JPH11336397A - キーレスエントリ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 キーレスエントリ制御システムの受信機にお
いて、安価でかつ同調精度のよい構成を提案することで
ある。 【解決手段】 受信機１をスーパーヘテロダイン方式に
構成し、局部発振器１０４の発振周波数を掃引する掃引
手段２ｂと、これを制御する掃引制御手段２ａとを具備
せしめる。掃引制御手段２ａを、受信信号強度検出手段
１１１により検出された受信信号強度に基づいて受信波
信号を検出し、上記発振周波数の掃引を停止することで
送信機４ａや局部発振器１０４の発振子４０３１，１０
４１がさ程安定性がよくない安価なものを用いていて
も、確実な同調を可能とし、かつ、発振周波数が上昇す
る掃引と下降する掃引とを繰り返す、掃引速度の急変し
ない制御を行うことで受信信号強度を安定化して誤検出
を回避する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はキーレスエントリ受
信機に関し、特に受信性能の向上に関する。

【０００２】

【従来の技術】車両のドア等のロック／アンロック等
は、イグニッションキーと共通の機械式のキーをドアの
キーシリンダに挿入して行うようにしたものが一般的で
あるが、近年、ドアのロック／アンロック等に機械式の
キーを用いない遠隔操作のキーレスエントリ制御システ
ムが採用されるようになっている。このキーレスエント
リ制御システムは、運転者の操作で送信機から車両ごと
に割り振られたコードを車両側のキーレスエントリ受信
機に送信し、これを復調して車両側に記憶したコードと
照合して一致すると電磁アクチュエータ等の作動により
車両のロックの解除等を行うもので、夜間等のドアのロ
ック／アンロック等が楽になるという長所がある。

【０００３】図１３はかかるキーレスエントリ制御シス
テムの構成の一例を示すもので、送信機４ｂは運転者が
所持するキー４の把手部分に内蔵され、スイッチ（ドア
ロック、ドアアンロック、トランクオープン、パニッ
ク）４００と、スイッチ４００に対応するＩＤコードを
記憶する記憶部４０１と、スイッチ４００に応じて記憶
部４０１からＩＤコードを読み込む制御部４０２とを備
えており、運転者がいずれかのスイッチ４００を押す
と、制御部４０２からスイッチ４００に応じたコード信
号が発振部４０３に出力される。発振部４０３は、キャ
リア信号をつくるための３１４．３５ＭＨz の水晶発振
子４０３２を有し、コード信号を変調信号として周波数
変調（ＦＭ）信号がつくられ、アンテナ４０４から送信
される。送信機４ｂはこれら各部に給電するための電池
４０５および電圧制御部４０６を備えている。

【０００４】キーレスエントリ受信機５は、受信部５ａ
と制御部５ｂとを有し、受信部５ａは、アンテナ５００
で受信した電波を第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
５０１、高周波（ＲＦ）アンプ５０２、ミキサ５０３、
局部発振器５０４を備えたスーパーヘテロダイン方式の
ものである。局部発振器５０４は３１３．８９５ＭＨz
の水晶発振子５０４１を用いた発振周波数固定のもの
で、受信波信号は、ミキサ５０３により局部発振器５０
４の発振信号との中間周波数信号に周波数変換され、中
心周波数４５５ｋＨz の第２のバンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）５０５に入力し、４５５ｋＨz の中間周波数（Ｉ
Ｆ）の信号を通過せしめる。このＩＦ信号は、ＩＦアン
プ５０６で増幅された後、検波回路５０７、移相器５０
８およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０９、波形整形
回路５１０によりデジタル化されたコード信号が復調さ
れる。

【０００５】制御部５ｂは、受信信号強度検出回路（Ｒ
ＳＳＩ回路）５１１より知られる受信信号強度が十分か
どうかを判定し、十分であればコード信号をボデーコン
ピュータ６にそのまま出力し、ボデーコンピュータ６
は、復調されたコードを判定してコードに対応した制御
信号を上記電磁アクチュエータの駆動回路等に出力す
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記キーレ
スエントリ受信機の安定性は、送受信周波数の安定性に
依存し、特に送受信機で用いられる発振子の性能に強く
依存する。したがって発振子に周波数偏差が少なく安定
性のよいものを用いることが必要になり、コストが高く
なる。一方、第２のＢＰＦの帯域幅を広くすると、周波
数の安定性が多少悪くとも送信機からの電波を拾うこと
ができるが、ノイズが入り易くなるためＳ／Ｎが劣化
し、結果的に感度が悪くなる。

【０００７】本発明は上記実情に鑑みなされたもので、
送信機の発振部や受信機の局部発振器に必ずしも性能の
十分ではない発振子を用いても、高い感度で受信するこ
とができるキーレスエントリ受信機を提供することを目
的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明で
は、キーレスエントリ受信機は、受信波信号と局部発振
器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波数フィ
ルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイン方式
の受信部を有し、コード信号により変調され送信機から
送信された電波を受信してコード信号を復調し、コード
信号に対応した制御信号を車両制御部に出力する。局部
発振器を制御して局部発振器の発振周波数を所定範囲内
で掃引する掃引手段と、受信信号強度を検出する受信信
号強度検出手段と、掃引手段を制御する掃引制御手段と
を具備せしめる。上記掃引手段は、上記発振周波数が上
記所定範囲の上限まで漸次上昇する上昇掃引と、上記発
振周波数が上記所定範囲の下限まで漸次下降する下降掃
引とを、上記所定範囲の上限または下限に達するごとに
掃引方向を反転して繰り返すように設定する。上記掃引
制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受
信信号強度に基づいて受信波信号を検出し、上記発振周
波数の上記掃引を停止するように設定する。

【０００９】局部発振器の発振周波数を掃引することで
受信波信号を同調せしめるので、送信機の発振器や受信
機の局部発振器の発振周波数の周波数偏差が大きく安定
性がさ程よくなくとも、送信機からの電波を高感度で受
信することができる。

【００１０】また、発振周波数は上昇掃引と下降掃引と
を繰り返すことで、発振周波数が連続して変化し断続し
ないから、安定した受信信号強度が得られる。これによ
り入感がないにもかかわらず誤検出してしまうというこ
とが回避される。その結果、送信機からの真の受信波信
号を検出することができる。

【００１１】請求項２記載の発明では、上記掃引手段
を、上記発振周波数の時間変化が三角波となるように設
定することで、上昇掃引と下降掃引とが繰り返される。

【００１２】請求項３記載の発明では、上記掃引手段
を、発振周波数の時間変化が正弦波となるように設定す
ることで、上昇掃引と下降掃引とが繰り返される。

【００１３】請求項４記載の発明では、受信波信号と局
部発振器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波
数フィルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイ
ン方式の受信部を有し、コード信号により変調され送信
機から送信された電波を受信してコード信号を復調し、
コード信号に対応した制御信号を車両制御部に出力す
る。局部発振器を可変容量ダイオードへ印加する制御電
圧により発振周波数を調整自在とした電圧制御発振器で
構成する。上記制御電圧を、これが漸次変化するように
出力して局部発振器の発振周波数を所定範囲内で掃引す
る掃引手段と、実質的に制御電圧に対する発振周波数の
直線性のずれを補正する直線性補正手段と、受信信号強
度を検出する受信信号強度検出手段と、掃引手段を制御
する掃引制御手段とを具備せしめる。上記掃引制御手段
を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強
度に基づいて受信波信号を検出し、上記発振周波数の上
記掃引を停止するように設定する。

【００１４】局部発振器の発振周波数を掃引することで
受信波信号を同調せしめるので、送信機の発振器や受信
機の局部発振器の発振周波数の周波数偏差が大きく安定
性がさ程よくなくとも、送信機からの電波を高感度で受
信することができる。

【００１５】また、局部発振器を可変容量ダイオードを
用いた電圧制御発振器とすることで、発振周波数の変更
を容易に行い得る。一方、可変容量ダイオードの非線形
性に起因する制御電圧に対する発振周波数の直線性のず
れは、所定範囲の一方の側でねて、他方側で立ち上がる
傾向を示し、この傾向により、上記所定範囲に対応する
制御電圧の変化範囲の一方の側では発振周波数の時間変
化が速くなり過ぎ、他方の側では遅くなり過ぎるという
問題が生じるおそれがある。本発明では直線性補正手段
により上記直線性が実質的に補正され、上記変化範囲の
一方の側では発振周波数の時間変化が速過ぎ、他方の側
では遅過ぎるということが回避される。これにより、受
信信号強度が安定化し、誤検出を回避することができ
る。

【００１６】請求項５記載の発明では、上記直線性補正
手段を、上記制御電圧の変化速度を、上記変化範囲の一
方の側では遅くし、他方の側では速くする補正を行うよ
うに設定する。

【００１７】これにより、実質的に制御電圧に対する発
振周波数の直線性のずれを補正することができる。

【００１８】

【発明の実施の形態】（第１実施形態）図１に、本発明
のキーレスエントリ受信機（以下、単に受信機）を適用
したキーレスエントリ制御システムの構成を示し、図２
に受信機の要部を示す。イグニッションキー４に内蔵さ
れる送信機４ａは発振部４０３の発振子が水晶発振子に
代えて安価ではあるがやや安定性の落ちるＳＡＷ４０３
１を用いている以外、従来の技術で説明したものと実質
的に同じであるので説明を省略し、受信機１を中心に説
明する。

【００１９】受信機１は、受信部１ａおよび制御部１ｂ
からなり、ボデーコンピュータ３とともに車両に搭載さ
れる。受信部１ａはスーパーヘテロダイン方式の構成
で、アンテナ１００から入感した受信波信号が第１のＢ
ＰＦ１０１およびＲＦアンプ１０２を介してミキサ１０
３に入力している。ＢＰＦ１０１の通過帯域は、送信機
４ａの送信周波数が発振部４０１のドリフト等でばらつ
いても送信電波が入感し得るように設定する。ミキサ１
０３は、局部発振器たる電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０
４と周波数変換回路を構成し、受信波信号とＶＣＯ１０
４の発振信号との中間周波数信号を生成するようになっ
ている。中間周波数フィルタたる第２のＢＰＦ１０５は
中心周波数が４５５ｋＨz のもので、セラミックフィル
タ等で構成されている。

【００２０】第２のＢＰＦ１０５を通過した中間周波数
（ＩＦ）信号はＩＦアンプ１０６で増幅され、検波器１
０７および移相器１０８に入力する。検波器１０７およ
び移相器１０８は周波数弁別回路を構成し、周波数変化
を振幅変化に変換するようになっている。検波器１０７
から出力された受信波信号は、さらに高周波成分を除去
するＬＰＦ１０９および波形整形回路１１０を通過して
コード信号が復調され、コード信号は制御部１ｂに入力
する。

【００２１】また受信部１ａは、受信信号強度検出手段
たるＲＳＳＩ回路１１１を備えており、ＲＳＳＩ電圧Ｖ
RSSIを出力するようになっている。ＲＳＳＩ電圧ＶRSSI
は、ＩＦアンプ１０６への入力が大きいほど高くなり、
受信信号強度を検出することができる。

【００２２】ＶＣＯ１０４は発振子としてＳＡＷ１０４
１を用いて構成してあり、ＳＡＷ１０４１とともに共振
回路を形成する可変容量ダイオード（バリキャップ）１
０４２への印加電圧（制御電圧）を変えることで発振周
波数を変化せしめる。発振周波数は、制御電圧が高いと
高く、制御電圧が低いと低くなる。

【００２３】受信部１ａはＶＣＯ１０４の周波数制御用
の制御電圧を出力するスキャニング回路２が設けてあ
る。スキャニング回路２は、掃引手段２ｂを構成するカ
ウンタ２０２およびＤＡ変換器２０３とを有し、カウン
タ２０２には第１、第２のクロック２０８，２０９から
切り替えスイッチ２０５を介してクロック周波数の異な
るクロック１、クロック２が入力している。カウンタ２
０２はいずれかのクロック２０８，２０９により、所定
範囲内でカウントアップ／ダウンを繰り返す構成として
ある。かかるカウントアップ／ダウンするカウンタ値
が、ＤＡ変換器２０３においてアナログ信号に変換さ
れ、制御電圧としてＶＣＯ１０４の発振周波数を掃引
（スキャニング）せしめるようになっている。

【００２４】図２において、第１のクロック２０８はイ
ンバータ２０８１を直列に接続したＣＲ発振回路であ
る。回路の時定数は抵抗２０８２の抵抗値×コンデンサ
２０８３の容量で決定される。なお、図は、後述する検
索制御時における接続状態を示しており、第１のクロッ
ク２０８と時定数のみ異なる第２のクロック２０９、切
り替えスイッチ２０５は省略している。なお、クロック
２０８，２０９は、別個の構成とするのではなく、抵抗
２０８２またはコンデンサ２０８３を切り替えることで
異なるクロック周波数のクロックを出力する構成でもよ
い。

【００２５】カウンタ２０２は、１０ｂｉｔのアップダ
ウンカウンタで構成してあり、クロック２０８のクロッ
ク１に応じた速度で０００Ｈから３ＦＦＨまでカウント
アップし、反転して０００Ｈまでカウントダウンし、１
０ｂｉｔのデジタル出力が出力Ｄ０〜Ｄ９からＤＡ変換
器２０３に入力せしめてある。

【００２６】ＤＡ変換器２０３は、抵抗２０３１，２０
３２によりはしご回路２０３ａを形成した一般的な構成
のもので、抵抗２０３１へカウンタ２０２の出力Ｄ０〜
Ｄ９がそれぞれ入力している。はしご回路２０３ａにて
アナログに変換されたカウンタＣは、ボルテージフォロ
ア用のオペアンプ２０３３およびローパスフィルタ２０
３４を介してＶＣＯ１０４の制御電圧として出力する。
この制御電圧は二等辺三角波となる。ここでＤＡ変換器
２０３の分解能すなわちビット数は、図例では１０ｂｉ
ｔのものを示しているが、ＶＣＯ１０４の発振周波数の
可変範囲を、ＶＣＯ１０４の発振周波数を合わせ込みた
い周波数で除した値以上のものを用いる。なおＶＣＯ１
０４を合わせ込みたい周波数は、発振周波数の最小変量
であり、第２のＢＰＦ１０５の帯域幅が狭いほど小さな
ものが必要になる。

【００２７】またクロック２０８，２０９のクロック周
波数は、クロック信号が第２のＢＰＦ１０５へ混入しな
いように、中間周波数である４５５ｋＨz の整数倍では
ない値に設定するのが望ましい。例えば４５５ｋＨz を
８．５倍して３．９６７５ＭＨz というように設定す
る。

【００２８】ここでカウンタ２０２がカウントアップ／
ダウンする範囲は、ＶＣＯ１０４の発振周波数が、送信
機４の送信周波数のばらつき（ドリフト等）およびＳＡ
Ｗ１０４１の安定性に起因するＶＣＯ１０４の発振周波
数のばらつき（ドリフト等）に追随可能な範囲とする。
例えば、送信機４ａの送信周波数とそのばらつきが、３
１４．３５ＭＨz ±０．１５ＭＨz で、ＶＣＯ１０４の
発振周波数のばらつきが±０．１５ＭＨz のとき、ミキ
サ１０３において、４５５ｋＨz の中間周波数信号を得
るには、ＶＣＯ１０４の発振周波数の範囲が３１３．８
９５ＭＨz ±０．３ＭＨz （下限を３１３．５９５ＭＨ
z 、上限を３１４．１９５ＭＨz とする範囲）であれば
よいことになる。しかしてかかる周波数範囲内で可変と
なるように、カウンタ２０２のカウントアップ／ダウン
範囲を決定する。

【００２９】スキャニング回路２の、掃引制御手段２ａ
を構成するコンパレータ２００および制御ロジック２０
１は、カウンタ２０２の作動を制御するもので、受信波
信号が同調した時点でＶＣＯ１０４の発振周波数をロッ
クする。コンパレータ２００は、２つの比較信号の大小
により「Ｈ」、「Ｌ」の２値出力をするもので、一方の
比較信号としてＲＳＳＩ回路１１１から出力されるＲＳ
ＳＩ電圧ＶRSSIが入力し、他方の比較信号として切り替
えスイッチ２０４を介して第１、第２の基準電圧発生部
２０６，２０７から基準電圧１とこれよりも高い基準電
圧２とが入力している。

【００３０】制御ロジック２０１は、後述する制御フロ
ーを実行する論理演算回路等で構成されてカウンタ２０
２、切り替えスイッチ２０４，２０５を制御し、ＶＣＯ
１０４の発振周波数のスキャニングと停止、スキャニン
グ速度等を制御するようになっている。

【００３１】制御部１ｂは、波形整形回路１１０から入
力する復調されたコード信号を予め記憶したＩＤコード
と照合し、合致すれば車両制御部たるボデーコンピュー
タ３に送信機４ａのスイッチ４００操作に対応した指令
をするようになっている。ボデーコンピュータ３は、指
令にしたがって、例えばドア開閉用のアクチュエータを
駆動してドアの開閉等を行う。

【００３２】また制御部１ｂは、受信部１ａの立ち上げ
制御等を行うようになっており、タイマー制御にて受信
部１ａが作動期間とスリープ期間とを交互に繰り返す間
欠作動をするように制御し、暗電流の低減を図ってい
る。なお、カウンタ２０２は、そのメモリの記憶をバッ
クアップするため、スリープ期間であってもバックアッ
プ用の通電がなされるようになっている。

【００３３】本発明の受信機１の作動を説明する。図
３、図４は受信機１各部のタイミングチャートで、図
５、図６は制御ロジック２０１において実行される制御
フローである。

【００３４】図３において、前半は送信機４ａからの電
波がない場合を示しており、後半は作動期間の途中で送
信機４ａのスイッチ４００が操作されて送信機４ａから
の電波が入った場合を示している。

【００３５】先ず電波がないときについて説明する。図
５の制御フローにおいて、制御部１ｂにより受信部１ａ
がウェイクアップするとスタートする。制御フローは、
ステップＳ１０〜Ｓ３３が受信波検索制御のステップ
で、受信波を高速検索し、ステップＳ４０〜が同調制御
のステップで、受信周波数を受信波信号の同調周波数に
固定する。ステップＳ１０では切替えスイッチ２０４，
２０５を切替えて低圧の基準電圧１および速いクロック
１に設定する。

【００３６】ステップＳ１０ではカウンタ２０２に対し
ＶＣＯ１０４の発振周波数の掃引（スキャニング）を許
可する。すなわちＤＡ変換器２０３でアナログ化された
カウンタ２０２の出力はクロック１のクロック周波数に
応じた速い速度でアップダウンし、図３のごとく二等辺
三角波となる。これによりＶＣＯ１０４の発振周波数が
上記所定範囲内で低側から高側へ変化し（上昇掃引）、
上限に達した後、反転して高側から低側へ変化し（下降
掃引）、下限に達した後、反転して再び上昇掃引とな
り、以降、これを繰り返す。ＶＣＯ１０４の発振周波数
の変化も二等辺三角波となる。

【００３７】そしてミキサ１０３において、ＲＦアンプ
１０２からの受信波信号とＶＣＯ１０４の発振信号とが
混合されて、その中間周波数信号が第２のＢＰＦ１０５
に入力し、ＶＣＯ１０４の局部発振信号と４５５ｋＨz
の中間周波数信号をつくる受信波信号のみがＢＰＦ１０
５を通過する。ＶＣＯ１０４の発振周波数が所定範囲内
でスキャニングされ、受信波信号が検索される。

【００３８】スキャニングが開始されると、ステップＳ
３０においてコンパレータ２００の出力が「Ｌ」か
「Ｈ」かを判定する。送信機４ａからの電波がなければ
ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIは低く推移し、したがってコンパレ
ータ２００の出力は「Ｈ」のままの筈である。実際に
は、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIは、ＶＣＯ１０４の発振周波数
のスキャニング速度に依存し、例えばスキャニング速度
が速いと高くなることが、発明者らによって分かってい
る。このため、図７に示すように、発振周波数の時間波
形が鋸波となるようにしたものでは、ＲＳＳＩ電圧ＶRS
SIのゆらぎ（最大値（ＭＡＸ）−最小値（ＭＩＮ））が
大きくなる。すなわち、鋸波では、発振周波数が上限に
達し次のスキャニングに移る際に、発振周波数が下限の
周波数まで急激に変化するから、この変化時に、入感が
なくてもＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが急増する。

【００３９】この急増したＲＳＳＩ電圧ＶRSSIにより、
送信機４ａからの電波がないにもかかわらず、コンパレ
ータ２００の出力が「Ｌ」になって誤検出してしまうお
それがある。なお、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIと比較される基
準電圧１を高くできればよいが、受信環境によっては、
弱い受信波信号を拾えなくなるおそれがあるので、あま
り大きくできない。

【００４０】本受信機１では、ＶＣＯ１０４の制御電圧
がその上限値に達すると、それまでの上昇速度と同じ速
さの下降速度で下限値に向けて下降するから、次のスキ
ャニングに移る際の、発振周波数の変化が、図７の例に
比して緩やかになる。この結果、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIの
ゆらぎが抑えられる。したがって、誤検出を防止できる
とともに、基準電圧１を低く設定することができるの
で、受信波信号を確実に拾うことができる。

【００４１】さて送信機４ａからの電波がなければＲＳ
ＳＩ電圧ＶRSSIは低く、したがってコンパレータ２００
の出力は「Ｈ」のままであり、ステップＳ３１に進む
（なお、強いノイズ電波がある場合にはその影響でコン
パレータ２００の出力が「Ｌ」になるがこれについては
後述する）。

【００４２】ステップＳ３１では、現在時刻Ｔがウェイ
クアップ時刻Ｔ0 から基準の作動時間ＴＷを越えて経過
していないかどうかを判定し、越えていなければステッ
プＳ２０に戻り、基準作動時間ＴＷを経過するまでＶＣ
Ｏ１０４の発振周波数のスキャニングが続けられる。基
準作動時間ＴＷは、図例では、発振周波数のスキャニン
グが、途中でロックされなければ４回行われる長さに設
定してある。基準作動時間ＴＷを経過すると本制御ルー
チンを終了し、制御部１ｂが制御ルーチン終了を受け受
信部１ａを再びスリープせしめる（ステップＳ３２）。

【００４３】次に電波が入ったときの作動について説明
する。１回目のスキャニングの終了後に運転者が送信機
４ａのスイッチ５０３を操作し送信機４ａから３１４．
３５ＭＨz の電波が送信されたとして説明する。送信機
４ａからの電波が入感すると、２回目のスキャニング中
である時刻Ｔ1 においてＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが基準電圧
１を越えてコンパレータ２００の出力が「Ｌ」になり
（ステップＳ３０）、カウンタ２０１の作動を停止して
ＶＣＯ１０４の発振周波数をロックする。このように周
波数の高いクロック１を用いることでＶＣＯ１０４の発
振周波数のスキャニングを高速化し、短時間で受信波信
号を検出することができる。

【００４４】続くステップＳ３３では、現在時刻Ｔが受
信波信号の検出時刻Ｔ1 から待機時間ＴＨ1 を越えて経
過していないかどうかを判定し、越えていなければステ
ップＳ３０に戻り、受信波信号の検出状態が待機時間Ｔ
Ｈ1 持続するかどうかが判定される。待機時間ＴＨ1 は
例えば１ｍｓに設定する。待機時間ＴＨ1 経過前にコン
パレータ２００の出力が「Ｈ」に戻ってしまえば、検出
した受信波信号がノイズ電波であったと判断されるので
上記ステップＳ３１に進む。

【００４５】ここでＶＣＯ１０４の発振周波数は、送信
機４ａからの３１４．３５ＭＨz の送信信号と４５５ｋ
Ｈz の中間周波数信号をつくるｆ3 （３１３．８９５Ｍ
Ｈz）となった時点で同調するが、ｆ3 よりもやや高い
ｆ1 （３１３．９００ＭＨz）でロックされている。こ
れは中間周波数信号の周波数が第２のＢＰＦ１０５の帯
域幅内に入った時点で同調するもののＲＳＳＩ回路１１
１の応答遅れによりスキャニングがややオーバーシュー
トするためである。

【００４６】本実施形態では、かかる高速検索による同
調ずれはステップＳ４０以下の同調制御の手順が実行さ
れることで、解消することができ、受信波信号の高速検
索と同調の高精度化の両立を図っている。すなわちステ
ップＳ３０，Ｓ３３により、受信波信号が送信機４ａか
らの送信電波である蓋然性が高いことが認められると、
まずＳ４０において基準電圧１からこれよりも高い基準
電圧２に切り替え、クロック１からこれよりも周波数の
低いクロック２に切り替える。

【００４７】ステップＳ５０〜Ｓ５２は、ＶＣＯ１０４
の発振周波数を一定値戻す手順で、ステップＳ５０で
は、受信波信号を検出した時刻Ｔ1 におけるスキャニン
グ方向を、カウンタ２０２がアップ中であったかどうか
で判定する。ダウン中であればステップＳ５１に進み現
在のカウンタＣに一定値ＣＢを加算して戻しカウンタＣ
2 とする。またアップ中であればステップＳ５２に進
み、タイムチャートに示すように、現在のカウンタＣに
一定値ＣＢを減算して戻しカウンタＣ2 とする。なおこ
こで一定値ＣＢは第２のＢＰＦ１０５の帯域幅ＢＷの半
分に相当するカウント値である。かくして受信波信号検
出時刻Ｔ1 から待機時間ＴＨ1 経過後の時刻Ｔ2 におい
てＶＣＯ１０４の発振周波数はｆ1 からＢＷ／２離れた
ｆ2 に戻る。図例ではｆ2 はｆ1 −ＢＷ／２である。

【００４８】続くステップＳ６０では上記クロック２に
対応したスキャニング速度および基準電圧２に対応する
受信波信号の同調判定レベルにて、ＶＣＯ１０４の、戻
した発振周波数ｆ2 からスキャニングする。

【００４９】ステップＳ７０〜Ｓ７３は、実質的にステ
ップＳ３０〜Ｓ３３と同じ手順で、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSI
と基準電圧２の比較出力であるコンパレータ２００の出
力が「Ｌ」かどうかを判定し、「Ｌ」でなければスキャ
ニング（ステップＳ６０）が続けられ、スキャニング開
始時刻（時刻Ｔ2 ）からの経過時間が基準作動時間ＴＷ
を越えると本制御ルーチンを終了し再びスリープ期間に
入る（ステップＳ７２）。

【００５０】ステップＳ７０においてコンパレータ２０
０の出力が「Ｌ」であればステップＳ７３に進み現在時
刻Ｔが受信波信号の同調時刻Ｔ3 から待機時間ＴＨ2 を
越えて経過していないかどうかを判定する。待機時間Ｔ
Ｈ2 を設定しているのは、待機時間ＴＨ1 を設定したの
と同趣旨であり、長さは例えば２ｍｓとする。ステップ
Ｓ７３において検出時刻Ｔ3 からの経過時間が待機時間
ＴＨ2 を越えていなければステップＳ７４に進み、現在
のカウンタＣがスキャニング開始時のカウンタＣ2 から
第２のＢＰＦ１０５の帯域幅ＢＷ相当のカウンタ値２Ｃ
Ｂを越えているかどうかを判定し、越えていなければス
テップＳ７０に戻る。ステップＳ７４において、スキャ
ニング開始時のカウンタＣ2 からのカウント変化が２Ｃ
Ｂを越えていれば、もはや時刻Ｔ1 において検出した受
信波信号とは認められないのでステップＳ１０に戻り、
基準電圧１、クロック１の設定で受信波信号の検索をや
り直す。

【００５１】ステップＳ７３において検出時刻Ｔ3 から
の経過時間が待機時間ＴＨ2 を越えると、ステップＳ８
０に進み制御部１ｂにコード読み込みの許可が与えられ
る。制御部１ｂは、波形整形回路１１０から出力される
復調信号からコードを読み込み、予め記憶したＩＤコー
ドと照合して合っていればボデーコンピュータ３に、ド
アオープン等の対応する制御信号を出力する。

【００５２】ステップＳ９０では、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSI
を基準電圧ＶS と比較し基準電圧ＶS よりも高いかどう
かをチェックする。これはＶＣＯ１０４の発振周波数や
送信周波数がドリフトすること等によりＲＳＳＩ電圧Ｖ
RSSIが低下していないかどうかを判定するもので、コー
ド読み込みの信頼性を高める手順である。ステップＳ９
０においてＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが基準電圧ＶS よりも高
ければ、制御部１ｂによるコード読み込みを容認し（ス
テップＳ８０）、基準電圧ＶS よりも低ければＩＤコー
ドの正確な読み込みが困難と判断してステップＳ１００
に進む。なお基準電圧ＶS は基準電圧１と同じであり、
このＲＳＳＩ電圧ＶRSSIのチェックはコンパレータ２０
０の出力に基づいて判断される。

【００５３】ステップＳ１００以降の手順は、同調ずれ
した受信周波数を同調し直す手順である。図例ではＶＣ
Ｏ１０４の発振周波数がｆ3 からｆ5'に変化した例を示
している。ステップＳ１００〜Ｓ１０２では、ＶＣＯ１
０４の発振周波数を一定値戻す。ステップＳ１００で
は、同調完了時刻（時刻Ｔ3 ）におけるスキャニング方
向を、カウンタがアップ中であったかどうかで判定す
る。ダウン中であればステップＳ１０１に進み同調時の
カウンタＣ3 に一定値ＣＢ’を加算して戻しカウンタＣ
5 とする。またアップ中であればステップＳ１０２に進
み、タイムチャートに示すように、現在のカウンタＣに
一定値ＣＢ’を減算して戻しカウンタＣ5 とする。図例
は減算の場合を示し、ＶＣＯ１０４の発振周波数がｆ5'
からｆ5 に低下している。なおここで一定値ＣＢ’は、
ＶＣＯ１０４の発振周波数や送信機４ａの送信周波数の
ドリフトの大きさを予め把握しておき、これに基づいて
設定する。大きすぎると同調し直しに時間がかかり、小
さいと完全に受信波信号を喪失してしまうからである。

【００５４】同調のし直しを実行するステップＳ１１０
〜Ｓ１２４は上記ステップＳ７０〜Ｓ７４と同様の手順
で行われる。すなわちステップＳ１１０では、カウンタ
２０２が一定値ＣＢ’戻したカウンタＣ5 から同調完了
時刻（時刻Ｔ3 ）におけるカウント方向にカウントを開
始する。

【００５５】ステップＳ１２０では、ＲＳＳＩ電圧ＶRS
SIと基準電圧２の比較出力であるコンパレータ２００の
出力が「Ｌ」かどうかを判定し、「Ｌ」でなければスキ
ャニング（ステップＳ１１０）が続けられ、スキャニン
グ開始時刻（時刻Ｔ5 ）からの経過時間が基準作動時間
ＴＷを越えると本制御ルーチンを終了し（ステップＳ１
２２）再びスリープ期間に入る。

【００５６】ステップＳ１２０においてコンパレータ２
００の出力が「Ｌ」であればステップＳ１２３に進み現
在時刻Ｔが受信波信号の同調時刻Ｔ6 から待機時間ＴＨ
2 を越えて経過していないかどうかを判定する。ステッ
プＳ１２３において同調時刻Ｔ6 からの経過時間が待機
時間ＴＨ2 を越えていなければステップＳ１２４に進
み、現在のカウンタＣがスキャニング開始時のカウンタ
Ｃ5 から第２のＢＰＦ１０５の帯域幅ＢＷ相当のカウン
タ値２ＣＢを越えているかどうかを判定し、越えていな
ければステップＳ１２０に戻る。ステップＳ１２４にお
いて、スキャニング開始時のカウンタＣ5 からのカウン
ト変化が２ＣＢを越えていれば、もはや同調し直そうと
した受信波信号とは認められないのでステップＳ１０に
戻り、基準電圧１、クロック１の設定で受信波信号の検
索をやり直す。

【００５７】ステップＳ１２３において検出時刻Ｔ6 か
らの経過時間が待機時間ＴＨ2 を越えると、ステップＳ
８０に進み、検出時刻Ｔ6 から待機時間ＴＨ2 後の時刻
Ｔ7から再びコードが読み込まれる。

【００５８】また制御ロジック２０１は、上記ステップ
Ｓ３２，Ｓ７２，Ｓ１２２においてスリープ期間に移行
する際、その時点におけるカウンタ２０２のカウンタ
Ｃ、すなわち当該作動期間の、ＶＣＯ１０４の発振周波
数の最終値を内蔵のメモリに記憶する。そして次にウェ
イクアップしたときに、カウンタＣの初期値として、記
憶されたカウンタ値に設定するようになっており、次の
効果を奏する。

【００５９】図４はノイズ電波等の不要電波が多い状況
での作動を示すもので、送信機４ａのスイッチ４００が
操作されて送信機４ａから電波が送信されており、受信
周波数を送信機からの電波に同調するには、ＶＣＯ１０
４の発振周波数をｆ3 （３１８．８９５ＭＨz ）までス
キャニングする必要がある状態を示している。ＶＣＯ１
０４の発振周波数は低い周波数からスキャンニングを開
始する。不要電波が入感しているために不要電波により
ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが高くなり発振周波数がロックされ
るが、不要電波からはＩＤコードが認識されないので、
再びスキャニングが開始される。不要電波が多いと、か
かる誤検出が多くなり、不要電波の入感でＶＣＯ１０４
の発振周波数がロックされる時間が増加する。この結
果、ＶＣＯ１０４の発振周波数が、基準作動時間ＴＷ内
にＶＣＯ１０４の可変周波数範囲の上限から下限までの
スキャンニングはおろか、ｆ3 にも達しない。

【００６０】したがってウェイクアップする度に最低周
波数からスキャニングを開始するとすると、送信機４ａ
からの送信電波に同調させることが困難な場合が生ず
る。

【００６１】本実施形態では、スリープ後のウェイクア
ップにおいて、カウンタ２０２の初期値は、スリープ前
のカウンタＣの最終値に設定されるから、スリープ期間
をはさんで実質的に連続してスキャニングが行われ、例
えば１回の作動期間で同調できなくともスリープ期間後
の作動期間においてＶＣＯ１０４の発振周波数をｆ3に
ロックすることができ（時刻Ｔ1 ）、以後、図３の作動
と同様にして同調が可能となる。

【００６２】なおスリープ後のウェイクアップにおける
カウンタＣの初期値は、厳密にスリープ前の最後のカウ
ンタに設定するのではなく、送信機４ａの送信周波数や
ＶＣＯ１０４の発振周波数のドリフト分を考慮して、少
しカウンタＣを戻して設定してもよい。すなわち図５の
ステップＳ５０〜Ｓ５２のごとく、スリープ前の最後の
カウンタがアップ中であったかどうかを判定し、アップ
中であれば一定値、カウンタを下げ、ダウン中であれば
一定値、カウンタを上げる。

【００６３】このように、本受信機では、送信機の発振
部や受信機の局部発振器に安価なＳＡＷを用いること
で、コストの低減を図ることができ、しかも送信周波数
や局部発振周波数の安定性がよくなくとも高い感度で受
信することができる。

【００６４】なお、発振周波数の時間波形は、本実施形
態の二等辺三角波に限られるものではなく、図９に示す
ような正弦波形等、発振周波数が上記所定範囲の上限ま
で漸次上昇する上昇掃引と、上記発振周波数が上記所定
範囲の下限まで漸次下降する下降掃引とを、上記所定範
囲の上限または下限に達するごとに掃引方向を反転して
繰り返すものであればよい。正弦波形とした場合には、
スキャニング方向を反転する際のカーブが、二等辺三角
波よりも（比較のため図中、破線で示す）緩やかになる
ので、さらにＲＳＳＩ電圧ＶRSSIの安定性を高めること
ができる。なお、ＶＣＯ１０４の制御電圧として、正弦
波形を得るには、図２に示したカウンタを用いるより
も、マイクロコンピュータによるのが容易で望ましい。

【００６５】また、ノイズ電波等の不要電波の影響が小
さい場合等には、ＶＣＯ１０４の発振周波数のロック後
の待機時間を設ける必要はなく、省略してもよい。

【００６６】また、ＶＣＯ１０４の発振周波数を合わせ
込む同調制御の前に、基準電圧１およびクロック１によ
り高速で受信波信号を検索する受信波検索制御を行って
いるが、高速検索の要請が高くない場合、例えば、送信
機４ａの発振子４０３１やＶＣＯ１０４のＳＡＷ１０４
１に比較的精度のよいものを用いてＶＣＯ１０４の発振
周波数を変化させる範囲が狭い場合等には、スキャニン
グ回路２は切り替えスイッチのない、単一の基準電圧発
生部、クロックのみを備えた構成とし、同調制御のみを
行う構成でもよい。

【００６７】（第２実施形態）第１実施形態では、局部
発振器は、バリキャップを用いたＶＣＯとし、バリキャ
ップに制御電圧を印加することで、容易に所定範囲の発
振周波数のスキャニングを行っている。ここで、バリキ
ャップの非線形性により、制御電圧に対する発振周波数
の直線性がずれるため、実際のＶＣＯの発振周波数は、
制御電圧が低いところでは変化速度が高く、高いところ
では低くなる傾向を示す。例えば図２のごとき制御電圧
が完全な二等辺三角波になる構成では、制御電圧が可変
範囲内を直線的に一定の速度で変化しても、図１１に示
すように、発振周波数は、低いところでは急激に変化
し、高いところでは変化が緩やかになる。発振周波数の
変化速度は上記のごとくＲＳＳＩ電圧ＶRSSIに影響する
から、この結果、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIのゆらぎが大きく
なって誤検出を生じるおそれがあり、スキャニングの高
速化には限界がある。

【００６８】本実施形態は、より確実に誤検出を防止し
スキャニングの高速化を可能とする構成を有する受信機
で、第１実施形態において、制御電圧を発生する図２の
構成に代えて別の構成としたものであり、これを図１０
に示す。なお、図１と実質的に同じ作動をする部分につ
いては同じ番号を付して説明するものとし、第１実施形
態との相違点を中心に説明する。クロック２０８Ａは、
基本的に第１実施形態のものと同じ回路構成を有し、単
一のコンデンサに代えて並列に接続されたコンデンサ２
０８４，２０８５，２０８６が設けてある。これらコン
デンサ２０８４，２０８５，２０８６の容量は、コンデ
ンサ２０８４をＣ0 、コンデンサ２０８５をＣ1 、コン
デンサ２０８６をＣ2 として、Ｃ0 ≦Ｃ1 ≦Ｃ2 となる
ように、例えばＣ0 ：Ｃ1 ：Ｃ2 ＝１：１：２に設定す
る。

【００６９】このうちコンデンサ２０８５，２０８６
は、それぞれ、アナログスイッチ２１０，２１１によ
り、接続と遮断とが切り替え自在としてある。アナログ
スイッチ２１０，２１１には、その制御信号として、出
力Ｄ８，Ｄ９がインバータ２１１，２１２を介して入力
せしめてあり、出力Ｄ８，Ｄ９が「０」のとき、アナロ
グスイッチ２１０，２１１がＯＮして対応するコンデン
サ２０８５，２０８６が接続されるようになっている。
アナログスイッチ２１０，２１１およびインバータ２１
１，２１２により直線性補正手段２ｃを構成する。

【００７０】本実施形態では、上記のごとく、カウンタ
値は０００Ｈからカウントアップしてくるが、カウンタ
値が小さい時は、出力Ｄ８，Ｄ９は０である。したがっ
てアナログスイッチ２１０，２１１はＯＮになり、クロ
ック２０８Ａの時定数は、抵抗２０８２の抵抗値をｒと
してｒ×（Ｃ0 ＋Ｃ1 ＋Ｃ2 ）となる。しかしてクロッ
ク２０８ＡはカウンタＣが小さいときすなわち制御電圧
が低いときはクロック周波数は低い。

【００７１】次にカウンタ２０２のカウントが進んで出
力Ｄ８が「１」で出力Ｄ９が「０」になると、アナログ
スイッチ２１０がＯＦＦでアナログスイッチ２１１がＯ
Ｎとなるので、クロック２０８Ａの時定数はｒ×（Ｃ0
＋Ｃ2 ）となり、クロック周波数が少し高くなる。コン
デンサ２０８４〜２０８６の容量が上記比の場合、クロ
ック周波数は、最初の周波数の４／３倍になる。

【００７２】次にカウンタ２０２のカウントが進んで出
力Ｄ８が「０」で出力Ｄ９が「１」になると、アナログ
スイッチ２１０がＯＮでアナログスイッチ２１１がＯＦ
Ｆとなるので、クロック２０８Ａの時定数は、ｒ×（Ｃ
0 ＋Ｃ1 ）となり、クロック周波数がさらに高くなる。
コンデンサ２０８４〜２０８６の容量が上記比の場合、
クロック周波数は最初の周波数の２倍になる。

【００７３】さらにカウンタ２０２のカウントが進んで
出力Ｄ８，Ｄ９の双方が「１」になると、両方のアナロ
グスイッチ２１０，２１１がＯＦＦするので、クロック
２０８Ａの時定数は、ｒ×Ｃ0 となり、クロック周波数
が最も高くなる。コンデンサ２０８４〜２０８６の容量
が上記比の場合、クロック周波数は最初の周波数の４倍
になる。

【００７４】カウンタ２０２が３ＦＦＨまでカウントす
ると、今度は０００Ｈに向けてカウントダウンする。そ
して同じカウント値でクロック周波数が順次、低い周波
数に切り替わっていき、同じ経路を辿ってカウントアッ
プとカウントダウンとが繰り返される。

【００７５】このように、直線性補正手段２ｃを設けて
カウンタＣに応じてクロック周波数を漸次変えるように
したから、図１２に示すように、ＤＡ変換器２０３から
出力される制御電圧は、正確な二等辺三角波ではなく、
制御電圧の低いところでは時間変化は抑えられ、制御電
圧が高いところでは時間変化は加速される。かかる実質
的な制御電圧に対する発振周波数の直線性補正の効果に
より、ＶＣＯ１０４の発振周波数は二等辺三角波の良好
な近似波形となり、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIの安定性が高め
られ、誤検出を防止することができる。そしてＲＳＳＩ
電圧ＶRSSIの安定性が高くなるので、スキャニング速度
を高めることができる。

【００７６】なお、本実施形態では、クロック周波数を
切り替えることで、制御電圧の時間変化を補正するよう
にしたが、マイクロコンピュータにより図１２のごとき
波形の制御電圧が出力されるようにしてもよい。またＤ
Ａ変換器の出力が二等辺三角波となる構成において、Ｖ
ＣＯ１０４に逆対数アンプを介して制御電圧を入力せし
めるようにしてもよい。

【００７７】また、直線性補正手段は、本実施形態のよ
うに、制御電圧の変化速度を、変化範囲の一方の側では
遅くし、他方の側では速くすることで、実質的に制御電
圧に対する発振周波数の直線性のずれを補正するのでは
なく、例えば、制御電圧に対する発振周波数の特性が直
線とみなせる領域でバリキャップを作動せしめる構成と
してもよい。

【００７８】なお、本実施形態の特徴部分は、ＶＣＯ１
０４の制御電圧が、鋸波等、所定範囲内で発振周波数が
変化するものであれば、適用できる。

【００７９】なお、上記各実施形態は、ＦＭ電波を用い
たキーレスエントリ制御システムに適用したが、振幅変
調（ＡＭ）電波等の他の電波形式を用いたものに適用す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態を示すキーレスエントリ受信
機を適用したキーレスエントリ制御システムの全体構成
図である。

【図２】上記キーレスエントリ受信機の部分構成図であ
る。

【図３】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する
第１のタイムチャートである。

【図４】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する
第２のタイムチャートである。

【図５】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する
第１のフローチャートである。

【図６】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する
第２のフローチャートである。

【図７】上記キーレスエントリ受信機の作動と比較する
ためのタイムチャートである。

【図８】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する
第３のタイムチャートである。

【図９】上記キーレスエントリ受信機の変形例を説明す
るタイムチャートである。

【図１０】本発明の別の実施形態を示すキーレスエント
リ受信機の部分構成図である。

【図１１】上記キーレスエントリ受信機の作動と比較す
るためのタイムチャートである。

【図１２】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明す
るタイムチャートである。

【図１３】従来のキーレスエントリ受信機を有するキー
レスエントリ制御システムの全体構成図である。

【符号の説明】

１ キーレスエントリ受信機 １ａ 受信部 １０３ ミキサ １０４ ＶＣＯ（局部発振器） １０４１ ＳＡＷ １０４２ バリキャップ（可変容量ダイオード） １０５ 第２のバンドパスフィルタ（中間周波数フィル
タ） １１１ ＲＳＳＩ（受信信号強度検出手段） １ｂ 制御部 ２ スキャニング回路 ２ａ 掃引制御手段 ２ｂ 掃引手段 ２ｃ 直線性補正手段 ２００ コンパレータ ２０１ 制御ロジック ２０２ カウンタ ２０３ ＤＡ変換器 ２０８，２０９，２０８Ａ クロック ２１０，２１１ アナログスイッチ ２１２，２１３ インバータ ３ ボデーコンピュータ（車両制御部） ４ キー ４ａ 送信機

フロントページの続き (72)発明者 内田 明 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信波信号と局部発振器の局部発振信号
   との中間周波数信号を中間周波数フィルタに入力するよ
   うになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有し、
   コード信号により変調され送信機から送信された電波を
   受信してコード信号を復調し、コード信号に対応した制
   御信号を車両制御部に出力するようになしたキーレスエ
   ントリ受信機において、局部発振器を制御して局部発振
   器の発振周波数を所定範囲内で掃引する掃引手段と、受
   信信号強度を検出する受信信号強度検出手段と、掃引手
   段を制御する掃引制御手段とを具備せしめ、上記掃引手
   段を、上記発振周波数が上記所定範囲の上限まで漸次上
   昇する上昇掃引と、上記発振周波数が上記所定範囲の下
   限まで漸次下降する下降掃引とを、上記所定範囲の上限
   または下限に達するごとに掃引方向を反転して繰り返す
   ように設定し、上記掃引制御手段を、受信信号強度検出
   手段により検出された受信信号強度に基づいて受信波信
   号を検出し、上記発振周波数の上記掃引を停止するよう
   に設定したことを特徴とするキーレスエントリ受信機。
2. 【請求項２】 請求項１記載のキーレスエントリ受信機
   において、上記掃引手段を、上記発振周波数の時間変化
   が三角波となるように設定したキーレスエントリ受信
   機。
3. 【請求項３】 請求項１記載のキーレスエントリ受信機
   において、上記掃引手段を、上記発振周波数の時間変化
   が正弦波となるように設定したキーレスエントリ受信
   機。
4. 【請求項４】 受信波信号と局部発振器の局部発振信号
   との中間周波数信号を中間周波数フィルタに入力するよ
   うになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有し、
   コード信号により変調され送信機から送信された電波を
   受信してコード信号を復調し、コード信号に対応した制
   御信号を車両制御部に出力するようになしたキーレスエ
   ントリ受信機において、局部発振器を可変容量ダイオー
   ドへ印加する制御電圧により発振周波数を調整自在とし
   た電圧制御発振器で構成し、上記制御電圧を、これが漸
   次変化するように出力して局部発振器の発振周波数を所
   定範囲内で掃引する掃引手段と、実質的に制御電圧に対
   する発振周波数の直線性のずれを補正する直線性補正手
   段と、受信信号強度を検出する受信信号強度検出手段
   と、掃引手段を制御する掃引制御手段とを具備せしめ、
   上記掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出
   された受信信号強度に基づいて受信波信号を検出し、上
   記発振周波数の上記掃引を停止するように設定したこと
   を特徴とするキーレスエントリ受信機。
5. 【請求項５】 請求項４記載のキーレスエントリ受信機
   において、上記直線性補正手段を、上記所定範囲に対応
   する上記制御電圧の変化範囲において、上記制御電圧の
   変化速度を、上記変化範囲の一方の側では遅くし、他方
   の側では速くする補正を行うように設定したキーレスエ
   ントリ受信機。