JPH11331285A - ディジタル変調信号源 - Google Patents
ディジタル変調信号源Info
- Publication number
- JPH11331285A JPH11331285A JP13839798A JP13839798A JPH11331285A JP H11331285 A JPH11331285 A JP H11331285A JP 13839798 A JP13839798 A JP 13839798A JP 13839798 A JP13839798 A JP 13839798A JP H11331285 A JPH11331285 A JP H11331285A
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- Pending
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- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 原価低減と、移相器の誤差による直交変調精
度の低下の防止。 【解決手段】 直交成分をＱ（ｔ）（ｔは時間），同相
成分をＩ（ｔ），搬送波周波数をｆｂとするとき、Ｉ
（ｔ）cos(２πｆｂｔ）−Ｑ（ｔ）sin(２πｆｂｔ）で
表される直交変調信号を発生する任意波形発生器１１
と、周波数ｆｃ（ｆｃ＞ｆｂ）の正弦波を発生する第１
搬送波発生器１１と、その第１搬送波発生器の出力と前
記任意波形発生器の出力とをミキシングする第１ミキサ
１３と、その第１ミキサの出力を入力して、上側帯波の
みを選択する第１帯域ろ波器１４と、周波数ｆｄ（ｆｄ
＞ｆｂ＋ｆｃ）の正弦波を発生する第２搬送波発生器１
５と、その第２搬送波発生器の出力と第１帯域ろ波器１
４の出力をミキシングする第２ミキサ１６と、その第２
ミキサの出力を入力して、上側帯波のみを選択して外部
に出力する第２帯域ろ波器１７とによりディジタル変調
信号源を構成する。
度の低下の防止。 【解決手段】 直交成分をＱ（ｔ）（ｔは時間），同相
成分をＩ（ｔ），搬送波周波数をｆｂとするとき、Ｉ
（ｔ）cos(２πｆｂｔ）−Ｑ（ｔ）sin(２πｆｂｔ）で
表される直交変調信号を発生する任意波形発生器１１
と、周波数ｆｃ（ｆｃ＞ｆｂ）の正弦波を発生する第１
搬送波発生器１１と、その第１搬送波発生器の出力と前
記任意波形発生器の出力とをミキシングする第１ミキサ
１３と、その第１ミキサの出力を入力して、上側帯波の
みを選択する第１帯域ろ波器１４と、周波数ｆｄ（ｆｄ
＞ｆｂ＋ｆｃ）の正弦波を発生する第２搬送波発生器１
５と、その第２搬送波発生器の出力と第１帯域ろ波器１
４の出力をミキシングする第２ミキサ１６と、その第２
ミキサの出力を入力して、上側帯波のみを選択して外部
に出力する第２帯域ろ波器１７とによりディジタル変調
信号源を構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、移動体通信デバ
イス等を試験する際に使用されるディジタル変調信号源
に関する。
イス等を試験する際に使用されるディジタル変調信号源
に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来のディジタル変調信号源
は、図３に示すように任意波形発生器（以下ＡＷＧと称
する）１及び２より同相成分Ｉ（ｔ）（ｔは時間）及び
直交成分Ｑ（ｔ）をそれぞれ発生する。周波数ｆａ（例
えば２５０ＭHz）の搬送波発生器３の出力cos(２πｆａ
ｔ）と同相成分Ｉ（ｔ）とを乗算器４で乗算した信号 Ｓａ＝Ｉ(t) cos(２πｆａｔ） ………… （１） を加算器７に入力する。搬送波発生器３の出力を９０°
移相器６を通じてその位相を９０°移相した搬送波cos
(２πｆａｔ＋π／２）＝−sin(２πｆａｔ）と直交成
分Ｑ（ｔ）とを乗算器５で乗算して、その乗算出力 Ｓｂ＝−Ｑ(t) sin(２πｆａｔ） ………… （２） を加算器７に入力して、乗算器４の出力Ｓａと加算し、
その加算出力 Ｓ(t) ＝Ｓａ(t) ＋Ｓｂ(t) ＝Ｉ(t) cos(２πｆａｔ）−Ｑ(t) sin(２πｆａｔ）……（３） を出力端子ＯＵＴより外部に供給する。
は、図３に示すように任意波形発生器（以下ＡＷＧと称
する）１及び２より同相成分Ｉ（ｔ）（ｔは時間）及び
直交成分Ｑ（ｔ）をそれぞれ発生する。周波数ｆａ（例
えば２５０ＭHz）の搬送波発生器３の出力cos(２πｆａ
ｔ）と同相成分Ｉ（ｔ）とを乗算器４で乗算した信号 Ｓａ＝Ｉ(t) cos(２πｆａｔ） ………… （１） を加算器７に入力する。搬送波発生器３の出力を９０°
移相器６を通じてその位相を９０°移相した搬送波cos
(２πｆａｔ＋π／２）＝−sin(２πｆａｔ）と直交成
分Ｑ（ｔ）とを乗算器５で乗算して、その乗算出力 Ｓｂ＝−Ｑ(t) sin(２πｆａｔ） ………… （２） を加算器７に入力して、乗算器４の出力Ｓａと加算し、
その加算出力 Ｓ(t) ＝Ｓａ(t) ＋Ｓｂ(t) ＝Ｉ(t) cos(２πｆａｔ）−Ｑ(t) sin(２πｆａｔ）……（３） を出力端子ＯＵＴより外部に供給する。
【０００３】図３の乗算器４，５と９０°移相器６と加
算器７とより成る回路は直交変調器としてよく知られて
いるものである。ＡＷＧは図４に示すように構成され
る。メモリ２１に予め任意の波形データを格納してお
き、必要ないときそのデータを読み出し、Ｄ／Ａコンバ
ータ２２でアナログデータに変換し、その変換出力Ｓ０
（図５Ａ）を低減ろ波器２３を通して、スムージングさ
れた信号Ｓ１（図５Ｂ）を出力する。クロック発生器２
４よりサンプリングクロックＣＬＫがメモリ２１及びＤ
／Ａコンバータ２２に供給され、そのサンプリングクロ
ックに同期してアナログ信号Ｓ０が出力される。図５は
同相成分Ｉ（ｔ）の一例を示した波形である。
算器７とより成る回路は直交変調器としてよく知られて
いるものである。ＡＷＧは図４に示すように構成され
る。メモリ２１に予め任意の波形データを格納してお
き、必要ないときそのデータを読み出し、Ｄ／Ａコンバ
ータ２２でアナログデータに変換し、その変換出力Ｓ０
（図５Ａ）を低減ろ波器２３を通して、スムージングさ
れた信号Ｓ１（図５Ｂ）を出力する。クロック発生器２
４よりサンプリングクロックＣＬＫがメモリ２１及びＤ
／Ａコンバータ２２に供給され、そのサンプリングクロ
ックに同期してアナログ信号Ｓ０が出力される。図５は
同相成分Ｉ（ｔ）の一例を示した波形である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】 従来のディジタル
変調信号源は、同相成分Ｉ（ｔ）用と直交成分Ｑ（ｔ）
用の２台のＡＷＧを必要とし、高価となる問題があった ９０°移相器６が必要となるが、この移相量９０°
を高精度に実現できるように移相器を設計するのは困難
であり、その移相誤差によって直交変調の精度が低下す
る問題があった。
変調信号源は、同相成分Ｉ（ｔ）用と直交成分Ｑ（ｔ）
用の２台のＡＷＧを必要とし、高価となる問題があった ９０°移相器６が必要となるが、この移相量９０°
を高精度に実現できるように移相器を設計するのは困難
であり、その移相誤差によって直交変調の精度が低下す
る問題があった。
【０００５】この発明は、これら従来の問題を解決する
ことを目的としている。
ことを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】（１）請求項１のディジ
タル変調信号源は、直交成分をＱ（ｔ）（ｔは時間），
同相成分をＩ（ｔ），搬送波周波数をｆｂとするとき、
Ｉ（ｔ）cos(２πｆｂｔ）−Ｑ（ｔ）sin(２πｆｂｔ）
で表される直交変調信号を発生する任意波形発生器と、
周波数ｆｃ（ｆｃ＞ｆｂ）の正弦波を発生する第１搬送
波発生器と、その第１搬送波発生器の出力と前記任意波
形発生器の出力とをミキシングする第１ミキサと、その
第１ミキサの出力を入力して、上側帯波のみを選択する
第１帯域ろ波器と、周波数ｆｄ（ｆｄ＞ｆｂ＋ｆｃ）の
正弦波を発生する第２搬送波発生器と、その第２搬送波
発生器の出力と前記第１帯域ろ波器の出力をミキシング
する第２ミキサと、その第２ミキサの出力を入力して、
上側帯波のみを選択して外部に出力する第２帯域ろ波器
とで構成される。
タル変調信号源は、直交成分をＱ（ｔ）（ｔは時間），
同相成分をＩ（ｔ），搬送波周波数をｆｂとするとき、
Ｉ（ｔ）cos(２πｆｂｔ）−Ｑ（ｔ）sin(２πｆｂｔ）
で表される直交変調信号を発生する任意波形発生器と、
周波数ｆｃ（ｆｃ＞ｆｂ）の正弦波を発生する第１搬送
波発生器と、その第１搬送波発生器の出力と前記任意波
形発生器の出力とをミキシングする第１ミキサと、その
第１ミキサの出力を入力して、上側帯波のみを選択する
第１帯域ろ波器と、周波数ｆｄ（ｆｄ＞ｆｂ＋ｆｃ）の
正弦波を発生する第２搬送波発生器と、その第２搬送波
発生器の出力と前記第１帯域ろ波器の出力をミキシング
する第２ミキサと、その第２ミキサの出力を入力して、
上側帯波のみを選択して外部に出力する第２帯域ろ波器
とで構成される。
【０００７】（２）請求項２の発明では、前記（１）に
おいて、第１搬送波発生器が、第２搬送波発生器の出力
を分周する分周器で構成される。
おいて、第１搬送波発生器が、第２搬送波発生器の出力
を分周する分周器で構成される。
【０００８】
【発明の実施の形態】この発明の実施例を図１を参照し
て説明する。直交成分をＱ（ｔ），同相成分をＩ
（ｔ），搬送波周波数をｆｂ（例えば１０ＭHz）とする
とき、ＡＷＧ１１より直交変調信号 Ｓ１＝Ｉ(t) cos ２πｆｂｔ−Ｑ(t) sin ２πｆｂｔ ……（４） を発生させる。この信号Ｓ１を第１ミキサ１３で、第１
搬送波発生器１２の周波数ｆｃ（しかしｆｃ＞ｆｂであ
り、例えばｆｃ＝４０ＭHz）の正弦波とミキシングさ
せ、そのミキシング出力Ｓ２ Ｓ２＝(1/2) ｛Ｉ(t) cos ２π(fb+fc)t−Ｑ(t) sin ２π(fb+fc) ｔ｝ ＋(1/2) ｛Ｉ(t) cos ２π(fb 〜fc)t−Ｑ(t) sin ２π(fb 〜fc) ｔ｝ ……（５） を第１帯域ろ波器１４に入力して、（５）式の第１項で
表される周波数（ｆｂ＋ｆｃ）（例えば５０ＭHz）の上
側帯波Ｓ３のみを取り出し、第２ミキサ１６で第２搬送
波発生器１５の周波数ｆｄ（しかしｆｄ＞ｆｂ＋ｆｃで
あり、例えばｆｄ＝２００ＭHz）の正弦波とミキシング
させ、そのミキシング出力Ｓ４ Ｓ４＝(1/4)[I(t) cos２π(fb+fc+fd)t-Q(t) sin２π(fb+fc+fd)t] ＋(1/4)[I(t) cos２π｛(fb 〜fc) 〜fd｝t-Q(t) sin２π｛(fb 〜fc) 〜fd｝t] ……（６） を第２帯域ろ波器１７に入力して、（６）式の第１項で
表される周波数（ｆｂ＋ｆｃ＋ｆｄ）（例えば２５０Ｍ
Hz) の上側帯波Ｓ５のみを取り出し、出力端子ＯＵＴよ
り外部に供給する。
て説明する。直交成分をＱ（ｔ），同相成分をＩ
（ｔ），搬送波周波数をｆｂ（例えば１０ＭHz）とする
とき、ＡＷＧ１１より直交変調信号 Ｓ１＝Ｉ(t) cos ２πｆｂｔ−Ｑ(t) sin ２πｆｂｔ ……（４） を発生させる。この信号Ｓ１を第１ミキサ１３で、第１
搬送波発生器１２の周波数ｆｃ（しかしｆｃ＞ｆｂであ
り、例えばｆｃ＝４０ＭHz）の正弦波とミキシングさ
せ、そのミキシング出力Ｓ２ Ｓ２＝(1/2) ｛Ｉ(t) cos ２π(fb+fc)t−Ｑ(t) sin ２π(fb+fc) ｔ｝ ＋(1/2) ｛Ｉ(t) cos ２π(fb 〜fc)t−Ｑ(t) sin ２π(fb 〜fc) ｔ｝ ……（５） を第１帯域ろ波器１４に入力して、（５）式の第１項で
表される周波数（ｆｂ＋ｆｃ）（例えば５０ＭHz）の上
側帯波Ｓ３のみを取り出し、第２ミキサ１６で第２搬送
波発生器１５の周波数ｆｄ（しかしｆｄ＞ｆｂ＋ｆｃで
あり、例えばｆｄ＝２００ＭHz）の正弦波とミキシング
させ、そのミキシング出力Ｓ４ Ｓ４＝(1/4)[I(t) cos２π(fb+fc+fd)t-Q(t) sin２π(fb+fc+fd)t] ＋(1/4)[I(t) cos２π｛(fb 〜fc) 〜fd｝t-Q(t) sin２π｛(fb 〜fc) 〜fd｝t] ……（６） を第２帯域ろ波器１７に入力して、（６）式の第１項で
表される周波数（ｆｂ＋ｆｃ＋ｆｄ）（例えば２５０Ｍ
Hz) の上側帯波Ｓ５のみを取り出し、出力端子ＯＵＴよ
り外部に供給する。
【０００９】ちなみに、 ｆｂ＋ｆｃ＋ｆｄ＝ｆａ ……（７） と置くと、（６）式の第１項のＳ５は Ｓ５′＝(1/4)[Ｉ(t) cos ２πｆａt −Ｑ(t) sin ２πｆａｔ] ……（８） と表され、従来の式（３）の変調波出力Ｓ（ｔ）の振幅
を（１／４）倍した信号に一致することが分る。即ち、
図１の回路構成によっても従来と同様のディジタル変調
信号を得ることができる。
を（１／４）倍した信号に一致することが分る。即ち、
図１の回路構成によっても従来と同様のディジタル変調
信号を得ることができる。
【００１０】図１において、例えば２５０ＭHz帯の変調
信号Ｓ５を得るために、ＡＷＧ１１の例えば１０ＭHz帯
の信号Ｓ１を第１，第２ミキサ１３，１６を用いて２段
変調する理由につき述べる。もし一段変調方式を用いた
とすれば、ｆｂ＝１０ＭHzの信号Ｓ１をｆｃ＝２４０Ｍ
Hzの搬送波とミキシングして、そのミキシング出力より
上側帯波のみを帯域ろ波器で選択することになる。この
帯域ろ波器には信号Ｓ１（ｆｂ＝１０ＭHz）と搬送波
（ｆｃ＝２４０ＭHz）の各リーク分と、下側波帯（ｆｃ
−ｆｂ＝２３０ＭHz）と上側帯波（ｆｃ＋ｆｂ＝２５０
ＭHz）とが入力されるので、上側帯波（ｆｃ＋ｆｂ）の
みを選択するためには搬送波（ｆｃ）及びそれ以下の周
波数成分をカットしなければならない。しかしながら、
ｆｃ＝２４０ＭHzの帯域ろ波器の中心周波数ｆｃ＋ｆｂ
＝２５０ＭHzに対する比率は２４０／２５０＝0.９６
で、周波数的に極めて接近している。このため、２５０
ＭHz帯の帯域ろ波器を実現するのが困難となる。
信号Ｓ５を得るために、ＡＷＧ１１の例えば１０ＭHz帯
の信号Ｓ１を第１，第２ミキサ１３，１６を用いて２段
変調する理由につき述べる。もし一段変調方式を用いた
とすれば、ｆｂ＝１０ＭHzの信号Ｓ１をｆｃ＝２４０Ｍ
Hzの搬送波とミキシングして、そのミキシング出力より
上側帯波のみを帯域ろ波器で選択することになる。この
帯域ろ波器には信号Ｓ１（ｆｂ＝１０ＭHz）と搬送波
（ｆｃ＝２４０ＭHz）の各リーク分と、下側波帯（ｆｃ
−ｆｂ＝２３０ＭHz）と上側帯波（ｆｃ＋ｆｂ＝２５０
ＭHz）とが入力されるので、上側帯波（ｆｃ＋ｆｂ）の
みを選択するためには搬送波（ｆｃ）及びそれ以下の周
波数成分をカットしなければならない。しかしながら、
ｆｃ＝２４０ＭHzの帯域ろ波器の中心周波数ｆｃ＋ｆｂ
＝２５０ＭHzに対する比率は２４０／２５０＝0.９６
で、周波数的に極めて接近している。このため、２５０
ＭHz帯の帯域ろ波器を実現するのが困難となる。
【００１１】この発明のように、ＡＷＧ出力Ｓ１（１０
ＭHz）を第１ミキサ１３で搬送波（ｆｃ＝４０ＭHz）で
予備変調すれば第１帯域ろ波器１４でカットすべきリー
クした搬送波の周波数（ｆｃ＝４０ＭHz）のろ波器の中
心周波数、即ち上側帯波（ｆｃ＋ｆｂ＝５０ＭHz）の周
波数に対する比率は４０／５０＝0.８０となり、周波数
的に１段変調方式に比べて可なり離れた値となり、第１
帯域ろ波器１４を容易に実現できる。
ＭHz）を第１ミキサ１３で搬送波（ｆｃ＝４０ＭHz）で
予備変調すれば第１帯域ろ波器１４でカットすべきリー
クした搬送波の周波数（ｆｃ＝４０ＭHz）のろ波器の中
心周波数、即ち上側帯波（ｆｃ＋ｆｂ＝５０ＭHz）の周
波数に対する比率は４０／５０＝0.８０となり、周波数
的に１段変調方式に比べて可なり離れた値となり、第１
帯域ろ波器１４を容易に実現できる。
【００１２】第２帯域ろ波器１７でカットすべき搬送波
の周波数（ｆｄ＝２００ＭHz）は、ろ波器の中心周波数
（ｆｄ＋ｆｂ＋ｆｃ＝２５０ＭHz）に対する比率が２０
０／２５０＝0.８０で、前述と同様に周波数的に離れた
値となり、２５０ＭHz帯においても帯域ろ波器を実現す
ることができる。なお、ＡＷＧ１１で（８）式のような
ディジタル変調信号を直接発生させることは、周波数が
高すぎて無理である。
の周波数（ｆｄ＝２００ＭHz）は、ろ波器の中心周波数
（ｆｄ＋ｆｂ＋ｆｃ＝２５０ＭHz）に対する比率が２０
０／２５０＝0.８０で、前述と同様に周波数的に離れた
値となり、２５０ＭHz帯においても帯域ろ波器を実現す
ることができる。なお、ＡＷＧ１１で（８）式のような
ディジタル変調信号を直接発生させることは、周波数が
高すぎて無理である。
【００１３】第１搬送波発生器１２を独立した発振器で
はなく、図２に示すように第２搬送波発生器１５の出力
を１／ｎ（例えばｎ＝５）に分周する分周器１８を用い
て、回路を簡単化することもできる。
はなく、図２に示すように第２搬送波発生器１５の出力
を１／ｎ（例えばｎ＝５）に分周する分周器１８を用い
て、回路を簡単化することもできる。
【００１４】
【発明の効果】 従来の信号源は高価なＡＷＧを２台
必要としたのに対して、この発明の信号源は１台のみで
足りるので、原価を大幅に低減することができる。 この発明では、従来のような９０°移相器を用いな
いので、移相誤差による直交変調の精度低下は生じな
い。
必要としたのに対して、この発明の信号源は１台のみで
足りるので、原価を大幅に低減することができる。 この発明では、従来のような９０°移相器を用いな
いので、移相誤差による直交変調の精度低下は生じな
い。
【図１】この発明の実施例を示すブロック図。
【図２】この発明の他の実施例を示すブロック図。
【図３】従来のディジタル変調信号源のブロック図。
【図４】図３のＡＷＧの一例を示すブロック図。
【図５】図３の要部の波形図。
Claims (2)
- 【請求項１】 直交成分をＱ（ｔ）（ｔは時間），同相
成分をＩ（ｔ），搬送波周波数をｆｂとするとき、Ｉ
（ｔ）cos(２πｆｂｔ）−Ｑ（ｔ）sin(２πｆｂｔ）で
表される直交変調信号を発生する任意波形発生器と、 周波数ｆｃ（ｆｃ＞ｆｂ）の正弦波を発生する第１搬送
波発生器と、 その第１搬送波発生器の出力と前記任意波形発生器の出
力とをミキシングする第１ミキサと、 その第１ミキサの出力を入力して上側帯波のみを選択す
る第１帯域ろ波器と、 周波数ｆｄ（ｆｄ＞ｆｂ＋ｆｃ）の正弦波を発生する第
２搬送波発生器と、 その第２搬送波発生器の出力と前記第１帯域ろ波器の出
力をミキシングする第２ミキサと、 その第２ミキサの出力を入力して、上側帯波のみを選択
して外部に出力する第２帯域ろ波器と、を具備すること
を特徴とするディジタル変調信号源。 - 【請求項２】 請求項１において、前記第１搬送波発生
器が、前記第２搬送波発生器の出力を分周する分周器で
構成されることを特徴とするディジタル変調信号源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13839798A JPH11331285A (ja) | 1998-05-20 | 1998-05-20 | ディジタル変調信号源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13839798A JPH11331285A (ja) | 1998-05-20 | 1998-05-20 | ディジタル変調信号源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11331285A true JPH11331285A (ja) | 1999-11-30 |
Family
ID=15221004
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13839798A Pending JPH11331285A (ja) | 1998-05-20 | 1998-05-20 | ディジタル変調信号源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11331285A (ja) |
-
1998
- 1998-05-20 JP JP13839798A patent/JPH11331285A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050315 |
|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Effective date: 20051109 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060530 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20060829 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |