について受信波信号を検索す
ることができる。そしてカウンタ202がカウントアッ
プ/ダウンすると、順次、BPF105Wの通過帯域の
存在する周波数域が隣れる周波数域にシフトする。すな
わち、スキャニングが上昇中であれば例えば図の周波数
域「2」から周波数域「3」を経て受信波信号の存在す
る周波数帯「4」にシフトする。下降中であれば、スキ
ャニングする下限周波数で折り返して周波数域「4」に
シフトする。いずれにしても周波数がシフトする周波数
間隔が大きいので、ごく短時間のうちに受信波信号の存
在する周波数域に達する(図7(B))。
圧を基準電圧2に切り替え小さな周波数間隔でスキャニ
ングする。この同調制御開始時の発振周波数は、広帯域
BPF105Wの通過帯域の存在する周波数域の端、す
なわち現在の発振周波数から広帯域BPF105Wの帯
域幅の半分戻した周波数に設定する。制御ロジック20
1では、これを、上記戻した周波数を基準電圧2に対応
したカウント値に換算し、このカウント値にカウンタ2
02を設定することで行う。
域BPF105Wの通過帯域の存在する周波数域の端か
らスキャニングを行うことで、同調制御のスキャニング
範囲が、実質的に広帯域BPF105Wの通過帯域内と
なる。
の基準電圧を低圧にすることで、微小な周波数間隔でか
つ低速のスキャニング速度で行われる。そして狭帯域の
BPF105Nとしているので、同調精度が高くなり、
また、S/Nが向上して微弱な電波であっても受信が可
能となる(図7の(C))。
たキーレスエントリ制御システムに適用したが、振幅変
調電波等の他の電波形式を用いたものに適用することが
できる。
調制御時には第2のBPFの帯域幅を狭くすることで、
同調精度および受信感度を高めているが、上記図7より
知られるように、FM電波は、周波数スペクトラムが双
頭を有するプロファイルとなるため、中心周波数に対し
てずれた、いずれかのピークを検出してしまうおそれが
あり、狭帯域化には限界がある。また、強電界のために
RSSI電圧VRSSIが飽和する場合、やはり正確に同調
せしめることが困難となるおそれがある。本実施形態は
かかる点を改良した受信機を提供するものである。
スエントリ受信機を適用したキーレスエントリ制御シス
テムの構成を示す。本実施形態のキーレスエントリ受信
機は第1実施形態において、第2のBPFを単一の構成
とするとともに、スキャニング回路を別の構成に変更し
たもので、第1実施形態との相違点を中心に説明する。
なお図1と実質的に同じ作動をする部分については同じ
番号を付すものとする。
のBPF105にミキサ103からの中間周波数信号が
入力する。
00に、RSSI回路111からのRSSI電圧VRSSI
とともに、検波器107からの検波出力(ディスクリミ
ネータ出力)が切り替えスイッチ213を介して入力し
ている。
施形態の制御ロジック201(図1)と同じもので、コ
ンパレータ200とともに掃引制御手段2aaaを構成
し、切り替えスイッチ204,205とともに切り替え
スイッチ213を制御して、基準電圧1、クロック1に
設定時すなわち受信波検索制御時には、コンパレータ2
00への入力がRSSI電圧VRSSIとなり、基準電圧
2、クロック2に設定時すなわち同調制御時には、コン
パレータ200への入力がディスクリミネータ出力とな
る。なお制御ロジック201Bにおいて実行される制御
フローは実質的に図4、図5に示したものと同じである
が、ステップS10では基準電圧1、クロック1、RS
SI電圧VRSSIに設定され、ステップS40では基準電
圧2、クロック2、ディスクリミネータ出力に設定され
る。
ィスクリミネータ出力に基づいて行っているから、次の
効果がある。ディスクリミネータ出力は、受信周波数に
対して単調な山形となり、受信周波数が受信波信号の中
心周波数となったときピークとなるから、RSSI電圧
VRSSIに基づいて同調制御を行う場合のように、いずれ
かのピークを検出してしまうおそれはない。したがって
第2のBPF105の狭帯域化が実現できる。また、強
電界のためRSSI電圧VRSSIが飽和してもディスクリ
ミネータ出力は基本的に飽和しないから、同調をとるこ
とができる。
を越えたら同調と判定するのではなく、ディスクリミネ
ータ出力が最大となったときのカウンタ値を同調点と判
定するのでもよい。
号がとれずに同調制御において同調不能の状態が続く
と、送信機4aのスイッチ400操作に対して実際のド
アオープン等の動作の応答性が悪くなる。これを防止す
るため、制御ロジック201Bを次のように設定するの
もよい。すなわち、同調がとれない同調制御が所定回
数、例えば2回連続して行われた場合には強電界による
RSSI電圧VRSSIの飽和で同調不能と判断し、受信波
検索制御時もコンパレータ200にディスクリミネータ
出力を入力しディスクリミネータ出力に基づいて受信波
検索制御を行うようにする。この場合、同調不能の状態
が長く続くことはないので、送信機4aのスイッチ40
0操作に対する応答性が確保できる。
制御や受信波検索制御でディスクリミネータ出力を利用
しているが、ディスクリミネータ出力は、変調信号を含
んでいるので、必ずしも出力が一定しない場合がある。
かかる場合には、送信機4a(図8参照)を次のように
構成するのがよい。すなわち発振部403を、スイッチ
400操作に対応したコード信号が入力すると、発振部
403から無変調信号である搬送波を所定時間、送信し
た後、コード信号により周波数変調した通常の電波を送
信するように構成する。搬送波を送信する時間は、VC
O104の発振周波数のスキャニングを十分に行い得る
時間とし、例えば上記基準作動時間TW と同程度とする
のが望ましい。
が送信される間に、受信機は、VCO104の発振周波
数が所定範囲をスキャニングし、安定したディスクリミ
ネータ出力に基づいて受信波を捉えることができ、送信
機と受信機間で良好な交信を行い得るキーレスエントリ
制御システムを構築できる。
機を適用したキーレスエントリ制御システムの全体構成
図である。
第1のタイムチャートである。
第2のタイムチャートである。
第1のフローチャートである。
第2のフローチャートである。
受信機の部分構成図である。
リ受信機の作動を説明する第1、第2、第3の模式図で
ある。
ントリ受信機を適用したキーレスエントリ制御シルテム
の全体構成図である。
スエントリ制御システムの全体構成図である。
タ(中間周波数フィルタ) 105S 切り替えスイッチ(帯域幅切り替え手段) 111 RSSI回路(受信信号強度検出手段) 1b 制御部 2,2A,2B スキャニング回路 2a,2aa,2aaa 掃引制御手段 200 コンパレータ 201,201A,201B 制御ロジック 2b 掃引手段 202 カウンタ 203 DA変換器 3 ボデーコンピュータ(車両制御部) 4 キー 4a 送信機 400 スイッチ
Claims (6)
- 【請求項1】 受信波信号と局部発振器の局部発振信号
との中間周波数信号号を中間周波数フィルタに入力する
ようになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有
し、コード信号により変調され送信機から送信された電
波を受信してコード信号を復調し、コード信号に対応し
た制御信号を車両制御部に出力するようになしたキーレ
スエントリ受信機において、上記中間周波数フィルタ
を、狭帯域の中間周波数フィルタと広帯域の中間周波数
フィルタとで構成し、かつ中間周波数フィルタをいずれ
かに切り替える帯域幅切り替え手段と、局部発振器を制
御して局部発振器の発振周波数を所定範囲内で掃引する
掃引手段と、受信信号強度を検出する受信信号強度検出
手段と、掃引手段および帯域幅切り替え手段を制御する
掃引制御手段とを具備せしめ、上記掃引制御手段は、中
間周波数フィルタを広帯域にして受信信号強度検出手段
により検出された受信信号強度に基づいて受信波信号を
検索する受信波検索制御と、受信波信号を検出すると中
間周波数フィルタを狭帯域にして受信信号強度に基づい
て受信波信号の同調を判定し、上記発振周波数の掃引を
同調と判定された掃引点にて停止する同調制御とを行う
ように設定したことを特徴とするキーレスエントリ受信
機。 - 【請求項2】 請求項1記載のキーレスエントリ受信機
において、上記掃引手段を、上記局部発振器の発振周波
数が所定の周波数間隔で階段状に掃引するように構成す
るとともに上記周波数間隔を切り替え自在に構成し、上
記掃引制御手段を、上記受信波検索制御では周波数間隔
を大にして発振周波数を掃引し、上記同調制御では周波
数間隔を小にするとともに、発振周波数を、受信波信号
検出時の発振周波数を中心とし広帯域中間周波数フィル
タの帯域幅を含む範囲について掃引するように設定し、
かつ上記広帯域中間周波数フィルタの帯域幅を、略受信
波検索制御における周波数間隔に設定したキーレスエン
トリ受信機。 - 【請求項3】 受信波信号と局部発振器の局部発振信号
との中間周波数信号を中間周波数フィルタに入力するよ
うになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有し、
コード信号により周波数変調され送信機から送信された
電波を受信してコード信号を復調し、コード信号に対応
した制御信号を車両制御部に出力するようになしたキー
レスエントリ受信機において、局部発振器を制御して局
部発振器の発振周波数を所定範囲内で掃引する掃引手段
と、受信信号強度を検出する受信信号強度検出手段と、
掃引手段を制御する掃引制御手段とを具備せしめ、上記
掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出され
た受信信号強度に基づいて受信波信号を検索する受信波
検索制御と、受信波信号を検出すると検波出力強度に基
づいて受信波信号の同調を判定し、上記発振周波数の上
記掃引を同調と判定された掃引点にて停止する同調制御
とを行うように設定したことを特徴とするキーレスエン
トリ受信機。 - 【請求項4】 請求項3記載のキーレスエントリ受信機
において、上記掃引制御手段を、受信信号強度の飽和を
検出し、上記受信波検索制御を、上記受信信号強度に基
づく受信波信号の検索から、検波出力強度に基づく受信
波信号の検索に切り替えるように設定したキーレスエン
トリ受信機。 - 【請求項5】 請求項4記載のキーレスエントリ受信機
において、受信波信号の同調がとれない上記同調制御が
所定回数、連続すると、上記受信信号強度を飽和と判定
するように設定したキーレスエントリ受信機。 - 【請求項6】 スイッチ操作に対応したコード信号によ
り周波数変調された電波を送信する送信機であって、周
波数変調された電波の送信に先立ち無変調の電波を送信
する構成とした送信機と、請求項3ないし5いずれか記
載のキーレスエントリ受信機とで構成したキーレスエン
トリ制御システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17226698A JP3816239B2 (ja) | 1998-06-04 | 1998-06-04 | キーレスエントリ受信機およびキーレスエントリ制御システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17226698A JP3816239B2 (ja) | 1998-06-04 | 1998-06-04 | キーレスエントリ受信機およびキーレスエントリ制御システム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11348732A true JPH11348732A (ja) | 1999-12-21 |
JP3816239B2 JP3816239B2 (ja) | 2006-08-30 |
Family
ID=15938721
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17226698A Expired - Fee Related JP3816239B2 (ja) | 1998-06-04 | 1998-06-04 | キーレスエントリ受信機およびキーレスエントリ制御システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3816239B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7522893B2 (en) | 2005-01-06 | 2009-04-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Radio receiver and radio transmitter |
JP2013118559A (ja) * | 2011-12-05 | 2013-06-13 | Mitsubishi Electric Corp | 無線通信装置および受信装置 |
-
1998
- 1998-06-04 JP JP17226698A patent/JP3816239B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7522893B2 (en) | 2005-01-06 | 2009-04-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Radio receiver and radio transmitter |
JP2013118559A (ja) * | 2011-12-05 | 2013-06-13 | Mitsubishi Electric Corp | 無線通信装置および受信装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3816239B2 (ja) | 2006-08-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2008101344A (ja) | 車両制御システム | |
JP4225350B2 (ja) | 無線受信機 | |
EP0768756A2 (en) | Receiver and frequency synthesizer-tuner for the same | |
US6373398B2 (en) | Automobile tuner system | |
US20100255799A1 (en) | Fsk modulation signal receiver with high sensitivity in low rate mode | |
US3611152A (en) | Stabilized automatic tuning receiver | |
US6006078A (en) | Receiver with improved lock-up time and high tuning stability | |
JP3877256B2 (ja) | キーレスエントリ受信機 | |
JP3816239B2 (ja) | キーレスエントリ受信機およびキーレスエントリ制御システム | |
JP4278736B2 (ja) | キーレスエントリ受信機 | |
US6904101B1 (en) | Tuneless narrow-band super-regenerative receiver | |
JP3876076B2 (ja) | キーレスエントリ制御システム | |
JPH10256928A (ja) | 超再生受信装置、方法、リモコン受信器およびリモコンシステム | |
JP3877254B2 (ja) | キーレスエントリ受信機 | |
JP4871933B2 (ja) | 受信機及び受信機における受信チャンネル切り替え方法 | |
JP4298027B2 (ja) | キーレスエントリ受信機 | |
US20070281618A1 (en) | Transmitter-receiver for short-range wireless transmission | |
JPH11350810A (ja) | キーレスエントリ受信機 | |
JP4298089B2 (ja) | キーレスエントリ受信機 | |
US5487177A (en) | FM receiver comprising a circuit arrangement for determining the field strength of FM transmitters | |
JPH11336397A (ja) | キーレスエントリ受信機 | |
KR100709769B1 (ko) | Fsk신호 수신기 | |
JPH09324566A (ja) | 通信装置及び遠隔コントロール装置 | |
JP2010232872A (ja) | 車両制御システム | |
JP2944848B2 (ja) | 受信チャネル走査方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040929 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060606 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060607 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090616 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100616 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100616 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110616 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110616 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120616 Year of fee payment: 6 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |