JP2856921B2 - 変調器およびミキサ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、変調されたキャリア信
号を生成する変調器およびそのミキサとしての使用に関
する。

【０００２】

【従来の技術】デジタルメッセージの伝送のために、信
号は変調器によってキャリアを変調して変調されたキャ
リア信号として伝送される。ドイツ国特許出願第22 44
642 号明細書にはキャリアおよび信号入力および信号出
力が次のように結合される直接変調器が記載されてい
る。すなわち、キャリア入力および信号出力は一方の通
路に位相遅延ラインを備えた２つの通路を介して互いに
結合される。さらに、非直線半導体素子が２つの通路上
にそれぞれ設けられ、それらの極性と、１８０°の公称
位相遅延を持つ位相遅延ラインとによってキャリアと同
期してスイッチングされる。したがって、キャリアは信
号出力において抑制される。変調電圧の形態の信号が遅
延通路に供給された場合、非直線半導体素子は信号出力
でキャリアを変調させる変調電圧に同期して交互にスイ
ッチされる。このような変調器はまたミキサとして使用
されることができる。上記の原理による変調器動作の特
定の実施例およびそのミキサとしての使用は、その特許
明細書に記載された変調器の位相遅延ラインはキャリア
の中心周波数の波長λの１／２の長さを有する導電素子
によって構成されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記のような既知の振
幅変調器は、一方が電気的に短い通路を介し、他方が位
相遅延路を介する２つの伝送路の異なるレイアウトによ
るキャリア抑制の程度が限定された範囲であって十分な
ものではなく、したがって、低レベルの変調形態に対し
てしか使用されることができない。本発明の目的は、キ
ャリア電圧が上記のような従来技術の変調器に比較して
強く抑制されることのできる変調器を提供することであ
る。

【０００４】

【課題を解決するための手段】この目的は本発明の変調
器によって達成される。本発明は、変調器が信号に関し
てプッシュプル動作する２個の部分変調器から構成され
た二重変調器として構成され、各部分変調器は、それぞ
れ１つのキャリア入力部と、１つの信号入力部と、１つ
の信号出力部と、キャリア入力部と信号出力部との間に
並列に接続されている電気的に短いパスと、位相遅延ラ
インを含む位相遅延パスと、それら電気的に短いパス
と、位相遅延パスとにそれぞれ直列に接続されている２
個の非直線半導体素子とを具備し、位相遅延パスにおけ
る遅延が電気的に短いパスにおけるキャリアの位相に比
較してほぼ１８０°または１８０°の奇数倍の位相シフ
トを与えるように位相遅延パスの位相遅延ラインによる
遅延量が選択され、２個の非直線半導体素子がキャリア
に関して一致した動作ができるように、キャリアの伝播
方向を基準にして電気的に短いパスに接続された非直線
半導体素子と位相遅延ラインに接続された非直線半導体
素子とは互いに反対極性で接続されており、信号入力部
が位相遅延パスに結合され、２個の部分変調器の各キャ
リア入力は互いに結合され、さらに、２個の部分変調器
の各信号出力部からの互いに１８０°位相が異なってい
る変調されたキャリア信号電圧のスカラー加算を行う手
段を具備していることを特徴とする。

【０００５】本発明の付加的な特徴はその他の請求項お
よび以下の実施例の説明によって明らかにされる。本発
明により得られた利点は、特に、変調器のキャリア抑制
の温度依存性が無線リンクシステムに存在する温度範囲
において無視できる程度の小さいものであり、振幅直線
性が改良され、位相の周波数依存性が減少されることで
ある。

【０００６】

【実施例】図１は本発明の二重変調器１の基本構造を示
している。その説明においては動作モードが前述の既知
の変調器と類似している部分変調器１′ および１″に
ついて最初に説明し、それに続いて本発明による二重変
調器１を説明する。

【０００７】２つの部分変調器１′ および１″は同じ
構造を有し、同じ動作を有するため、部分変調器１′
および１″の説明については特に部分変調器１′ だけ
を参照するがその説明は部分変調器１″にも適合するも
のである。

【０００８】部分変調器１′ はキャリア入力部2′、信
号入力部4′および信号出力部3′を備えている。電圧Ｕ
_c のキャリアはキャリア入力部2′に供給され、電圧Ｕ
_mcの変調されたキャリア信号は信号出力部3′から出力
され、電圧Ｕ_m のデジタル入力信号は信号入力部4′に
供給される。部分変調器１′ はキャリア入力部2′から
信号出力部3′へ達する２つの並列の通路6′，7′を備
えている。すなわち、遅延の無視できる電気的に短い通
路7′と、キャリア入力部2′に供給されたキャリアＵ_c
を遅延させてその位相を短い通路7′の出力信号に対し
て１８０°または１８０°の奇数倍だけシフトさせる位
相遅延ライン39′ を備えた位相遅延通路6′が並列にキ
ャリア入力部2′と信号出力部3′との間に接続されてい
る。同じ位相を有する同じ電力がキャリア入力部2′か
ら２つの通路のそれぞれ供給される。半導体ダイオード
Ｄ₁ ′ 、Ｄ₂ ′ は２つの通路のそれぞれに設けられ、
２つの通路6′および7′に位置するダイオードＤ₁ ′
、Ｄ₂ ′ は信号出力部3′に関して互いに逆の極性で
接続されている。

【０００９】位相遅延通路6′に配置された半導体ダイ
オードＤ₂ ′ は、２つの半導体ダイオードＤ₁ ′ およ
びＤ₂ ′ がキャリアに関して同時に導通状態をとるよ
うにキャリアの伝播方向に関して位相遅延ライン39′
の後段に設けられる。前述のような部分変調器１′ に
おける半導体ダイオードＤ₁ ′ およびＤ₂ ′ の配置お
よび伝送路6′，7′の構成と、回路がブリッジとして動
作するために信号出力部3′におけるキャリア電圧の抑
制が理想的に行われる。実際に、キャリア電圧の抑制は
最適にすることが要求される。このために、変調器は非
変調状態において平衡させるために調節可能な抵抗Ｒ_R
を有し、この抵抗は電圧Ｕ_g に接続され、信号入力部
4′に結合される。

【００１０】変調電圧Ｕ_m が供給される入力部4′は、
２つの半導体ダイオードＤ₁ ′ およびＤ₂ ′ を交互に
スイッチするように位相遅延通路6′に結合される。実
施例の説明はこれがどのように行われるかを示してい
る。不要な信号を排除するために実際には図２に示され
ているように信号入力部4′にはローパスフィルタ1
8′，19′、また信号出力部にはハイパスフィルタ20′
が設けられている。

【００１１】半導体ダイオードＤ₁ ′ およびＤ₂ ′ を
選択するために十分に高い振幅を持つ変調電圧Ｕ_m が信
号入力部4′，4″ に供給されるとき、一方の半導体ダ
イオードたとえば半導体ダイオードＤ₁ ′ は非導電状
態となり、他方の半導体ダイオードＤ₂ ′ は導電状態
性となって、全キャリア電圧Ｕ_m は信号出力部3′に供
給される。入力電圧Ｕ_m の符号が変化された場合、信号
出力電圧Ｕ_mcの符号も変化され、結果的に位相反転が生
じる。

【００１２】振幅の直線性を得るために、比較的小さい
変調電圧Ｕ_m ′ が信号入力部4′に供給され、一方の半
導体ダイオード例えばＤ₁ ′ は他方の半導体ダイオー
ド例えばＤ₂ ′ より導電度が小くなる。それによっ
て、平衡は信号出力部3′、3″ に対してのみシフトさ
れ、結果的に変調されたキャリア信号電圧Ｕ_mcが発生さ
れる。変調されたキャリア信号電圧Ｕ_mcの振幅は、変調
電圧Ｕ_m の大きさに依存し、位相は変調電圧Ｕ_m の符号
に依存する。正の変調電圧Ｕ_m が例えば信号入力部4′
に供給された場合、半導体ダイオードＤ₁ ′ は半導体
ダイオードＤ₂ ′ より導電度が高く、それによって電
気的に短い通路7′が位相遅延通路6′より低いインピー
ダンスを有し、電気的に短い通路7′上を伝送される信
号が出力の大部分を占める。変調電圧Ｕ_m が負ならば、
動作は正反対である。

【００１３】前記の部分変調器はすべての部品が理想的
な素子から構成されているわけではないから、ある程度
のキャリア電圧Ｕ_c は変調電圧Ｕ_m がないときにも信号
出力部3′に存在する。

【００１４】以上説明された部分変調器１′ は、デジ
タル直接変調器の一部として機能する単一の伝送モード
位相調節器を表している。

【００１５】このような変調器の構成において、キャリ
ア抑制および振幅直線性に必要な両ブリッジの平衡が例
えば半導体ダイオードおよびそれらの寄生素子の不平衡
によって破壊され、変調器の理想的な動作特性から外れ
ることは容易に理解されるであろう、さらに、伝送はあ
る場合に電気的に短い通路7′を介して、また別の場合
には位相遅延通路6′を介して行われる。２つの通路は
また構造的に電気的に等しくないため、グループ遅延は
また２つの通路において等しくなく、別の方法により補
償されなければならない高周波依存性をもたらす。

【００１６】供給される変調電圧Ｕ_m がない場合のキャ
リアＵ_c を抑制する問題は、調節可能な抵抗Ｒ_R と本発
明の特徴である図１に示された二重変調器１の対称的な
構造とにより解決される。

【００１７】二重変調器１において、２つのキャリア入
力部2′、2″ は０°電力分割器37を介して二重変調器
１の共通のキャリア入力に接続され、キャパシタＣ_k1′
、Ｃ_k1″によって直流的に分離される。２つの信号出
力部3′、3″ は例えばプッシュプル変調器１の出力部3
を形成する２次巻線を持つ変成器11のような電力結合
器において結合される。２つの信号入力部4′、4″ は
同じ変調信号を供給され、大きさが等しく符号が逆の変
調電圧Ｕ_m が２つの信号入力4′、4″ のそれぞれに供
給されるように信号インバータ（示されていない）が２
つの信号入力部4′、4″ の一方の前に設けられる。一
方の変調信号を反転する代りに、信号入力部4′、4″
に対して同じ符号の変調信号を供給しキャリア入力部2
に対する一方の部分変調器１″のダイオード対Ｄ₁ ″、
Ｄ₂ ″の極性を他方の部分変調器１′ のダイオード対
Ｄ₁ ′ 、Ｄ₂ ′ の極性に関して極性を反対にしてもよ
い。

【００１８】例えば信号入力部4′における正の変調電
圧Ｕ_m および信号入力部4″ における負の変調電圧Ｕ_m
により部分変調器１″の電気的に短い通路7′を介し
て、および部分変調器１″の位相通路6″ および変成器
11を介して、二重変調器１のキャリア入力部2 は変調電
圧Ｕ_m の振幅にしたがって信号出力部3 と結合される。
信号入力部4′、4″ における変調電圧Ｕ_m の他がいに
反対の符号により、部分変調器１′ の位相遅延通路6′
および部分変調器１″の電気的に短い通路7′を介して
接続が行れる。

【００１９】伝送は常に電気的に短い通路7′、7″ の
一方および位相遅延通路6″ 、6′の一方の両者を介し
て生じる。このようにして部分変調器１′ 、１″の技
術的に不正確な構成による不平衡は補償され、グループ
遅延時間は実質的にいずれの場合にも等しく、二重変調
器１は典型的に無線リンクシステムのキャリア周波数内
において良好な温度安定性および振幅直線性を示し、周
波数の影響を受けない。

【００２０】二重変調器１の第１の実施例は図２に示さ
れている。それは図１に示されたものと同じ機能ユニッ
トを有するが、物理的には平面的なマイクロストリップ
技術を使用して構成され、ギガヘルツ範囲の周波数を持
つキャリアＵ_c およびメガヘルツ範囲の周波数を持つ変
調電圧Ｕ_m 用に設計されている。機能ユニットの配置は
図１のものに対応する。以下、実施例１に特有の機能ユ
ニットだけを詳細に説明する。図１同じ機能ユニットは
同じ符号が付けられている。

【００２１】二重プッシュプル変調器１は、共通のキャ
リア入力部2 および共通の信号出力部3 を具備した２つ
の部分変調器１′ 、１″を有する。キャリア電圧Ｕ_c
はいわゆる“ウィルキンソン（Ｗilkinson）結合器”12
を介して２つの部分変調器１′ 、１″のキャリア入力
部2′、2″ に供給される。２つのキャリア入力部2′、
2″ はそれぞれウィルキンソン結合器12のキャパシタＣ
_k1′ 、Ｃ_k1″によって直流的に分離して結合される。
信号出力部3′、3″ はいわゆる“比率レーリング”の
形態の１８０°電力結合器50を介して結合される。

【００２２】比率レースリング50は部分変調器１′ 、
１″の２つの信号出力部3′、3″ を入力部とし、二重
プッシュプル変調器１の出力部3 を出力部とし、接地に
対しては５０オームの接続13を有する。それは部分変調
器１″から現れる変調されたキャリア信号電圧Ｕ_mcに対
して部分変調器１′ から現れる変調されたキャリア信
号電圧Ｕ_mcの位相の反復的な１８０°シフトを実効し、
したがって適切な位相関係でこれらを結合することがで
きる。

【００２３】図において、２つの部分変調器１′ 、
１″はそれぞれ長方形の区域を包囲する４つのストリッ
プ14′ 、14″、15′ 、15″、16′ 、16″、17′ （17
a′、17b′）、17″（17a″ 、17b″ ）を有し、ここで
ストリップ14′ 、15′ ；15′ 、16′ 、および16′
、17′ 、の間の３つの外側の隅はストリップ14″、1
5″；15″、16″および16″、17b″ に対応し45°の角
度で切取られている。ストリップ17′ 、17″は中央で
遮断され、２つのストリップセクション17a′、17a″
オヨビ17b′、17b″を有する。キャリア入力部2′、2″
はストリップ14′ 、17a′；14″、17a″ 間の端部に
設けられている。ストリップセクション17a′、17a″
と信号出力部3′、3″ の間には半導体ダイオードＤ
₁ ′ Ｄ₁ ″がストリップセクション17a′、17a″ から
見てｐｎ方向に設けられ、ストリップセクション17
b′、17b″ と信号出力部3′、3″ の間には半導体ダイ
オードＤ₂ ′ Ｄ₂ ″がストリップセクション17b′、17
b″ から見てｎｐ方向に設けられている。

【００２４】ストリップセクション17a′、17a″ およ
び半導体ダイオードＤ₁ ′ Ｄ₁ ″は電気個的に短い通
路7′、7″ を形成し、ストリップセクション14′ 、1
5′ 、16′ 、ストリップセクション17b′、および半導
体ダイオードＤ₂ ′ 、並びにセクション14″、15″、1
6″、17b″ 、および半導体ダイオードＤ₂ ″は位相遅
延通路6′、6″ を形成し、それによってストリップ1
4、15、16およびセクション17bからストリップセクショ
ン17aの長さを減じたものはキャリアの中心周波数の１
／２波長を有し、それによって１８０°の位相遅延ライ
ン9′、9″ を構成している。ここでストリップ14′ 、
14″乃至17′ 、17″が方形の区域を囲んでいるが、位
相遅延通路6′、6″ と電気個的に短い通路7′、7″ と
の間の通路長の差がキャリアの中心周波数の波長の１／
２の長さまたはこの１／２波長の奇数倍に対応している
ので、２つの通路間の長さの差は所望する１８０°の位
相遅延を発生させる。

【００２５】信号入力部4′、4″ はストリップ15の長
さに関して中心に設けられる。信号出力部3′、3″ に
対称的に信号入力部4′、4″ を位置することが有効で
ある。１つ信号入力部の代わりに２つ以上の信号入力部
を有することも可能である。信号入力部4′、4″ は、
変調電源へキャリアが流入するのを阻止するフィルタ阻
止18′ 、18″、19′ 、19″を具備している。信号出力
部3′、3″ は、変調信号Ｕ_m 用のライン20′ 、20″を
介して接地電位に結合される。部分変調器１′ 、１″
の制御のために信号入力部4′、4″ に設けられた調節
可能な抵抗Ｒ_R は図２には示されていない。

【００２６】例示的な実施例１による二重変調器１は簡
単な平面的マイクロストリップ技術によって構成されて
おり、ダイオードＤ₁ ′ 、Ｄ₁ ″、Ｄ₂ ′ 、Ｄ₂ ″が
取付けられている。

【００２７】二重変調器１の第２の例示的な実施例は図
３に示されている。第１の例示的な実施例の二重変調器
１の場合のように、第２の例示的な実施例もまた図１に
示されたものと同じ機能ユニットを有する。したがっ
て、同じ構成素子には同じ参照符号が付けられている。
図３の実施例は物理的にはメガヘルツ範囲のキャリアＵ
_c 用の波長および低い変調信号Ｕ_m の周波数を持つよう
に構成されている。

【００２８】二重変調器１は共通の信号出力部３を具備
した２つの部分変調器１′ 、１″を有する。キャリア
Ｕ_c は、一方の端子が接点地22に接続され、他方の端子
がキャリア入力部2′、2″ に結合されている発振器21
においてで発生される。発振器21とキャリア入力部
2′、2″ との間にはオートトランス23がある。ここで
発振器21はオートトランス23の中間タップ24に供給さ
れ、２つのコイル25′ 、25″の端部は結合キャパシタ
Ｃ_k1′ 、Ｃ_k1″を介てキャリア入力部2′、2″ に結合
されている。オートトランス23は図１の０°電力分割器
に対応し、抵抗Ｒ₂₁は発振器21の内部抵抗を表してい
る。

【００２９】信号出力部3′、3″ は、図１の変成器11
として機能する変成器27の主巻線26の２つのコイル端部
に結合される。この変成器27の２次巻線のコイル端部は
プッシュプル変調器１の信号出力部3 を表す。信号出力
部3 における変調電圧Ｕ_m を抑制するために、高インピ
ーダンスの並列共振回路29′ 、29″が１次巻線26のコ
イル端部と変調されたキャリア信号電圧Ｕ_mc用の信号出
力部3′、3″ との間にそれぞれ設けられている。

【００３０】２つの部分変調器１′ 、１″はそれぞれ
位相遅延通路6′、6″ および電気的に短い通路7′、
7″ を有する、位相遅延通路6′、6″ はオートトラン
ス30′ 、30″および半導体ダイオードＤ₂ ′ 、Ｄ₂ ″
を有する。オートトランス30′ 、30″は、キャリアの
位相を１８０°反転させる位相遅延ライン9 を表わす。
電気的に短い通路7′、7″ は半導体ダイオードＤ₁ ′
、Ｄ₁ ″を有する。ダイオードの極性は図２に示した
実施例１のものに対応している。

【００３１】変調信号は、信号出力部3′、3″ とタッ
プ33′ 、33″との間に配置された発振器34′ 、34″に
おいて発生され、出力部3′、3″ に供給され、また並
列共振回路35′ 、35″を介してタップ33′ 、33″に結
合されるる。抵抗Ｒ₃₄′ 、Ｒ₃₄″は発振器34′ 、34″
の内部抵抗を表している。並列共振回路35′ 、35″は
キャリアＵ_c 用の高インピーダンスを有する。

【００３２】オートトランス30′ 、30″の２つの巻線
セクション31′ 、32′ ；31″、32″および２つの半導
体ダイオードＤ₁ ′ 、Ｄ₁ ″；Ｄ₂ ′ 、Ｄ₂ ″は、ホ
イートストンブリッジとして動作し、それによって供給
される変調電圧Ｕ_m がない限り、信号出力部3′、3″
とタップ33′ 、33″との間において平衡状態とされて
いる。しかしながら、変調電圧Ｕ_m が供給された場合、
ブリッジの平衡は消滅し、変調されたキャリア電圧Ｕ_mc
は出力部3′、3″ に供給される。

【００３３】オートトランス30′ 、30″は厳密に理想
的な特性を有することは困難であるから、キャリアＵ₀
の位相には実際には１８０°の反転にはならず、変調電
圧Ｕ_m がないときにも出力部3′、3″ において全キャ
リア電圧抑制を妨げる特定の位相エラーが生じる。この
残留キャリア電圧は、２つの部分変調器１′ 、１″の
同じ対照的な配列によってほとんど抑制される。

【００３４】図４は、１４０mbpsのビット率周波数に対
する既知の16ＱＡＭ変調器49（直角振幅変調）の概略図
を示す。それは第１の二重変調器40がＩ成分用の信号を
出力部し、第２の二重変調器41がＱ成分用の信号を出力
する２つの二重変調器40、41から本質的に構成されてい
る。２つの素子は電力結合器42において直交するように
結合されている。

【００３５】電力結合器43は16ＱＡＭ変調器49の出力を
形成する。キャリアＵ_c はいわゆる“ウィルキンソン結
合器”45を介して２つの変調器40、41のキャリア入力部
2 に供給される。ＩまたはＱ成分用の変調器信号はそれ
ぞれ２つの二重変調器40、41の信号入力部46、47に供給
され、それによって各場合に同じ量であるが、符号が反
対の変調信号Ｕ_m がＩまたはＱ成分用の二重変調器40、
41に供給される。

【００３６】半導体ダイオードＤ₁ ′ 、Ｄ₁ ″；Ｄ
₂ ′ 、Ｄ₂ ″として特に適切なのは、例えばピンダイ
オードより短い遅延時間を有するショットキダイオード
である。ダイオードの温度依存性はブリッジ回路におけ
る対として構成された配列により補償される。ダイオー
ド中の構造に関係する相違は例えば信号入力部での調節
可能な抵抗を介するｄｃ電圧の供給によって平衡をされ
なければならず、したがってキャリア抑制は最適化され
なければならない。分離した抵抗は、変調電圧Ｕ_m が供
給されないときにブリッジ平衡するように調節される。

【００３７】記載された変調器１はまた送信ミキサまた
は受信ミキサ（示されていない）として動作される。前
記第１の実施例の変調器１の適用は送信ミキサの一例と
して使用される。前記第１の実施例に示された信号入力
部4′および4″ がここにおいて変換される周波数を持
つ信号の結合のために設けられている。図２に示されて
いるように、キャリア入力部2″ に関するダイオード対
Ｄ₁ ′ 、Ｄ₂ ′ の極性がダイオードＤ₁ ″、Ｄ₂ ″の
ものに整合するとき、変換される周波数を持つ信号は２
つの信号入力の一方において反転されなければならな
い。キャリア入力部2″ に関するダイオード対Ｄ₁ ′
、Ｄ₂ ′ の極性がダイオード対Ｄ₁ ″、Ｄ₂ ″のもの
に整合しない場合、２つの信号入力は直接互いに結合さ
れることができる。

【００３８】同じことは受信側で画像抑制ミキサとし
て、および送信側で単一サイドバンドミキサとして動作
されることができるミキサとして16ＱＡＭ変調器49を適
用することに関しても言える。しかしながら、この場合
には２つの結合ブランチＩおよびＱを使用することによ
り９０°電力結合器を介しそれらを互いに結合すること
が必要である。

【００３９】ミキサとして変調器を適用することは原理
的に知られており、したがって、ここで詳しく説明する
必要はない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による二重変調器の概略図。

【図２】高いキャリア周波数に対してマイクロストリッ
プ技術で構成された二重変調器の第１の実施例。

【図３】低いキャリア周波数に対してディスクリートな
素子により構成された二重変調器の第２の実施例。

【図４】16ＱＡＭ変調器の概略図。

【符号の説明】

１′ ，１″…部分変調器、39′ ，39″…位相遅延ライ
ン。

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 変調信号によってキャリアを変調して変
   調されたキャリア信号を生成する変調器において、 変調器が信号に関してプッシュプル動作する２個の部分
   変調器から構成された二重変調器として構成され、 各部分変調器は、 それぞれ１つのキャリア入力部と、１つの信号入力部
   と、１つの信号出力部と、 キャリア入力部と信号出力部との間に並列に接続されて
   いる電気的に短いパスと、位相遅延ラインを含む位相遅
   延パスと、 それら電気的に短いパスと、位相遅延パスとにそれぞれ
   直列に接続されている２個の非直線半導体素子とを具備
   し、 位相遅延パスにおける遅延が電気的に短いパスにおける
   キャリアの位相に比較してほぼ１８０°または１８０°
   の奇数倍の位相シフトを与えるように位相遅延パスの位
   相遅延ラインによる遅延量が選択され、 ２個の非直線半導体素子がキャリアに関して一致した動
   作ができるように、キャリアの伝播方向を基準にして電
   気的に短いパスに接続された非直線半導体素子と位相遅
   延ラインに接続された非直線半導体素子とは互いに反対
   極性で接続されており、 前記信号入力部が前記位相遅延パスに結合され、 ２個の部分変調器の各キャリア入力部は互いに結合さ
   れ、 さらに、２個の部分変調器の各信号出力部からの互いに
   １８０°位相が異なっている変調されたキャリア信号電
   圧のスカラー加算を行う手段を具備していることを特徴
   とする変調器。
2. 【請求項２】 非直線半導体素子がダイオードであり、 キャリア入力に対する一方の部分変調器のダイオード対
   の極性が他方の部分変調器のダイオードの極性に一致
   し、 符号が逆の同じ信号が信号入力に供給されることを特徴
   とする請求項１記載の変調器。
3. 【請求項３】 非直線半導体素子がダイオードであり、 キャリア入力に関する一方の部分変調器のダイオード対
   の極性が他方の部分変調器のダイオードの極性と逆であ
   り、 同じ符号の同じ信号が信号入力に供給されることを特徴
   とする請求項１記載の変調器。
4. 【請求項４】 位相遅延ラインは、キャリアの中心波長
   のλ／２の長さを有するマイクロストリップ技術によっ
   て形成された導体であることを特徴とする請求項１記載
   の変調器。
5. 【請求項５】 位相遅延ラインはオートトランスの２つ
   の部分巻線から構成され、信号入力はオートトランスの
   タップと部分変調の出力との間に供給されることを特徴
   とする請求項１記載の変調器。
6. 【請求項６】 スカラー加算用のメカニズムは、部分変
   調器の出力と二重変調器の出力との間に設けられた１８
   ０°結合器であることを特徴とする請求項４記載の変調
   器。
7. 【請求項７】 キャリアの位相をシフトするメカニズム
   は二重変調器のキャリア入力と部分変調器のキャリア入
   力との間に設けられたオートトランスであり、タップは
   二重変調器のキャリア入力に結合され、コイル端部は部
   分変調器のキャリア入力に結合されていることを特徴と
   する請求項５記載の変調器。
8. 【請求項８】 部分変調器の各信号入力は部分変調器を
   平衡するように調節可能な抵抗と共に配列されているこ
   とを特徴とする請求項１記載の変調器。
9. 【請求項９】 非直線変動体素子はショットキダイオー
   ドであることを特徴とする請求項１記載の変調器。
10. 【請求項１０】 部分変調器は振幅直線位相調節器とし
    て構成されていることを特徴とする請求項１記載の変調
    器。
11. 【請求項１１】 ミキサとして構成されていることを特
    徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項記載の変調
    器。