JPH11330862A

JPH11330862A - 高調波変調器

Info

Publication number: JPH11330862A
Application number: JP10051499A
Authority: JP
Inventors: Ian Stephen Doyle; スチーブンドイルイアン; David Elliot Norton; エリオットノートンデービッド
Original assignee: Whitaker LLC
Current assignee: Whitaker LLC
Priority date: 1998-04-20
Filing date: 1999-04-07
Publication date: 1999-11-30

Abstract

(57)【要約】【目的】従来の高調波変調器の特徴を維持しつつ簡単
且つ高性能の高調波変調器を提供すること。【構成】高調波変調器2は、局部発振信号(LO)が入力
されるパワーデバイダ7の出力4を5度位相シフタ26を介
して1対の高調波ミキサ4，5に加え、その出力をパワー
コンバイナ6でコンバインして高周波（ＲＦ）出力を得
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高調波（ハーモニ
ック）変調器、特にマイクロ波帯域で動作する変調器に
関する。

【０００２】

【従来の技術】変調器は電気通信分野で広く使用されて
いる。図1に、従来の基本I-Q変調器のブロック図を示
す。この変調器は、局部発振器（ＬＯ）入力を有し、第
1ミキサ4’と第2ミキサ5’に第1パワーデバイダ（パワ
ー分割器）6’を介して90度位相シフト（一般に90度ハ
イブリッドと称される）を与える。LO信号は、中間周波
数（IF）入力信号I、Qと混合される。これら信号I，Q
は、同じ信号であるが、両者間に90度の位相差がある。
これらI、Ｑ信号は、LO信号と混合され、第2パワーデバ
イダ7’に供給され、この第2パワーデバイダ’（又はパ
ワーコンバイナ、即ち合成器）7’は、同相（即ち位相
シフトなく）動作して変調RF信号を出力する。

【０００３】基本I、Q変調器2’に広く使用される簡単
なミキサは、ダブル平衡（ダブルバランス形）ミキサで
あり、図2に示す。このダブル平衡ミキサは、ブリッジ
状に配置された2対のダイオード10’、11’より成り、
反対端14’、15’は中間タップ付きトランス17’に接続
される。このトランス17’には、LOミキサの入力に結合
されている。同様に、中間タップ付き第２トランス18’
の両端が、ダイオードブリッジ9’の他の端20’、21’
に接続されている。この第２トランス18’の中間タップ
には、IFポート（I又はQポート）が接続され、出力巻線
から高周波（RF）出力が得られる。

【０００４】実際のダイオード10’、11’の過渡特性を
無視した理想状態では、時間領域の伝達関数h’（t）は
図5に示す如く、LO周波数（即ち基本周波数）の周期的
な矩形波である。この信号にIF入力信号をマルチプライ
（掛算）すると、基本波及びその高調波±IF周波数（LO
±IF、2LO±IF、3LO±IF、…）より成るＲＦ信号を発生
する。両側波帯の一方の側波帯は、図1の構成により除
去される。その理由は、ミキサのLO入力とIF入力（I、
Q）間の位相差が90度ある為である。

【０００５】図1に示す基本I-Q変調器2’では、90度ハ
イブリッド2’をミキサの出力に接続し、同相パワーデ
バイダ7’を入力に配置してもよいことに注目された
い。上述から明らかな如く、図1の変調器２は局部発振
器の周波数（即ち基本周波数）で動作するので、基本I-
Q変調器と称される。

【０００６】一般に、動作周波数がより高くなると、変
調器の設計及び製造が高価且つ困難になる。しかし、あ
る周波数でのRF信号の要求は、特定用途により決定され
る。高調波変調器（サブハーモニックモジュレータとも
いう）は、あるRF動作周波数の基本I-Q変調器の半分の
局部発振周波数を必要とする。よって、高調波変調器
は、基本変調器に対し、低周波数発振器を必要とし、安
価となるという利点を有する。斯る変調器は周知であ
り、図3のブロック図に示す構成を有し、ＬＯ（局部発
振）信号がパワーデバイダ（電力分割器）７を介しての
直角のＩＦ入力Ｉ、Ｑに夫々接続されている第1及び第2
ミキサ（混合器）4，5に供給される。90度ハイブリッド
6’がミキサ4，5の出力に配置されている。図1の基本Ｉ
-Ｑ変調器と異なり、90度ハイブリッド6’は、ミキサ
4，5の入力に配置できない。その理由は、高調波ミキサ
は周波数及び位相を2倍（希望する90度ではなく180度の
位相シフトを生じる）にする為である。

【０００７】既知の高調波ミキサの1例は、図4に示すシ
ングル平衡ミキサ4，5である。この単一平衡ミキサは、
中間タップが接地されたトランス17の両端に接続された
相互に逆極性で並列接続されたダイオード9の2対10，11
を有し、このトランス17はミキサのＬＯ（局部発振）入
力に結合されている。これらダイオード9のダイオード
対10，11間において、接続点20でダイプレクサＬＣフィ
ルタ24を介してＩＦ及びＲＦポートに接続され、ＩＦ入
力はインダクタＩＮＤ１を介して接続点20に接続され、
ＲＦ出力は、キャパシタＣ1を介して接続点20に接続さ
れる。ダイブレクサ又は低域通過フィルタ24は、低周波
入力信号がＲＦ出力を介して漏洩するのを阻止するが、
混合された高周波信号（2LO±ＩＦ、4LO±ＩＦ、…）の
通過を可能にする。

【０００８】ダイオード対10，11のいずれかが完全に順
バイアスされると、中間タップ付きコイル17により、接
続点20は仮想接地となる。接続点20のゼロ（又は低）イ
ンピーダンスにより、IF入力とインピーダンスの不整合
を生じ、IF信号を反射する。一方のダイオード対から他
方のダイオード対への完全順バイアス間での切替えの過
渡期間中に、接地点20は、比較的高インピーダンスとな
り、これはIF入力インピーダンスの不整合を生じ且つIF
信号を反射する。よって、ミキサの反射係数は、LO周波
数の半サイクル中に-αから＋αに切替えられる。シン
グル平衡ミキサ4，5の時間領域伝達関数h（t）は、反射
係数の切換えにより決まり、局部発振器のLO周波数を2
倍にする。伝達関数h（t）は、図6中に、図5に示すダブ
ル平衡ミキサの伝達関数h’（t）と比較して2倍の周波
数を有する。図6中、伝達関数は矩形波で示すが、実際
には実際のダイオードの傾斜した応答特性により丸味が
付けられ、単一（シングル）平衡ミキサの作用は、実際
のダイオード特性に依存した応答をすることとなる。

【０００９】種々の高調波変調器の設計が、例えば、米
国特許第5,416,449号に開示されている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】高調波変調器は、基本
変調器に対してLO周波数が半分であるという利点を有
し、発振器の設計を簡単にすると共に、キャリア（基本
周波数）抑圧を改善するが、高調波変調器の更なる簡素
化及び改善が好ましい。

【００１１】従って、本発明の目的は、構成が簡単であ
り且つ動作特性が改善された高調波変調器を提供するこ
とである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の高調波変調器
は、局部発振（LO）信号が入力されるパワーデバイダ7
の出力を45度位相シフタを介して1対の高調波ミキサに
入力し、夫々IF信号I．Qとミックスして、両出力をパワ
ーコンバイナで合成してRF出力を得る。

【００１３】好ましくは、45度位相シフタは、夫々高域
通過フィルタ30及び低域通過フィルタ32から成り、夫々
+22.5度及び-22.5度の位相シフトを生じる1対の位相シ
フタにより構成される。また、パワーデバイダとパワー
コンバイナは、実質的に同一構成であることを特徴とす
る。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の高調波変調器の好
適実施形態例を、添付図7及び図8を参照して詳細に説明
する。図7は、本発明の高調波変調器（以下単に変調器
と言う）の好適実施形態例のブロック図であり、図8は
図7の高調波変調器の具体的回路構成図である。

【００１５】変調器2は、同相（インフェ−ズ）パワー
デバイダ7及び45度位相シフタ26を介して第1及び第2高
調波ミキサ４，５に接続したLO（局部発振器）入力を有
する。このLO入力に接続されたミキサ4，5の入力は、以
下ミキサLO入力28と言う。各ミキサ4，5は、更に夫々IF
（中間周波）信号を受けるI、Q入力を有する。これらミ
キサ4，5用のI、Q入力は、同一周波数であるが、相互に
90度の位相差を有する。この変調器を使用する用途で
は、IF入力信号は、典型的にはLO周波数より低周波数で
あり、且つ変調器で処理されるデータ信号であってもよ
い。また、それは、アナログ又はデジタルいずれでもよ
く、例えば、電気通信用送信又は受信システム用であ
る。

【００１６】ミキサ4，5の出力30は、この特定実施形態
例では、第1パワーデバイダ7と同様構成であるが、変調
器2のLO及びRF端での周波数差を考慮して抵抗R2、イン
ダクタT5及びキャパシタC2の値が異なる同相パワーデバ
イダ（コンバイナ）6を介するRF出力に相互接続され
る。

【００１７】IFポートI，Qを入力とし、RFポートを出力
として説明したが、この変調器は受信機として動作させ
ることもできる。その場合、RFポートが入力であり、IF
ポートI、Qが出力であり、ある用途では変調器は送信及
び受信モードの両方として動作させることができる。し
かし、簡単のために、IFポートを入力とし、RFポートを
出力ということとする。

【００１８】45度位相シフタは、第1高調波ミキサ4のLO
入力28における第1位相シフタ30及び第2高調波ミキサ5
のLO入力28における第2位相シフタ32により構成されて
もよい。この実施形態例では、第1位相シフタ30は、22.
5度の位相シフトの中心動作位相を有し、第2位相シフタ
32は、-22.5度の中心動作位相シフトを有する。しか
し、例えば、位相シフタ30が30度で、位相シフタ32が-1
5度の如く非対称位相シフトを有することも、ミキサLO
入力28間の位相シフト差がLO周波数で実質的に45度であ
る限り、可能である。

【００１９】第1位相シフタ30は、例えば1対のキャパシ
タC5、C6がLO入力ライン28に直列接続され、その中点と
接地間にインダクタL3が接続されて成る高域通過（ハイ
パス）フィルタ構成である。或いは、高域通過フィルタ
は接地に並列接続された1対のインダクタと、その間に
接続されたキャパシタにより構成してもよい。第2位相
シフタ32は、低域通過（ローパス）フィルタであり、例
えばミキサ入力28に直列接続されたインダクタL4と、そ
の両端と接地間に並列接続された1対のキャパシタC7、C
8で構成される。或いは、低域通過フィルタは1対の直列
接続されたインダクタと、その中点と接地間に接続され
たキャパシタで形成してもよい。

【００２０】これら両フィルタは、LO周波数は通過でき
るが、特定LO周波数の電圧位相をそれぞれ+22.5度及び-
22.5度シフトする。フィルタの位相シフトは、周波数の
関数であるので、LO周波数が変動すると夫々位相を+22.
5度及び-22.5度からずれるように同じ方向へ移動し、45
度の位相差はLO周波数の十分広範囲の変動に対して略一
定となるようにする。

【００２１】反対方向に使用するとパワーコンバイナ
（合成器）となるパワーデバイダは、夫々ミキサLO入力
ライン28の反対端に接続されたトランスT2より成る。こ
のトランスT2の中点は自己トランスT1に接続され、その
一端は接地され、他端はLO入力に接続される。抵抗R1
は、中間タップ付きトランスT2に並列接続され、非対称
電気パワー成分を除く。トランスT1、T2間の相互接続
は、更にキャパシタC1を介して接地され、パワーデバイ
ダのインピーダンスの同調の為の同調キャパシタとして
作用する。中間タップ接続点39から延びる2個のインダ
クタンスコイルは、相互に逆方向に巻回され、電気的パ
ワースプリット（分割）又はコンビネーション（合成）
を行わせる。

【００２２】第2パワーデバイダ（コンバイナ）6は、第
1パワーデバイダ（コンバイナ）7と同様設計であるが、
抵抗R2の抵抗値がR1と異なり、インダクタンスT5の値が
インダクタンスT2と異なる。第2パワーデバイダ6の抵抗
R2の抵抗値は、第1及び第2ミキサ出力ライン30間の180
度位相ずれした周波数成分のエネルギーを完全に除き、
同相周波数成分はRF出力ポートで合成してSSB（シング
ルサイドバンド）信号として出力する。

【００２３】この実施形態例のミキサ4，5はシングル平
衡ミキサである。その特性は、図4及び図6を参照して既
に説明済である。シングル平衡ミキサ4，5は45度位相シ
フトしたLO信号の周波数及び位相を2倍にするので、夫
々第1及び第2ミキサ4，5の出力信号は、LO周波数の2倍
（2LO）±IFの中心周波数を有する。ここで、第1ミキサ
4の2LO周波数成分は、第2ミキサ5の出力30で2LO周波数
成分に対して90度の位相差を有する。

【００２４】その結果、従来のサブハーモニックミキサ
の効果は維持される。即ち、局部発振信号は動作周波数
の僅か半分であり、これはまたキャリア抑圧が高いこと
を意味する。本発明は次の点で従来のI-Q変調器に対し
て特に効果がある。即ち、変調器の低周波数で簡単且つ
高信頼性の位相シフトが得られる。更に、本発明による
と、より簡単にパワーデバイダが得られ、特に同相（イ
ンフェーズ）及び90度ハイブリッド用に異なるパワーデ
バイダの必要性が排除可能である。

【００２５】以上、本発明の高調波変調器の好適実施形
態例を説明したが、本発明は単に斯る実施形態例のみに
限定するべきではなく、本発明の要旨を逸脱することな
く種々の変形変更が可能であることが当業者には容易に
理解できよう。

【００２６】

【発明の効果】上述の説明から理解される如く、本発明
の高調波変調器は、位相シフタの構成が簡単で且つ安価
であり、LO周波数が低い等の従来高調波変調器の効果を
維持することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の基本I-Q変調器のブロック図である。

【図２】図1の変調器に使用される従来のダブル平衡
ミキサの回路図である。

【図３】従来の高調波変調器のブロック図である。

【図４】図3の高調波変調器に使用され、LO周波数の2
倍で動作するシングル平衡ミキサの回路図である。

【図５】図2のダブル平衡ミキサの簡易且つ理想時間
領域伝達関数を示す図である。

【図６】図4のシングル平衡ミキサ等の高調波の簡易
且つ理想時間領域伝達関数を示す図である。

【図７】本発明による高調波変調器の好適実施形態例
のブロック図である。

【図８】図7の高調波変調器の具体的回路図である。

【符号の説明】

２高調波変調器４，５高調波ミキサ６パワーコンバイナ７パワーデバイダ２６，３０，３２位相シフタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】局部発振入力をパワーデバイダにより分割
して1対の高調波ミキサに入力し、該ミキサの出力をパ
ワーコンバイナで合成して高周波出力を得る高調波変調
器において、前記パワーデバイダと前記1対のミキサ間に45度位相シ
フタを接続することを特徴とする高調波変調器。
【請求項２】前記45度位相シフタは、夫々+22.5度及
び-22.5度の1対の対称形位相シフタであることを特徴と
する請求項1の高調波変調器。
【請求項３】前記位相シフタは、高域通過フィルタ及
び低域通過フィルタより構成されることを特徴とする請
求項2の高調波変調器。
【請求項４】前記パワーコンデバイダ及び前記パワー
コンバイナは実質的に同一構成であることを特徴とする
請求項1の高調波変調器。