JPH1131918A - マイクロ波ミリ波放射型発振装置 - Google Patents
マイクロ波ミリ波放射型発振装置Info
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- JPH1131918A JPH1131918A JP9220579A JP22057997A JPH1131918A JP H1131918 A JPH1131918 A JP H1131918A JP 9220579 A JP9220579 A JP 9220579A JP 22057997 A JP22057997 A JP 22057997A JP H1131918 A JPH1131918 A JP H1131918A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q23/00—Antennas with active circuits or circuit elements integrated within them or attached to them
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
- H01Q9/04—Resonant antennas
- H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
- H01Q9/04—Resonant antennas
- H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
- H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines
- H01Q9/285—Planar dipole
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】高性能のマイクロ波ミリ波発振技術の開発と高
効率の空間電力合成技術の実現。 【構成】 一対の扇状導体パッチの中心部が近接し、か
つ円弧部が互いに相対する様に配置し、該一対の扇状導
体パッチの中央部にゲート及びドレインを当該一対の扇
状導体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソースを
接地した電界効果型の高周波トランジスタと、当該各一
対の扇状導体と平行に広がる導体平面とからなり、上記
一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる上記導体平面と
の間隔は波長の１５分の１倍から５分の１倍の間であ
り、上記扇状導体パッチの半径は発振波長のほぼ４分の
１の長さであり、扇状導体パッチはそれぞれソースを接
地電位とする別々の直流電源に接続される。
効率の空間電力合成技術の実現。 【構成】 一対の扇状導体パッチの中心部が近接し、か
つ円弧部が互いに相対する様に配置し、該一対の扇状導
体パッチの中央部にゲート及びドレインを当該一対の扇
状導体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソースを
接地した電界効果型の高周波トランジスタと、当該各一
対の扇状導体と平行に広がる導体平面とからなり、上記
一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる上記導体平面と
の間隔は波長の１５分の１倍から５分の１倍の間であ
り、上記扇状導体パッチの半径は発振波長のほぼ４分の
１の長さであり、扇状導体パッチはそれぞれソースを接
地電位とする別々の直流電源に接続される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、アンテナとしての電
磁波放射機能と高周波発振機能を一体化し、高い効率の
マイクロ波サブミリ波帯の電気通信装置、電波計測装置
技術に利用できる電磁波放射型発振装置および高出力化
のための空間電力合成型発振装置に関する。
磁波放射機能と高周波発振機能を一体化し、高い効率の
マイクロ波サブミリ波帯の電気通信装置、電波計測装置
技術に利用できる電磁波放射型発振装置および高出力化
のための空間電力合成型発振装置に関する。
【０００２】
【従来技術】現在実用化されている各種の無線通信装置
の他、レーダ装置やラジオメータ等の電波計測装置を含
む従来からの無線装置は、アンテナ装置技術と、高周波
回路技術を主体とした送信・受信装置技術との組み合わ
せで構成されている。目的に応じた電磁波の放射や到来
する電磁波信号の受信を効率よく行うためのアンテナ装
置技術と、信号処理・制御を扱う送信装置、受信装置の
ための高周波回路技術とは長い間、相互に独立した技術
分野を形成してきた。共通の基本条件は、アンテナ入力
インピーダンスと回路の出力インピーダンスの整合を確
保することであった。
の他、レーダ装置やラジオメータ等の電波計測装置を含
む従来からの無線装置は、アンテナ装置技術と、高周波
回路技術を主体とした送信・受信装置技術との組み合わ
せで構成されている。目的に応じた電磁波の放射や到来
する電磁波信号の受信を効率よく行うためのアンテナ装
置技術と、信号処理・制御を扱う送信装置、受信装置の
ための高周波回路技術とは長い間、相互に独立した技術
分野を形成してきた。共通の基本条件は、アンテナ入力
インピーダンスと回路の出力インピーダンスの整合を確
保することであった。
【０００３】一方、通信装置に関連する技術的社会的背
景の大きな変化が生じつつある。最近の半導体デバイス
技術の進展により、増幅、発振、逓倍ミキシング等の高
周波回路素子機能を平面回路として集積化する技術が開
発され、それらの高周波集積回路技術は、従来からの導
波管や同軸型の各種の回路部品を相互に接続して装置を
構成する方式に代わって、平面化集積回路化による小型
軽量で高性能、高信頼性と低コスト化を同時に達成する
将来の無線通信装置技術として広く認識され期待される
様になっている。このような技術状況の基に、アンテナ
と集積回路との一体化を想定した新しいマイクロ波ミリ
波技術の創製が必要となってきている。高周波回路用半
導体デバイス技術の進展は、マイクロ波ミリ波帯の移動
通信システム構成技術上から要求される新しい装置機能
や、さらに高機能なアンテナビーム形成技術やマイクロ
波ミリ波帯のイメージング技術等の、電波計測制御シス
テム上の新しい機能のための多くの技術的要求が生じて
いる。
景の大きな変化が生じつつある。最近の半導体デバイス
技術の進展により、増幅、発振、逓倍ミキシング等の高
周波回路素子機能を平面回路として集積化する技術が開
発され、それらの高周波集積回路技術は、従来からの導
波管や同軸型の各種の回路部品を相互に接続して装置を
構成する方式に代わって、平面化集積回路化による小型
軽量で高性能、高信頼性と低コスト化を同時に達成する
将来の無線通信装置技術として広く認識され期待される
様になっている。このような技術状況の基に、アンテナ
と集積回路との一体化を想定した新しいマイクロ波ミリ
波技術の創製が必要となってきている。高周波回路用半
導体デバイス技術の進展は、マイクロ波ミリ波帯の移動
通信システム構成技術上から要求される新しい装置機能
や、さらに高機能なアンテナビーム形成技術やマイクロ
波ミリ波帯のイメージング技術等の、電波計測制御シス
テム上の新しい機能のための多くの技術的要求が生じて
いる。
【０００４】マイクロ波からミリ波にかけて周波数の上
昇とともに誘電損失と導体表面での導体損の増加により
伝送線路上での損失が大きな問題となり、平面アンテナ
のアレー化によるアンテナの高利得化は、給電線路上で
の損失が大きくなる他、マイクロ波ミリ波無線装置内で
の長い伝送路による接続はシステムのトータル性能や効
率を大きく低下させる。そのため、アンテナと高周波平
面回路を一体化する新しい技術の開発が重要となってい
るが、それには今後解決されるべき困難な技術課題が多
く残されている。
昇とともに誘電損失と導体表面での導体損の増加により
伝送線路上での損失が大きな問題となり、平面アンテナ
のアレー化によるアンテナの高利得化は、給電線路上で
の損失が大きくなる他、マイクロ波ミリ波無線装置内で
の長い伝送路による接続はシステムのトータル性能や効
率を大きく低下させる。そのため、アンテナと高周波平
面回路を一体化する新しい技術の開発が重要となってい
るが、それには今後解決されるべき困難な技術課題が多
く残されている。
【０００５】最も単純な構成として、能動回路とアンテ
ナ回路が同一平面上に近接して配置された場合、高周波
的な相互結合により、アンテナパターンや、発振周波数
あるいは雑音特性等にずれを生じさせ目的とする装置性
能が実現できない不都合が生じやすい。このような場合
空間的な相互結合を厳密に考慮することが必要となる
が、それらは概して複雑であり特別な場合を除いては電
磁界解析の手法での解決は通常困難である。
ナ回路が同一平面上に近接して配置された場合、高周波
的な相互結合により、アンテナパターンや、発振周波数
あるいは雑音特性等にずれを生じさせ目的とする装置性
能が実現できない不都合が生じやすい。このような場合
空間的な相互結合を厳密に考慮することが必要となる
が、それらは概して複雑であり特別な場合を除いては電
磁界解析の手法での解決は通常困難である。
【０００６】以上に述べたように、高周波発振出力を効
率よく発生し、かつ目的に合う指向特性を与え必要な方
向へ放射する送信機技術を実現するためには、発振回路
とアンテナを効率良く機能的に一体化する新しい方法を
開発することが必要である。従来、目的の地点への伝達
すべき高周波信号レベルが不足する場合、その不足分を
補うためには、信号源出力を増加させるか、あるいはア
ンテナ利得を大きくすることで実現する方法が採られて
いた。
率よく発生し、かつ目的に合う指向特性を与え必要な方
向へ放射する送信機技術を実現するためには、発振回路
とアンテナを効率良く機能的に一体化する新しい方法を
開発することが必要である。従来、目的の地点への伝達
すべき高周波信号レベルが不足する場合、その不足分を
補うためには、信号源出力を増加させるか、あるいはア
ンテナ利得を大きくすることで実現する方法が採られて
いた。
【０００７】もし、給電線路の損失による放射効率の低
下を補うに足る十分な高出力の信号源が容易に得られる
と仮定すれば、多素子のアンテナアレーを用い鋭いアン
テナ放射特性を組み合わせることは可能である。しか
し、現実にはミリ波の半導体素子は高周波特性を確保す
るために極微細加工技術を用い微細構造化しており、素
子単体の扱える電力は周波数の増加とともに急速に低下
するため、ミリ波帯では、十分な出力をどのような方法
によって実現するかが重要な技術課題となっている。
下を補うに足る十分な高出力の信号源が容易に得られる
と仮定すれば、多素子のアンテナアレーを用い鋭いアン
テナ放射特性を組み合わせることは可能である。しか
し、現実にはミリ波の半導体素子は高周波特性を確保す
るために極微細加工技術を用い微細構造化しており、素
子単体の扱える電力は周波数の増加とともに急速に低下
するため、ミリ波帯では、十分な出力をどのような方法
によって実現するかが重要な技術課題となっている。
【０００８】マイクロ波・ミリ波帯で十分大きな高周波
信号出力を確保するためには、素子単体から効率よく高
周波出力を発生させる技術の確立が必要であり、さら
に、素子単体から得られた高周波出力を効率よく合成す
るための新しい電力合成技術の開発が必要となってい
る。伝送路の損失が大きな問題となるミリ波帯での電力
合成技術としては、準光学的な空間位相合成による方法
が有望視されている。
信号出力を確保するためには、素子単体から効率よく高
周波出力を発生させる技術の確立が必要であり、さら
に、素子単体から得られた高周波出力を効率よく合成す
るための新しい電力合成技術の開発が必要となってい
る。伝送路の損失が大きな問題となるミリ波帯での電力
合成技術としては、準光学的な空間位相合成による方法
が有望視されている。
【０００９】共振器とアンテナを兼ねる平面パッチと増
幅素子を一体化し高周波電力を空間出力として取り出
し、空間的に電力合成するすための工夫は、Ｙｏｒｋら
（Ｒ．Ａ．Ｙｏｒｋａｎｄ Ｒ．Ｃ．Ｃｏｍｐｔｏｎ，
“Ｑｕａｓｉ−ＯｐｔｉｃａｌＰｏｗｅｒ Ｃｏｍｂｉ
ｎｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｍｕｔｕａｌｌｙ Ｓｙｎｃｈ
ｒｏｎｉｚｅｄ ＯｓｃｉｌｌａｔｏｒＡｒｒａｙ
ｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖ
ｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈ，Ｖｏｌ．ＭＴＴ
−３９，ｐｐ．１０００−１００９，１９９１）に依っ
て開示されている。彼らは、２端子素子であるガンダイ
オードを用いた場合と、３端子素子を用いた場合につい
て開示している。
幅素子を一体化し高周波電力を空間出力として取り出
し、空間的に電力合成するすための工夫は、Ｙｏｒｋら
（Ｒ．Ａ．Ｙｏｒｋａｎｄ Ｒ．Ｃ．Ｃｏｍｐｔｏｎ，
“Ｑｕａｓｉ−ＯｐｔｉｃａｌＰｏｗｅｒ Ｃｏｍｂｉ
ｎｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｍｕｔｕａｌｌｙ Ｓｙｎｃｈ
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−３９，ｐｐ．１０００−１００９，１９９１）に依っ
て開示されている。彼らは、２端子素子であるガンダイ
オードを用いた場合と、３端子素子を用いた場合につい
て開示している。
【００１０】電磁波を効率よく空間に放射するためのア
ンテナ機能と、負性抵抗増幅素子と一体化し発振器を構
成するための共振器機能とを併用する効果的な方法は、
本発明の発明者の一人である松井らによって開示されて
いる（Ｔ．Ｍａｔｓｕｉ ａｎｄ Ｍ．Ｋｉｙｏｋａｗ
ａ，“Ｇａｕｓｓｉａｎ−Ｂｅａｍ Ｏｓｃｉｌｌａｔ
ｏｒ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｖａｖｅ ａｎｄ Ｍｉｌｌ
ｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｅｓ”，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ
Ｎｏ．５，４５０，０４０）。そこでは、球面鏡からな
るファブリペロー型共振器が用いられ空間との結合部は
部分透過性の高反射率鏡面を形成しており、他方の反射
鏡面にはその導体反射鏡面の一部をなす負性抵抗増幅素
子との結合部を設け、その結合は空間との結合部側と比
較し相対的に強い結合とすることで、準光学共振器の内
部に発振エネルギーを蓄積させ、定常状態では内部に形
成された光軸を中心にガウス分布する電磁界をしみ出さ
せるアンテナとして機能し、結果として低サイドローブ
のビーム出力型発振装置として用いることができる。
ンテナ機能と、負性抵抗増幅素子と一体化し発振器を構
成するための共振器機能とを併用する効果的な方法は、
本発明の発明者の一人である松井らによって開示されて
いる（Ｔ．Ｍａｔｓｕｉ ａｎｄ Ｍ．Ｋｉｙｏｋａｗ
ａ，“Ｇａｕｓｓｉａｎ−Ｂｅａｍ Ｏｓｃｉｌｌａｔ
ｏｒ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｖａｖｅ ａｎｄ Ｍｉｌｌ
ｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｅｓ”，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ
Ｎｏ．５，４５０，０４０）。そこでは、球面鏡からな
るファブリペロー型共振器が用いられ空間との結合部は
部分透過性の高反射率鏡面を形成しており、他方の反射
鏡面にはその導体反射鏡面の一部をなす負性抵抗増幅素
子との結合部を設け、その結合は空間との結合部側と比
較し相対的に強い結合とすることで、準光学共振器の内
部に発振エネルギーを蓄積させ、定常状態では内部に形
成された光軸を中心にガウス分布する電磁界をしみ出さ
せるアンテナとして機能し、結果として低サイドローブ
のビーム出力型発振装置として用いることができる。
【００１１】上記の、ガウシアンビーム共振器を用いた
ビーム出力型の発振装置は、アンテナを兼ねる共振器の
空間との結合状態と、共振器と増幅素子との結合強度の
組み合わせを選択設定することで、発振スペクトル純度
を優先するか、発振出力効率を優先するかの選択の自由
度を持ち、共振器部分に温度係数の小さく低損失な石英
を用いることで高Ｑ値による高いスペクトル純度と周波
数安定度を同時に達成でき、良質なビームとして取り出
すことができる等の優れた特徴がある。
ビーム出力型の発振装置は、アンテナを兼ねる共振器の
空間との結合状態と、共振器と増幅素子との結合強度の
組み合わせを選択設定することで、発振スペクトル純度
を優先するか、発振出力効率を優先するかの選択の自由
度を持ち、共振器部分に温度係数の小さく低損失な石英
を用いることで高Ｑ値による高いスペクトル純度と周波
数安定度を同時に達成でき、良質なビームとして取り出
すことができる等の優れた特徴がある。
【００１２】一方で、ガウシアンビーム共振器が、数波
長以上の開口寸法を持つことによる応用上の制限があ
り、さらに高Ｑ値の共振器としての基本的性質があるこ
とから広い範囲の周波数変調や、多周波数の共用等の利
用目的には適していない。また、平面回路との積層化等
に適しているが、一方を球面鏡とする平凸レンズ状共振
器のコストが割高になる問題があり低コスト化の面での
新しい解決策が必要である。
長以上の開口寸法を持つことによる応用上の制限があ
り、さらに高Ｑ値の共振器としての基本的性質があるこ
とから広い範囲の周波数変調や、多周波数の共用等の利
用目的には適していない。また、平面回路との積層化等
に適しているが、一方を球面鏡とする平凸レンズ状共振
器のコストが割高になる問題があり低コスト化の面での
新しい解決策が必要である。
【００１３】以上に述べた従来技術によっては、マイク
ロ波からさらに高い周波数領域のミリ波帯において広帯
域特性と高能率な発振出力、アレー配置化による高利
得、高出力化の要求に適応できる自由度の高さを、全て
同時に達成できる発振装置は実現できていなかった。
ロ波からさらに高い周波数領域のミリ波帯において広帯
域特性と高能率な発振出力、アレー配置化による高利
得、高出力化の要求に適応できる自由度の高さを、全て
同時に達成できる発振装置は実現できていなかった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記の状況
に鑑みてなされたもので、平面的構造の共振器を増幅素
子と一体化し発振器を構成し、同時に当該共振器に空間
への電磁波放射器としての機能を兼ね備えさせ、高い効
率で高周波発振出力を空間に取り出すこと。さらに、そ
れらを平面アレー状に配置し空間的な相互位相同期によ
る高能率な電力合成の実現に適したマイクロ波ミリ波放
射型発振装置を提供することにある。
に鑑みてなされたもので、平面的構造の共振器を増幅素
子と一体化し発振器を構成し、同時に当該共振器に空間
への電磁波放射器としての機能を兼ね備えさせ、高い効
率で高周波発振出力を空間に取り出すこと。さらに、そ
れらを平面アレー状に配置し空間的な相互位相同期によ
る高能率な電力合成の実現に適したマイクロ波ミリ波放
射型発振装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発振装置は、
め、本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発振装置は、
【００１６】一対の扇状導体パッチの中心部が近接し、
かつ円弧部が互いに相対する様に配置し、該一対の扇状
導体パッチの中央部にゲート及びドレインを当該一対の
扇状導体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソース
を接地した電界効果型の高周波トランジスタと、当該各
一対の扇状導体と平行に広がる導体平面とからなり、上
記一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる上記導体平面
との間隔は波長の１５分の１倍から５分の１倍の間であ
り、上記扇状導体パッチの半径は発振波長のほぼ４分の
１の長さであり、扇状導体パッチはそれぞれソースを接
地電位とする別々の直流電源に接続される。
かつ円弧部が互いに相対する様に配置し、該一対の扇状
導体パッチの中央部にゲート及びドレインを当該一対の
扇状導体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソース
を接地した電界効果型の高周波トランジスタと、当該各
一対の扇状導体と平行に広がる導体平面とからなり、上
記一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる上記導体平面
との間隔は波長の１５分の１倍から５分の１倍の間であ
り、上記扇状導体パッチの半径は発振波長のほぼ４分の
１の長さであり、扇状導体パッチはそれぞれソースを接
地電位とする別々の直流電源に接続される。
【００１７】一対の扇状導体パッチの円弧部が互いに相
対する様に接近して配置した同じ材料で同じ形状で同じ
寸法に作られた複数対の扇状導体パッチと、各一対の扇
状導体パッチの中央部にゲート及びドレインを各一対の
扇状導体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソース
を接地した同じ種類の同じ特性の電界効果型の高周波ト
ランジスタとからなり、高周波トランジスタと一体化し
た上記複数対の扇状導体パッチは同一の面上に同じ向き
の極性と成るようにアレー状に配置される。
対する様に接近して配置した同じ材料で同じ形状で同じ
寸法に作られた複数対の扇状導体パッチと、各一対の扇
状導体パッチの中央部にゲート及びドレインを各一対の
扇状導体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソース
を接地した同じ種類の同じ特性の電界効果型の高周波ト
ランジスタとからなり、高周波トランジスタと一体化し
た上記複数対の扇状導体パッチは同一の面上に同じ向き
の極性と成るようにアレー状に配置される。
【００１８】各一対の扇状導体パッチの中央部にゲート
及びドレインを各一対の扇状導体パッチの異なる一方に
それぞれ接続し、ソースを接地した電界効果型の高周波
トランジスタに替えて、該一対の扇状導体パッチの中央
部にベース及びコレクタを該一対の扇状導体パッチの異
なる一方にそれぞれ接続し、エミッタを接地した接合型
の高周波トランジスタとからなる。
及びドレインを各一対の扇状導体パッチの異なる一方に
それぞれ接続し、ソースを接地した電界効果型の高周波
トランジスタに替えて、該一対の扇状導体パッチの中央
部にベース及びコレクタを該一対の扇状導体パッチの異
なる一方にそれぞれ接続し、エミッタを接地した接合型
の高周波トランジスタとからなる。
【００１９】また、該一対の扇状導体パッチの中央部に
配置する高周波トランジスタは複数の並列接続である。
配置する高周波トランジスタは複数の並列接続である。
【００２０】
【作用】上記構成のマイクロ波ミリ波放射型発振装置に
よれば、一対の扇状導体パッチは両端の長さが半波長と
ほぼ等しい電磁波に対し共振特性を持ち、また扇状導体
パッチ面と平行に広がる導体平面との間隔が、通常のス
トリップ線路あるいは、平面アンテナ基板に用いられる
回路基板の厚さに比較し３〜１０倍の程度と大きいこと
から、一対の扇状導体パッチは共振周波数に於いて空間
と整合が取れた平面アンテナとはならず、空間に対して
弱く結合する平面共振器となる。一対の扇状導体パッチ
の中央部の電界効果型の高周波トランジスタのゲート及
びドレインは該一対の扇状導体パッチの異なる一方に接
続され、それぞれ直流バイアスされソースを接地してお
り、ソース接地の高周波増幅器が形成されており、ゲー
ト側に発生した雑音信号は増幅されドレインに接続され
た扇状導体パッチに高周波電流を誘起し、該扇状導体パ
ッチと背面の平行導体面との間を高周波電磁界は導波さ
れ半径方向へ伝搬し、該扇状導体パッチの先端に達した
後、大部分は反射され逆向きに戻る。更に他の一方の扇
状導体パッチの側を伝搬・往復し、中央の電界効果型の
高周波トランジスタのゲート側に入射し、再増幅され
る。上記一対の扇状導体パッチと背面の平行導体面とで
形成される導波路は、当該高周波トランジスタによる増
幅器の帰還回路を形成し、このとき、一対の扇状導体パ
ッチの両端の長さに対応した共振周波数と一致し、増幅
器の出力から入力への帰還が正帰還位相の関係を満足す
る周波数成分について発振が成長し、一対の扇状導体パ
ッチの平面共振器にエネルギーが蓄積される。空間に対
して弱く結合する該一対の扇状導体パッチと高周波トラ
ンジスタからなる平面共振器から蓄積された高周波エネ
ルギーの一部が定常状態では一定の割合で空間に放射さ
れる。一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる導体平面
との間隔を波長の１５分の１から５分の１の間で選択す
ることで、一対の扇状導体パッチの共振周波数に於ける
空間との整合を選択でき、さらに一対の扇状導体パッチ
の開き角度を選択設定することで該平面共振器と高周波
増幅器の結合強度を選択調整でき、外部に接続された直
流電源からの電力を高い効率で高周波発振出力として空
間に取り出すことができるマイクロ波ミリ波放射型発振
装置が実現できる。
よれば、一対の扇状導体パッチは両端の長さが半波長と
ほぼ等しい電磁波に対し共振特性を持ち、また扇状導体
パッチ面と平行に広がる導体平面との間隔が、通常のス
トリップ線路あるいは、平面アンテナ基板に用いられる
回路基板の厚さに比較し３〜１０倍の程度と大きいこと
から、一対の扇状導体パッチは共振周波数に於いて空間
と整合が取れた平面アンテナとはならず、空間に対して
弱く結合する平面共振器となる。一対の扇状導体パッチ
の中央部の電界効果型の高周波トランジスタのゲート及
びドレインは該一対の扇状導体パッチの異なる一方に接
続され、それぞれ直流バイアスされソースを接地してお
り、ソース接地の高周波増幅器が形成されており、ゲー
ト側に発生した雑音信号は増幅されドレインに接続され
た扇状導体パッチに高周波電流を誘起し、該扇状導体パ
ッチと背面の平行導体面との間を高周波電磁界は導波さ
れ半径方向へ伝搬し、該扇状導体パッチの先端に達した
後、大部分は反射され逆向きに戻る。更に他の一方の扇
状導体パッチの側を伝搬・往復し、中央の電界効果型の
高周波トランジスタのゲート側に入射し、再増幅され
る。上記一対の扇状導体パッチと背面の平行導体面とで
形成される導波路は、当該高周波トランジスタによる増
幅器の帰還回路を形成し、このとき、一対の扇状導体パ
ッチの両端の長さに対応した共振周波数と一致し、増幅
器の出力から入力への帰還が正帰還位相の関係を満足す
る周波数成分について発振が成長し、一対の扇状導体パ
ッチの平面共振器にエネルギーが蓄積される。空間に対
して弱く結合する該一対の扇状導体パッチと高周波トラ
ンジスタからなる平面共振器から蓄積された高周波エネ
ルギーの一部が定常状態では一定の割合で空間に放射さ
れる。一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる導体平面
との間隔を波長の１５分の１から５分の１の間で選択す
ることで、一対の扇状導体パッチの共振周波数に於ける
空間との整合を選択でき、さらに一対の扇状導体パッチ
の開き角度を選択設定することで該平面共振器と高周波
増幅器の結合強度を選択調整でき、外部に接続された直
流電源からの電力を高い効率で高周波発振出力として空
間に取り出すことができるマイクロ波ミリ波放射型発振
装置が実現できる。
【００２１】また、上記構成のマイクロ波ミリ波放射型
発振装置によれば、該一対の扇状導体パッチと電界効果
型の高周波トランジスタを一体化した個々の放射型発振
装置は、上記のごとく外部に接続された直流電源からの
電力を高い効率で高周波発振出力として空間に取り出す
ことができるマイクロ波ミリ波の放射型発振装置として
作用する。しかるに、複数対の扇状導体パッチが、同じ
材料で同じ形状の同じ寸法に作られ、各一対の扇状導体
パッチの中央部にゲート及びドレインを各一対の扇状導
体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソースを接地
した同じ種類の同じ特性の電界効果型の高周波トランジ
スタとから構成されることから、それぞれがほぼ同じ周
波数のマイクロ波ミリ波の放射型発振装置となり、それ
ぞれが高い効率の高周波発振装置として動作し、かつ高
周波トランジスタの極性が同じ向きに成るように同一面
状にアレー状に配置されていることから、それぞれの放
射型発振装置は周囲に隣接する同様の放射型発振装置の
出力との間で相互同期し全体として、極めて高い効率の
空間電力合成が可能なマイクロ波ミリ波放射型発振装置
が実現できる。
発振装置によれば、該一対の扇状導体パッチと電界効果
型の高周波トランジスタを一体化した個々の放射型発振
装置は、上記のごとく外部に接続された直流電源からの
電力を高い効率で高周波発振出力として空間に取り出す
ことができるマイクロ波ミリ波の放射型発振装置として
作用する。しかるに、複数対の扇状導体パッチが、同じ
材料で同じ形状の同じ寸法に作られ、各一対の扇状導体
パッチの中央部にゲート及びドレインを各一対の扇状導
体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソースを接地
した同じ種類の同じ特性の電界効果型の高周波トランジ
スタとから構成されることから、それぞれがほぼ同じ周
波数のマイクロ波ミリ波の放射型発振装置となり、それ
ぞれが高い効率の高周波発振装置として動作し、かつ高
周波トランジスタの極性が同じ向きに成るように同一面
状にアレー状に配置されていることから、それぞれの放
射型発振装置は周囲に隣接する同様の放射型発振装置の
出力との間で相互同期し全体として、極めて高い効率の
空間電力合成が可能なマイクロ波ミリ波放射型発振装置
が実現できる。
【００２２】また、各一対の扇状導体パッチの中央部に
ゲート及びドレインを各一対の扇状導体パッチの異なる
一方にそれぞれ接続し、ソースを接地した電界効果型の
高周波トランジスタに替えて、該一対の扇状導体パッチ
の中央部にベース及びコレクタを該一対の扇状導体パッ
チの異なる一方にそれぞれ接続し、エミッタを接地した
接合型の高周波トランジスタとからなることから、接合
型の高周波トランジスタの特性を生かした低雑音のマイ
クロ波ミリ波放射型発振装置あるいは高い効率の空間電
力合成が可能なマイクロ波ミリ波放射型発振装置が実現
できる。
ゲート及びドレインを各一対の扇状導体パッチの異なる
一方にそれぞれ接続し、ソースを接地した電界効果型の
高周波トランジスタに替えて、該一対の扇状導体パッチ
の中央部にベース及びコレクタを該一対の扇状導体パッ
チの異なる一方にそれぞれ接続し、エミッタを接地した
接合型の高周波トランジスタとからなることから、接合
型の高周波トランジスタの特性を生かした低雑音のマイ
クロ波ミリ波放射型発振装置あるいは高い効率の空間電
力合成が可能なマイクロ波ミリ波放射型発振装置が実現
できる。
【００２３】また、該一対の扇状導体パッチの中央部に
配置する高周波トランジスタは２個ないしは３個以上の
並列接続であることから、単体の高周波トランジスタの
ときの飽和電力に比較し並列の個数倍又は最大並列個数
の自乗倍に比例して増加し、共振器内に蓄積できる飽和
電力が大幅に改善され、共振器内により多くのエネルギ
ーを蓄積する状態まで発振が成長可能であり、より高い
発振スペクトル純度と大きな発振出力を持つマイクロ波
ミリ波放射型発振装置が実現できる。
配置する高周波トランジスタは２個ないしは３個以上の
並列接続であることから、単体の高周波トランジスタの
ときの飽和電力に比較し並列の個数倍又は最大並列個数
の自乗倍に比例して増加し、共振器内に蓄積できる飽和
電力が大幅に改善され、共振器内により多くのエネルギ
ーを蓄積する状態まで発振が成長可能であり、より高い
発振スペクトル純度と大きな発振出力を持つマイクロ波
ミリ波放射型発振装置が実現できる。
【００２４】
【実施例】以下、この発明の実施例について、図面を参
照して詳細に説明する。
照して詳細に説明する。
【００２５】図１は、公知の高周波帯発振装置の一構成
の概念を示す説明図であり、共振器１と負性抵抗増幅回
路２が導波路４により接続され、負荷３は負性抵抗増幅
回路２の他の端子に導波路５によって取り付けられ発振
電力が共振器１とは別のポートから取り出される場合を
示している。これは、マイクロ波以下の周波数帯の携帯
用通信装置等に広く用いられている発振装置の構成であ
り、共振器１には高誘電率の小型化した誘電体共振器等
が組み込まれている。
の概念を示す説明図であり、共振器１と負性抵抗増幅回
路２が導波路４により接続され、負荷３は負性抵抗増幅
回路２の他の端子に導波路５によって取り付けられ発振
電力が共振器１とは別のポートから取り出される場合を
示している。これは、マイクロ波以下の周波数帯の携帯
用通信装置等に広く用いられている発振装置の構成であ
り、共振器１には高誘電率の小型化した誘電体共振器等
が組み込まれている。
【００２６】これに対し、図２は、発振用共振器が電磁
波の出力部分を兼ねる公知の発振装置の一構成の概念を
示す説明図であり、共振器１の内部に負性抵抗増幅回路
２が組み込まれ、負荷３は発振電力を共振器外部へ取り
出すことによる損失の付加分を表現している。この構成
例を代表するものに、増幅媒質を共振器内部に持つレー
ザー発振装置があり、この場合、レーザー共振器の部分
透過性の反射鏡面から空間にビームとして発振電力を取
り出すことが負荷３に対応している。
波の出力部分を兼ねる公知の発振装置の一構成の概念を
示す説明図であり、共振器１の内部に負性抵抗増幅回路
２が組み込まれ、負荷３は発振電力を共振器外部へ取り
出すことによる損失の付加分を表現している。この構成
例を代表するものに、増幅媒質を共振器内部に持つレー
ザー発振装置があり、この場合、レーザー共振器の部分
透過性の反射鏡面から空間にビームとして発振電力を取
り出すことが負荷３に対応している。
【００２７】図３は、発振用共振器が電磁波の出力部分
を兼ねる公知の放射型発振装置の他の構成の概念を示す
説明図であり、共振器１と負性抵抗増幅回路２が導波路
４で接続され、インピーダンスＺＬで表現される負荷３
は高周波発振電力をビーム５の形で共振器外部へ取り出
すことによる損失の付加分を表現している。この構成例
は本願発明者の一人らによって、ガウシアンビーム共振
器と負性抵抗増幅素子を一体化したマイクロ波・ミリ波
帯発振装置（Ｇａｕｓｓｉａｎ−Ｂｅａｍ Ｏｓｃｉｌ
ｌａｔｏｒ Ｆｏｒ ＭｉｃｒｏｗａｖｅＡｎｄ Ｍｉ
ｌｌｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｃ，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｃｎｔ
Ｎｏ．５，４５０，０４０）として開示された。図３に
よる公知の発振装置は原理的には図２の構成に基づくも
のの変形であるが、増幅媒質を共振器外部に取り出すこ
とで発振条件の制御可能なパラメータを２つ確保でき発
振装置技術上有利な条件を達成している。
を兼ねる公知の放射型発振装置の他の構成の概念を示す
説明図であり、共振器１と負性抵抗増幅回路２が導波路
４で接続され、インピーダンスＺＬで表現される負荷３
は高周波発振電力をビーム５の形で共振器外部へ取り出
すことによる損失の付加分を表現している。この構成例
は本願発明者の一人らによって、ガウシアンビーム共振
器と負性抵抗増幅素子を一体化したマイクロ波・ミリ波
帯発振装置（Ｇａｕｓｓｉａｎ−Ｂｅａｍ Ｏｓｃｉｌ
ｌａｔｏｒ Ｆｏｒ ＭｉｃｒｏｗａｖｅＡｎｄ Ｍｉ
ｌｌｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｃ，Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｃｎｔ
Ｎｏ．５，４５０，０４０）として開示された。図３に
よる公知の発振装置は原理的には図２の構成に基づくも
のの変形であるが、増幅媒質を共振器外部に取り出すこ
とで発振条件の制御可能なパラメータを２つ確保でき発
振装置技術上有利な条件を達成している。
【００２８】図４は、図３の構成の具体的な実施例の一
つである公知のビーム出力型マイクロ波ミリ波発振装置
の構成の概念を示す説明図であり、ここで図３の共振器
１は、部分透過性の球面反射鏡面６と導体反射鏡面７か
らなるファブリペロー型の共振器８であり、負性抵抗増
幅回路２は、共振器１の導体反射鏡面７の一部をなす結
合領域９と導波路４により接続され、部分透過性の反射
鏡面６としては２次元の導体薄膜格子等が用いられ、反
射鏡面６及び導体反射鏡面７のいずれかは球面鏡である
ことから共振モードは光軸を中心としたガウス分布をな
す。さらに反射鏡面６の反射率は他方の導体反射鏡面７
の反射率に比べ高く設定され、負性抵抗増幅回路側から
見た共振器８は、見かけ上一端子の共振器となる様に空
間と弱く結合する共振器として構成されており、共振器
と負性抵抗増幅回路との相互作用により発振が成長し共
振器内に蓄積される高周波エネルギーが増加し、それと
ともに部分透過性の反射鏡面６からガウシアンビームと
して漏れ出るビーム出力１０の電力が増加し、負性抵抗
増幅回路２による利得と発振出力を含むトータルの損失
が釣り合った状態で定常状態となる。
つである公知のビーム出力型マイクロ波ミリ波発振装置
の構成の概念を示す説明図であり、ここで図３の共振器
１は、部分透過性の球面反射鏡面６と導体反射鏡面７か
らなるファブリペロー型の共振器８であり、負性抵抗増
幅回路２は、共振器１の導体反射鏡面７の一部をなす結
合領域９と導波路４により接続され、部分透過性の反射
鏡面６としては２次元の導体薄膜格子等が用いられ、反
射鏡面６及び導体反射鏡面７のいずれかは球面鏡である
ことから共振モードは光軸を中心としたガウス分布をな
す。さらに反射鏡面６の反射率は他方の導体反射鏡面７
の反射率に比べ高く設定され、負性抵抗増幅回路側から
見た共振器８は、見かけ上一端子の共振器となる様に空
間と弱く結合する共振器として構成されており、共振器
と負性抵抗増幅回路との相互作用により発振が成長し共
振器内に蓄積される高周波エネルギーが増加し、それと
ともに部分透過性の反射鏡面６からガウシアンビームと
して漏れ出るビーム出力１０の電力が増加し、負性抵抗
増幅回路２による利得と発振出力を含むトータルの損失
が釣り合った状態で定常状態となる。
【００２９】図４に開示の構成では、部分透過性反射鏡
面６及び導体反射鏡面７の反射率すなわち空間との結合
強度と負性抵抗増幅回路との結合強度を独立に設定でき
ることから、結合領域と導波路４の組み合わせによる位
相調整を含め、発振装置としての基本的な二つの調整項
目が実質的に制御できる。しかし、一方で、ガウシアン
ビーム共振器が、数波長以上の開口寸法を持つことによ
る応用上の制限があり、さらに高Ｑ値の共振器としての
基本的性質があることから広い周波数帯域特性を要求す
る利用目的には適していない。
面６及び導体反射鏡面７の反射率すなわち空間との結合
強度と負性抵抗増幅回路との結合強度を独立に設定でき
ることから、結合領域と導波路４の組み合わせによる位
相調整を含め、発振装置としての基本的な二つの調整項
目が実質的に制御できる。しかし、一方で、ガウシアン
ビーム共振器が、数波長以上の開口寸法を持つことによ
る応用上の制限があり、さらに高Ｑ値の共振器としての
基本的性質があることから広い周波数帯域特性を要求す
る利用目的には適していない。
【００３０】図５は、負性抵抗増幅回路とアンテナ素子
を同一平面に近接して配置する公知の発振装置の構成を
示す説明図である。高周波トランジスタ１２は、ストリ
ップラインから成る共振器１と一体化され負性抵抗増幅
回路として発振器が構成され直流バイアスラインから供
給される直流電力は高周波電力に変換され、一体化して
接続されたスロットアンテナ２３を通じて空間へ放射さ
れる。この場合、発振はスタブ１３やストリップライン
共振器１直流バイアスライン１１及びスロットアンテナ
２３の相互間に避けがたい結合があるためインピーダン
ス整合や共振周波数、配線位置等の僅かな違いで複雑に
影響し合い、発振スペクトル、発振出力、放射パターン
特性に敏感に影響するため現実的に扱い難い構成であ
る。
を同一平面に近接して配置する公知の発振装置の構成を
示す説明図である。高周波トランジスタ１２は、ストリ
ップラインから成る共振器１と一体化され負性抵抗増幅
回路として発振器が構成され直流バイアスラインから供
給される直流電力は高周波電力に変換され、一体化して
接続されたスロットアンテナ２３を通じて空間へ放射さ
れる。この場合、発振はスタブ１３やストリップライン
共振器１直流バイアスライン１１及びスロットアンテナ
２３の相互間に避けがたい結合があるためインピーダン
ス整合や共振周波数、配線位置等の僅かな違いで複雑に
影響し合い、発振スペクトル、発振出力、放射パターン
特性に敏感に影響するため現実的に扱い難い構成であ
る。
【００３１】一方、図６にＲ．Ａ．Ｙｏｒｋらに依って
開示された平面導体パッチが発振用共振器と電磁波の出
力部分を兼ねる公知の放射型発振装置の一構成例を示す
（Ｒ．Ａ．Ｙｏｒｋ ａｎｄ Ｒ．Ｃ．Ｃｏｍｐｔｏ
ｎ，″Ｑｕａｓｉ−Ｏｐｔｉｃａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏ
ｍｂｉｎｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｍｕｔｕａｌｌｙ Ｓｙ
ｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ａｒｒ
ａｙｓ″，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ
Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．ＭＴＴ−３９，
ｐｐ１０００−１００９，１９９１）。幅の広い二つの
低インピーダンスマイクロストリップ線路となる方形導
体パッチ１５を狭いギャップ１６を隔てて配置し、ソー
ス接地の電界効果型（ＦＥＴ）の高周波トランジスタ１
２のドレインとゲートをそれぞれの低インピーダンスマ
イクロストリップ線路に接続し、この二つの低インピー
ダンスマイクロストリップ線路に、それぞれ直流バイア
スライン１１により直接バイアスを取りかつ、この狭い
ギャップ１６による容量的な結合を増幅器の正帰還回路
とすることで高周波的に共振器側から見て負性抵抗増幅
回路となるようにし簡易なマイクロ波ミリ波放射型発振
装置を構成する方法として開示されている。
開示された平面導体パッチが発振用共振器と電磁波の出
力部分を兼ねる公知の放射型発振装置の一構成例を示す
（Ｒ．Ａ．Ｙｏｒｋ ａｎｄ Ｒ．Ｃ．Ｃｏｍｐｔｏ
ｎ，″Ｑｕａｓｉ−Ｏｐｔｉｃａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏ
ｍｂｉｎｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｍｕｔｕａｌｌｙ Ｓｙ
ｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ａｒｒ
ａｙｓ″，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ
Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．ＭＴＴ−３９，
ｐｐ１０００−１００９，１９９１）。幅の広い二つの
低インピーダンスマイクロストリップ線路となる方形導
体パッチ１５を狭いギャップ１６を隔てて配置し、ソー
ス接地の電界効果型（ＦＥＴ）の高周波トランジスタ１
２のドレインとゲートをそれぞれの低インピーダンスマ
イクロストリップ線路に接続し、この二つの低インピー
ダンスマイクロストリップ線路に、それぞれ直流バイア
スライン１１により直接バイアスを取りかつ、この狭い
ギャップ１６による容量的な結合を増幅器の正帰還回路
とすることで高周波的に共振器側から見て負性抵抗増幅
回路となるようにし簡易なマイクロ波ミリ波放射型発振
装置を構成する方法として開示されている。
【００３２】また、図７は、平面導体パッチが発振用共
振器と電磁波の出力部分を兼ねる公知の放射型発振装置
の他の例で（Ｒ．Ａ．Ｆｌｙｎｔ，Ｊ．Ａ．Ｎａｖａｒ
ｒｏａｎｄ Ｋ．Ｃｈａｎｇ，“Ｌｏｗ Ｃｏｓｔ ａ
ｎｄＣｏｍｐａｃｔ Ａｃｔｉｖｅ Ｉｎｔｃｇｒａｔ
ｃｄ Ａｎｔｃｎｎａ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｆｏｒ
Ｓｙｓｔｅｍ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”，ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙ Ｔ
ｅｃｈ，Ｖｏｌ．４４，ｐｐ．１６４２−１６４９，１
９９６）、半円形導体パッチ１７を互いに向かい合わ
せ、中央に電界効果型（ＦＥＴ）の高周波トランジスタ
１２を配置しており原理的には、図７に開示されている
例と同様な構成の放射型発振装置であって、二つの半円
形導体パッチ１７のギャップ１６間をチップキャパシタ
１８で容量的に結合し、正帰還による負性抵抗条件を満
足させるために位相条件を作り出している。
振器と電磁波の出力部分を兼ねる公知の放射型発振装置
の他の例で（Ｒ．Ａ．Ｆｌｙｎｔ，Ｊ．Ａ．Ｎａｖａｒ
ｒｏａｎｄ Ｋ．Ｃｈａｎｇ，“Ｌｏｗ Ｃｏｓｔ ａ
ｎｄＣｏｍｐａｃｔ Ａｃｔｉｖｅ Ｉｎｔｃｇｒａｔ
ｃｄ Ａｎｔｃｎｎａ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｆｏｒ
Ｓｙｓｔｅｍ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”，ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙ Ｔ
ｅｃｈ，Ｖｏｌ．４４，ｐｐ．１６４２−１６４９，１
９９６）、半円形導体パッチ１７を互いに向かい合わ
せ、中央に電界効果型（ＦＥＴ）の高周波トランジスタ
１２を配置しており原理的には、図７に開示されている
例と同様な構成の放射型発振装置であって、二つの半円
形導体パッチ１７のギャップ１６間をチップキャパシタ
１８で容量的に結合し、正帰還による負性抵抗条件を満
足させるために位相条件を作り出している。
【００３３】発振が成長し共振器内に電磁波エネルギー
が蓄積されるためには、ＦＥＴ（トランジスタ）のゲー
ト側への帰還が適当な位相と比率で行われる必要があ
る。帰還位相と振幅の組み合わせが共振器からみて負性
抵抗増幅回路の条件になるとき、発振が可能となり共振
器に高周波電磁界が蓄積される。その際、共振器から見
て負性抵抗回路に見えるためにはトランジスタ増幅器へ
の正帰還条件が満足される必要があり、さらに共振器と
空間との間の弱い結合が確保されることが基本条件とし
て要求される。
が蓄積されるためには、ＦＥＴ（トランジスタ）のゲー
ト側への帰還が適当な位相と比率で行われる必要があ
る。帰還位相と振幅の組み合わせが共振器からみて負性
抵抗増幅回路の条件になるとき、発振が可能となり共振
器に高周波電磁界が蓄積される。その際、共振器から見
て負性抵抗回路に見えるためにはトランジスタ増幅器へ
の正帰還条件が満足される必要があり、さらに共振器と
空間との間の弱い結合が確保されることが基本条件とし
て要求される。
【００３４】しかるに、図６及び図７に開示のアンテナ
機能を兼ねる共振器を用いた放射型発振装置の場合、高
周波トランジスタへの正帰還条件についてキャパシタン
スにより調整すべく工夫されている。しかし、二つの方
形導体パッチの間の狭いギャップ幅を変化させキャパシ
タンスを調整する図６に開示の方式は調整の自由度が十
分でなく。また、円形導体パッチの間をチップキャパシ
タで結合する図７に開示の方法は、ミリ波帯ではそのま
ま有効ではなく、同様に調整の自由度に欠ける欠点があ
る。さらに、上述の様に共振器である導体パッチと空間
との間の弱い結合状態の確保に関していずれの方式でも
考慮されておらず、空間と共振器の弱い結合状態の実現
方法に関して開示されていない。したがって、図６及び
図７に開示のアンテナ機能を兼ねる共振器を用いた放射
型発振装置によっては、最適な発振状態を実現する手法
は開示されていない。
機能を兼ねる共振器を用いた放射型発振装置の場合、高
周波トランジスタへの正帰還条件についてキャパシタン
スにより調整すべく工夫されている。しかし、二つの方
形導体パッチの間の狭いギャップ幅を変化させキャパシ
タンスを調整する図６に開示の方式は調整の自由度が十
分でなく。また、円形導体パッチの間をチップキャパシ
タで結合する図７に開示の方法は、ミリ波帯ではそのま
ま有効ではなく、同様に調整の自由度に欠ける欠点があ
る。さらに、上述の様に共振器である導体パッチと空間
との間の弱い結合状態の確保に関していずれの方式でも
考慮されておらず、空間と共振器の弱い結合状態の実現
方法に関して開示されていない。したがって、図６及び
図７に開示のアンテナ機能を兼ねる共振器を用いた放射
型発振装置によっては、最適な発振状態を実現する手法
は開示されていない。
【００３５】しかるに、本発明によれば、図３を用いて
説明したファブリペロー型の共振器技術を用いた発振用
共振器が電磁波の出力部分を兼ねる公知の放射型発振装
置で実現しているのと同じように、平面導体パッチが発
振用共振器と電磁波の出力部分を兼ねる公知の放射型発
振装置で、発振条件の最適化に必要な制御可能なパラメ
ータを２つ確保し、高い効率で高周波発振出力を空間に
取り出すこと。さらに、それらを平面アレー状に配置し
空間的な相互位相同期による高能率な電力合成の実現に
適したマイクロ波ミリ波放射型発振装置を提供できる。
説明したファブリペロー型の共振器技術を用いた発振用
共振器が電磁波の出力部分を兼ねる公知の放射型発振装
置で実現しているのと同じように、平面導体パッチが発
振用共振器と電磁波の出力部分を兼ねる公知の放射型発
振装置で、発振条件の最適化に必要な制御可能なパラメ
ータを２つ確保し、高い効率で高周波発振出力を空間に
取り出すこと。さらに、それらを平面アレー状に配置し
空間的な相互位相同期による高能率な電力合成の実現に
適したマイクロ波ミリ波放射型発振装置を提供できる。
【００３６】図８は、本発明によるマイクロ波ミリ波放
射型発振装置の平面構成を示す説明図であり、また図９
は、本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発振装置の断
面構成を示す説明図である。一対の扇状導体パッチ１９
は、その中心部が互いに近接し、かつ円弧部が互いに相
対する様に配置され、該一対の扇状導体パッチ１９の中
央部にゲート及びドレインを当該一対の扇状導体パッチ
の異なる一方にそれぞれ接続し、ソースを接地した電界
効果型の高周波トランジスタ１２と、当該各一対の扇状
導体と平行に広がる導体平面２０とからなり、上記一対
の扇状導体パッチ１９面と平行に広がる上記導体平面２
０との間隔は波長の１５分の１倍から５分の１倍の間で
あり、上記扇状導体パッチ１９の半径は発振波長のほぼ
４分の１の長さであり、扇状導体パッチは直流バイアス
ラインにより１１それぞれソースを接地電位とする別々
の直流電源に接続される。図１０では、扇状導体パッチ
１９及び導体平面２０が低損失の誘電体基板２１の両面
に形成されている場合を示している。
射型発振装置の平面構成を示す説明図であり、また図９
は、本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発振装置の断
面構成を示す説明図である。一対の扇状導体パッチ１９
は、その中心部が互いに近接し、かつ円弧部が互いに相
対する様に配置され、該一対の扇状導体パッチ１９の中
央部にゲート及びドレインを当該一対の扇状導体パッチ
の異なる一方にそれぞれ接続し、ソースを接地した電界
効果型の高周波トランジスタ１２と、当該各一対の扇状
導体と平行に広がる導体平面２０とからなり、上記一対
の扇状導体パッチ１９面と平行に広がる上記導体平面２
０との間隔は波長の１５分の１倍から５分の１倍の間で
あり、上記扇状導体パッチ１９の半径は発振波長のほぼ
４分の１の長さであり、扇状導体パッチは直流バイアス
ラインにより１１それぞれソースを接地電位とする別々
の直流電源に接続される。図１０では、扇状導体パッチ
１９及び導体平面２０が低損失の誘電体基板２１の両面
に形成されている場合を示している。
【００３７】上記構成のマイクロ波ミリ波放射型発振装
置によれば、一対の扇状導体パッチ１９は両端の長さが
半波長とほぼ等しい電磁波に対し共振特性を持ち、また
扇状導体パッチ面と平行に広がる導体平面２０との間隔
が、通常のストリップ線路あるいは、平面アンテナ基板
に用いられる回路基板の厚さに比較し３〜１０倍の程度
と大きいことから、一対の扇状導体パッチ１９は共振周
波数に於いて空間と整合が取れた平面アンテナとはなら
ず、空間に対して弱く結合する平面共振器となる。一対
の扇状導体パッチ１９の中央部の電界効果型の高周波ト
ランジスタ１２のゲート及びドレインは該一対の扇状導
体パッチ１９の異なる一方に接続され、それぞれ直流バ
イアスされソースを接地しており、ソース接地の高周波
増幅器が形成されており、ゲート側に発生した雑音信号
は増幅されドレインに接続された扇状導体パッチ１９に
高周波電流を誘起し、該扇状導体パッチ１９と背面の平
行導体面２１との間を高周波電磁界は導波され半径方向
へ伝搬し、該扇状導体パッチ１９の先端に達した後、大
部分は反射され逆向きに戻る。更に他の一方の扇状導体
パッチ１９の側を伝搬・往復し、中央の電界効果型の高
周波トランジスタ１２のゲート側に入射し、再増幅され
る。上記一対の扇状導体パッチと背面の平行導体平面２
１とで形成される導波路は、当該高周波トランジスタ１
２による増幅器の帰還回路を形成し、このとき、一対の
扇状導体パッチ１９の両端の長さに対応した共振周波数
と一致し、増幅器の出力から入力への帰還が正帰還位相
の関係を満足する周波数成分について発振が成長し、一
対の扇状導体パッチ１９の平面共振器にエネルギーが蓄
積される。空間に対して弱く結合する該一対の扇状導体
パッチ１９と高周波トランジスタ１２からなる平面共振
器から蓄積された高周波エネルギーの一部が定常状態で
は放射出力２２として一定の割合で空間に放射される。
一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる導体平面２０と
の間隔を波長の１５分の１から５分の１の間で選択する
ことで、一対の扇状導体パッチの共振周波数に於ける空
間との整合を選択でき、さらに一対の扇状導体パッチ１
９の開き角度θを選択設定することで一対の扇状導体パ
ッチの縁からの反射波と中心付近に配置された高周波ト
ランジスタへの正帰還条件が実効的に変化できることが
実験的に明らかに成った。これにより、該一対の扇状導
体パッチ１９と高周波トランジスタ１２からなる平面共
振器と高周波増幅器の結合強度を選択調整でき、かつ発
振回路の正帰還条件を微調整出来ることから外部に接続
された直流電源からの電力を高い効率で高周波発振出力
として空間に取り出すことができるマイクロ波ミリ波放
射型発振装置が実現できる。
置によれば、一対の扇状導体パッチ１９は両端の長さが
半波長とほぼ等しい電磁波に対し共振特性を持ち、また
扇状導体パッチ面と平行に広がる導体平面２０との間隔
が、通常のストリップ線路あるいは、平面アンテナ基板
に用いられる回路基板の厚さに比較し３〜１０倍の程度
と大きいことから、一対の扇状導体パッチ１９は共振周
波数に於いて空間と整合が取れた平面アンテナとはなら
ず、空間に対して弱く結合する平面共振器となる。一対
の扇状導体パッチ１９の中央部の電界効果型の高周波ト
ランジスタ１２のゲート及びドレインは該一対の扇状導
体パッチ１９の異なる一方に接続され、それぞれ直流バ
イアスされソースを接地しており、ソース接地の高周波
増幅器が形成されており、ゲート側に発生した雑音信号
は増幅されドレインに接続された扇状導体パッチ１９に
高周波電流を誘起し、該扇状導体パッチ１９と背面の平
行導体面２１との間を高周波電磁界は導波され半径方向
へ伝搬し、該扇状導体パッチ１９の先端に達した後、大
部分は反射され逆向きに戻る。更に他の一方の扇状導体
パッチ１９の側を伝搬・往復し、中央の電界効果型の高
周波トランジスタ１２のゲート側に入射し、再増幅され
る。上記一対の扇状導体パッチと背面の平行導体平面２
１とで形成される導波路は、当該高周波トランジスタ１
２による増幅器の帰還回路を形成し、このとき、一対の
扇状導体パッチ１９の両端の長さに対応した共振周波数
と一致し、増幅器の出力から入力への帰還が正帰還位相
の関係を満足する周波数成分について発振が成長し、一
対の扇状導体パッチ１９の平面共振器にエネルギーが蓄
積される。空間に対して弱く結合する該一対の扇状導体
パッチ１９と高周波トランジスタ１２からなる平面共振
器から蓄積された高周波エネルギーの一部が定常状態で
は放射出力２２として一定の割合で空間に放射される。
一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる導体平面２０と
の間隔を波長の１５分の１から５分の１の間で選択する
ことで、一対の扇状導体パッチの共振周波数に於ける空
間との整合を選択でき、さらに一対の扇状導体パッチ１
９の開き角度θを選択設定することで一対の扇状導体パ
ッチの縁からの反射波と中心付近に配置された高周波ト
ランジスタへの正帰還条件が実効的に変化できることが
実験的に明らかに成った。これにより、該一対の扇状導
体パッチ１９と高周波トランジスタ１２からなる平面共
振器と高周波増幅器の結合強度を選択調整でき、かつ発
振回路の正帰還条件を微調整出来ることから外部に接続
された直流電源からの電力を高い効率で高周波発振出力
として空間に取り出すことができるマイクロ波ミリ波放
射型発振装置が実現できる。
【００３８】図１０は、本発明によるマイクロ波ミリ波
放射型発振装置の発振効率と基板厚ｈに対する変化を扇
状導体パッチの開き角度θをパラメータにまとめた図で
ある。本実験は１０ＧＨｚ帯で行った結果であり、角度
θが、０度、４５度および９０度の３種類の場合につい
て示している。縦軸はトランジスタで消費される直流電
力に対する実効放射電力への変換効率を百分率で示して
ある。ここで、実効放射電力は、受信電力にアンテナ利
得を考慮して全立体角について見積もった値により換算
した。横軸は、基板厚ｈの屈折率ｎで補正した実効波長
λとの比でλある。安定な発振が得られるのは、基板厚
が波長の１／１５から１／５の領域であり、扇状導体パ
ッチの開き角度θによって最大出力が得られる領域にず
れが見られるが、いずれにしてもこの領域内で安定で効
率の良い発振が得られることが明らかになった。この基
板厚は、通常１０ＧＨｚ帯マイクロ波の平面アンテナや
平面回路の作製に用いられるものに比べおおむね３倍以
上から１０倍の厚さであり、この基板厚の導体パッチを
用いることで、空間と弱く結合する平面型共振器を構成
できる。実際に得られた１素子での最大受信電力は、扇
状導体パッチの開き角度θが、０度、基板厚ｈ＝３．８
ｍｍの条件で、３８４ｍＷである。実験結果から３５〜
４０％程度の直流電力から高周波放射電力への高い変換
効率が実現できることが明らかになった。
放射型発振装置の発振効率と基板厚ｈに対する変化を扇
状導体パッチの開き角度θをパラメータにまとめた図で
ある。本実験は１０ＧＨｚ帯で行った結果であり、角度
θが、０度、４５度および９０度の３種類の場合につい
て示している。縦軸はトランジスタで消費される直流電
力に対する実効放射電力への変換効率を百分率で示して
ある。ここで、実効放射電力は、受信電力にアンテナ利
得を考慮して全立体角について見積もった値により換算
した。横軸は、基板厚ｈの屈折率ｎで補正した実効波長
λとの比でλある。安定な発振が得られるのは、基板厚
が波長の１／１５から１／５の領域であり、扇状導体パ
ッチの開き角度θによって最大出力が得られる領域にず
れが見られるが、いずれにしてもこの領域内で安定で効
率の良い発振が得られることが明らかになった。この基
板厚は、通常１０ＧＨｚ帯マイクロ波の平面アンテナや
平面回路の作製に用いられるものに比べおおむね３倍以
上から１０倍の厚さであり、この基板厚の導体パッチを
用いることで、空間と弱く結合する平面型共振器を構成
できる。実際に得られた１素子での最大受信電力は、扇
状導体パッチの開き角度θが、０度、基板厚ｈ＝３．８
ｍｍの条件で、３８４ｍＷである。実験結果から３５〜
４０％程度の直流電力から高周波放射電力への高い変換
効率が実現できることが明らかになった。
【００３９】図１１は、本発明によるアレー状に配置し
た構成による空間電力合成機能と放射ビーム形成機能を
持つマイクロ波ミリ波放射型発振装置の説明図である。
一対の扇状導体パッチ１９の円弧部が互いに相対する様
に接近して配置した同じ材料で同じ形状で同じ寸法に作
られた複数対の扇状導体パッチ１９と、各一対の扇状導
体パッチ１９の中央部にゲート及びドレインを各一対の
扇状導体パッチ１９の異なる一方にそれぞれ接続し、ソ
ースを接地した同じ種類の同じ特性の電界効果型の高周
波トランジスタ１２とからなり、高周波トランジスタ１
２と一体化した上記複数対の扇状導体パッチ１９は同一
の面上に同じ向きの極性と成るようにアレー状に配置さ
れる。
た構成による空間電力合成機能と放射ビーム形成機能を
持つマイクロ波ミリ波放射型発振装置の説明図である。
一対の扇状導体パッチ１９の円弧部が互いに相対する様
に接近して配置した同じ材料で同じ形状で同じ寸法に作
られた複数対の扇状導体パッチ１９と、各一対の扇状導
体パッチ１９の中央部にゲート及びドレインを各一対の
扇状導体パッチ１９の異なる一方にそれぞれ接続し、ソ
ースを接地した同じ種類の同じ特性の電界効果型の高周
波トランジスタ１２とからなり、高周波トランジスタ１
２と一体化した上記複数対の扇状導体パッチ１９は同一
の面上に同じ向きの極性と成るようにアレー状に配置さ
れる。
【００４０】また、上記構成のマイクロ波ミリ波放射型
発振装置によれば、該一対の扇状導体パッチ１９と電界
効果型の高周波トランジスタ１２を一体化した個々の放
射型発振装置は、上記のごとく外部に接続された直流電
源からの電力を高い効率で高周波発振出力として空間に
取り出すことができるマイクロ波ミリ波の放射型発振装
置として作用する。しかるに、複数対の扇状導体パッチ
１９が、同じ材料で同じ形状の同じ寸法に作られ、各一
対の扇状導体パッチ１９の中央部にゲート及びドレイン
を各一対の扇状導体パッチ１９の異なる一方にそれぞれ
接続し、ソースを接地した同じ種類の同じ特性の電界効
果型の高周波トランジスタ１２とから構成されることか
ら、それぞれがほぼ同じ周波数のマイクロ波ミリ波の放
射型発振装置となり、それぞれが高い効率の高周波発振
装置として動作し、かつ高周波トランジスタ１２の極性
が同じ向きに成るように同一面状にアレー状に配置され
ていることから、それぞれの放射型発振装置は周囲に隣
接する同様の放射型発振装置の出力との間で相互同期し
全体として、極めて高い効率の空間電力合成が可能なマ
イクロ波ミリ波放射型発振装置が実現できる。
発振装置によれば、該一対の扇状導体パッチ１９と電界
効果型の高周波トランジスタ１２を一体化した個々の放
射型発振装置は、上記のごとく外部に接続された直流電
源からの電力を高い効率で高周波発振出力として空間に
取り出すことができるマイクロ波ミリ波の放射型発振装
置として作用する。しかるに、複数対の扇状導体パッチ
１９が、同じ材料で同じ形状の同じ寸法に作られ、各一
対の扇状導体パッチ１９の中央部にゲート及びドレイン
を各一対の扇状導体パッチ１９の異なる一方にそれぞれ
接続し、ソースを接地した同じ種類の同じ特性の電界効
果型の高周波トランジスタ１２とから構成されることか
ら、それぞれがほぼ同じ周波数のマイクロ波ミリ波の放
射型発振装置となり、それぞれが高い効率の高周波発振
装置として動作し、かつ高周波トランジスタ１２の極性
が同じ向きに成るように同一面状にアレー状に配置され
ていることから、それぞれの放射型発振装置は周囲に隣
接する同様の放射型発振装置の出力との間で相互同期し
全体として、極めて高い効率の空間電力合成が可能なマ
イクロ波ミリ波放射型発振装置が実現できる。
【００４１】図１２は、本発明によるマイクロ波ミリ波
放射型発振装置の２素子アレーの放射パターン特性を示
す図である。２素子アレーからなるマイクロ波ミリ波放
射型発振装置の放射パターンの測定を電波無響室で行っ
た。被測定ビーム出力発振装置は、送信アンテナとして
回転台にセットされ角度を変えながらホーンアンテナに
より送信信号を受信し、受信出力の角度依存性を測定し
た。図１２は、９．３ＧＨｚでのビーム出力の放射パタ
ーンの測定例で縦軸は相対利得を、横軸は回転角度を表
す。２素子アレーからなるマイクロ波ミリ波放射型発振
装置の正面方向受信電力は、単一素子のマイクロ波ミリ
波放射型発振装置の正面方向受信電力の４倍を越える結
果が得られた。これは、２素子アレイによる指向性利得
の向上を考慮したとしても最低２倍以上の空間電力合成
が達成されており、多素子アレーからなるマイクロ波ミ
リ波放射型発振装置による高能率大出力の信号源の実現
が期待できる。
放射型発振装置の２素子アレーの放射パターン特性を示
す図である。２素子アレーからなるマイクロ波ミリ波放
射型発振装置の放射パターンの測定を電波無響室で行っ
た。被測定ビーム出力発振装置は、送信アンテナとして
回転台にセットされ角度を変えながらホーンアンテナに
より送信信号を受信し、受信出力の角度依存性を測定し
た。図１２は、９．３ＧＨｚでのビーム出力の放射パタ
ーンの測定例で縦軸は相対利得を、横軸は回転角度を表
す。２素子アレーからなるマイクロ波ミリ波放射型発振
装置の正面方向受信電力は、単一素子のマイクロ波ミリ
波放射型発振装置の正面方向受信電力の４倍を越える結
果が得られた。これは、２素子アレイによる指向性利得
の向上を考慮したとしても最低２倍以上の空間電力合成
が達成されており、多素子アレーからなるマイクロ波ミ
リ波放射型発振装置による高能率大出力の信号源の実現
が期待できる。
【００４２】また、上記各一対の扇状導体パッチ１９の
中央部にゲート及びドレインを各一対の扇状導体パッチ
の異なる一方にそれぞれ接続し、ソースを接地した電界
効果型の高周波トランジスタ１２に替えて、該一対の扇
状導体パッチ１９の中央部にベース及びコレクタを該一
対の扇状導体パッチ１９の異なる一方にそれぞれ接続
し、エミッタを接地した接合型の高周波トランジスタで
置き換え基本的に同様な増幅機能を得ることは原理的に
可能である。具体的な、高周波トランジスタとしては、
高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）、ＭＥＳＦＥＴ
トランジスタ、ＭＯＳトランジスタ、接合型ＦＥＴ等の
電界効果型トランジスタ、又はバイポーラトランジス
タ、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）等の接合
型トランジスタが同様に置き換えて用いることができ
る。
中央部にゲート及びドレインを各一対の扇状導体パッチ
の異なる一方にそれぞれ接続し、ソースを接地した電界
効果型の高周波トランジスタ１２に替えて、該一対の扇
状導体パッチ１９の中央部にベース及びコレクタを該一
対の扇状導体パッチ１９の異なる一方にそれぞれ接続
し、エミッタを接地した接合型の高周波トランジスタで
置き換え基本的に同様な増幅機能を得ることは原理的に
可能である。具体的な、高周波トランジスタとしては、
高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）、ＭＥＳＦＥＴ
トランジスタ、ＭＯＳトランジスタ、接合型ＦＥＴ等の
電界効果型トランジスタ、又はバイポーラトランジス
タ、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）等の接合
型トランジスタが同様に置き換えて用いることができ
る。
【００４３】また、本発明によるマイクロ波ミリ波放射
型発振装置の扇状導体パッチを形成するための基板材料
としては、高周波損失の小さい高純度シリコン、石英、
サファイア、アルミナ、ＰＴＦＥ、ポリエチレン等の誘
電体基板を用いることができる。
型発振装置の扇状導体パッチを形成するための基板材料
としては、高周波損失の小さい高純度シリコン、石英、
サファイア、アルミナ、ＰＴＦＥ、ポリエチレン等の誘
電体基板を用いることができる。
【００４４】また、該一対の扇状導体パッチの中央部に
配置する高周波トランジスタは２個ないしは３個以上の
並列接続とすることで、単体の高周波トランジスタのと
きの飽和電力に比較し並列の個数倍以上で最大並列個数
の自乗倍に比例して増加し、共振器内に蓄積できる飽和
電力が大幅に改善され、共振器内により多くのエネルギ
ーを蓄積する状態まで発振が成長可能となる。これは、
より高い発振スペクトル純度と大きな発振出力を持つマ
イクロ波ミリ波放射型発振装置の実現に有効である。
配置する高周波トランジスタは２個ないしは３個以上の
並列接続とすることで、単体の高周波トランジスタのと
きの飽和電力に比較し並列の個数倍以上で最大並列個数
の自乗倍に比例して増加し、共振器内に蓄積できる飽和
電力が大幅に改善され、共振器内により多くのエネルギ
ーを蓄積する状態まで発振が成長可能となる。これは、
より高い発振スペクトル純度と大きな発振出力を持つマ
イクロ波ミリ波放射型発振装置の実現に有効である。
【００４５】
【発明の効果】本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発
振装置によれば、一対の扇状導体パッチは両端の長さが
半波長とほぼ等しい電磁波に対し共振特性を持ち、また
扇状導体パッチ面と平行に床がる導体平面との間隔が、
通常のストリップ線路あるいは、平面アンテナ基板に用
いられる回路基板の厚さに比較し３〜１０倍の程度と大
きいことから、一対の扇状導体パッチは共振周波数に於
いて空間に対して弱く結合する平面共振器となる。扇状
導体パッチの基板厚をこの範囲で選択設定すること及
び、扇状導体パッチの中心角を変化させることでインピ
ーダンス整合と増幅器の帰還条件を制御し、平面導体パ
ッチが発振用共振器と電磁波の出力部分を兼ねる放射型
廃振装置として最適化に必要な条件を実現できる。本発
明に依って従来技術では達成されていない高い高周波電
力発生効率と単純かした構成とによって、空間電力合成
に必要な各素子のアレー配置上の自由度が大きく多素子
アレーの空間合成、多素子アレーに依るビーム形成など
多くの技術的発展が期待できる。衛星技術を含めたミリ
波移動通信、レーダ技術応用など高出力を必要とする多
くの技術分野への応用は特に有望である。
振装置によれば、一対の扇状導体パッチは両端の長さが
半波長とほぼ等しい電磁波に対し共振特性を持ち、また
扇状導体パッチ面と平行に床がる導体平面との間隔が、
通常のストリップ線路あるいは、平面アンテナ基板に用
いられる回路基板の厚さに比較し３〜１０倍の程度と大
きいことから、一対の扇状導体パッチは共振周波数に於
いて空間に対して弱く結合する平面共振器となる。扇状
導体パッチの基板厚をこの範囲で選択設定すること及
び、扇状導体パッチの中心角を変化させることでインピ
ーダンス整合と増幅器の帰還条件を制御し、平面導体パ
ッチが発振用共振器と電磁波の出力部分を兼ねる放射型
廃振装置として最適化に必要な条件を実現できる。本発
明に依って従来技術では達成されていない高い高周波電
力発生効率と単純かした構成とによって、空間電力合成
に必要な各素子のアレー配置上の自由度が大きく多素子
アレーの空間合成、多素子アレーに依るビーム形成など
多くの技術的発展が期待できる。衛星技術を含めたミリ
波移動通信、レーダ技術応用など高出力を必要とする多
くの技術分野への応用は特に有望である。
【図１】公知の高周波帯発振装置の一構成の概念を示す
説明図。
説明図。
【図２】発振用共振器が電磁波の出力部分を兼ねる公知
の発振装置の一構成の概念を示す説明図。
の発振装置の一構成の概念を示す説明図。
【図３】発振用共振器が電磁波の出力部分を兼ねる公知
の発振装置の他の構成の概念を示す説明図。
の発振装置の他の構成の概念を示す説明図。
【図４】公知のビーム出力型マイクロ波ミリ波発振装置
の構成の概念を示す説明図。
の構成の概念を示す説明図。
【図５】負性抵抗増幅回路とアンテナ素子を同一平面に
近接して配置する公知の発振装置の構成を示す説明図。
近接して配置する公知の発振装置の構成を示す説明図。
【図６】平面導体パッチが発振用共振器と電磁波の出力
部分を兼ねる公知の放射型発振装置の一構成例を示す説
明図。
部分を兼ねる公知の放射型発振装置の一構成例を示す説
明図。
【図７】平面導体パッチが発振用共振器と電磁波の出力
部分を兼ねる公知の放射型発振装置の他の例を示す説明
図。
部分を兼ねる公知の放射型発振装置の他の例を示す説明
図。
【図８】本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発振装置
の平面構成を示す説明図。
の平面構成を示す説明図。
【図９】本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発振装置
の断面構成を示す説明図。
の断面構成を示す説明図。
【図１０】本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発振装
置の発振効率と基板厚ｈに対する変化を扇状導体パッチ
の開き角度θをパラメータにまとめた図である。
置の発振効率と基板厚ｈに対する変化を扇状導体パッチ
の開き角度θをパラメータにまとめた図である。
【図１１】本発明によるアレー状に配置した構成による
空間電力合成機能と放射ビーム形成機能を持つマイクロ
波ミリ波放射型発振装置の説明図である。
空間電力合成機能と放射ビーム形成機能を持つマイクロ
波ミリ波放射型発振装置の説明図である。
【図１２】本発明によるマイクロ波ミリ波放射型発振装
置の２素子アレイの放射パターン特性を示す図である。
置の２素子アレイの放射パターン特性を示す図である。
１：共振器 ２：負性抵抗増幅回路 ３：負荷 ４：導波路 ５：導波路 ６：部分透過性反射鏡面 ７：導体反射鏡面 ８：ファブリペロー型の共振器 ９：結合領域 １０：ビーム出力 １１：直流バイアスライン １２：高周波トランジスタ １３：スタブ １４：パッド １５：方形導体パッチ １６：ギャップ １７：円形導体パッチ １８：チップキャパシタ １９：扇状導体パッチ ２０：導体平面 ２１：誘電体基板 ２２：放射出力 ２３：スロット
Claims (6)
- 【請求項１】一対の扇状導体パッチの中心部が近接し、
かつ円弧部が互いに相対する様に配置し、該一対の扇状
導体パッチの中央部にゲート及びドレインを当該一対の
扇状導体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソース
を接地した電界効果型の高周波トランジスタと、当該各
一対の扇状導体と平行に広がる導体平面とからなり、上
記一対の扇状導体パッチ面と平行に広がる上記導体平面
との間隔は波長の１５分の１倍から５分の１倍の間であ
り、上記扇状導体パッチの半径は発振波長のほぼ４分の
１の長さであり、扇状導体パッチはそれぞれソースを接
地電位とする別々の直流電源に接続されることを特徴と
するマイクロ波ミリ波放射型発振装置。 - 【請求項２】一対の扇状導体パッチの円弧部が互いに相
対する様に接近して配置した同じ材料で同じ形状で同じ
寸法に作られた複数対の扇状導体パッチと、各一対の扇
状導体パッチの中央部にゲート及びドレインを各一対の
扇状導体パッチの異なる一方にそれぞれ接続し、ソース
を接地した同じ種類の同じ特性の電界効果型の高周波ト
ランジスタとからなり、高周波トランジスタと一体化し
た上記複数対の扇状導体パッチは同一の面上に同じ向き
の極性と成るようにアレー状に配置されることを特徴と
する請求項１に記載めマイクロ波ミリ波放射型発振装
置。 - 【請求項３】各一対の扇状導体パッチの中央部にゲート
及びドレインを各一対の扇状導体パッチの異なる一方に
それぞれ接続し、ソースを接地した電界効果型の高周波
トランジスタに替えて、該一対の扇状導体パッチの中央
部にベース及びコレクタを該一対の扇状導体パッチの異
なる一方にそれぞれ接続し、エミッタを接地した接合型
の高周波トランジスタとからなることを特徴とする請求
項１乃至請求項２の何れかに記載のマイクロ波ミリ波放
射型発振装置。 - 【請求項４】該一対の扇状導体パッチの中央部に配置す
る高周波トランジスタは複数の並列接続であることを特
徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のマイク
ロ波ミリ波放射型発振装置。 - 【請求項５】該高周波トランジスタが、高電子移動度ト
ランジスタ（ＨＥＭＴ）、ＭＥＳＦＥＴトランジスタ、
ＭＯＳトランジスタ、接合型ＦＥＴ等の電界効果型トラ
ンジスタ、又はバイポーラトランジスタ、ヘテロバイポ
ーラトランジスタ（ＨＢＴ）等の接合型トランジスタで
あることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れかに
記載のマイクロ波ミリ波放射型発振装置。 - 【請求項６】該一対の扇状導体パッチと、該一対の扇状
導体パッチに平行に広がる導体平面は、高周波損失の小
さい高純度シリコン、石英、サファイア、アルミナ、Ｐ
ＴＦＥ、ポリエチレン等の誘電体基板の両面に形成され
ることを特徴とする請求項３乃至請求項４に記載のマイ
クロ波ミリ波放射型発振装置。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP22057997A JP3297728B2 (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | マイクロ波ミリ波放射型発振装置 |
| US09/034,322 US5982245A (en) | 1997-07-11 | 1998-03-04 | Radiating oscillator apparatus for micro-and millimeter waves |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22057997A JP3297728B2 (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | マイクロ波ミリ波放射型発振装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP3297728B2 JP3297728B2 (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=16753193
Family Applications (1)
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| JP22057997A Expired - Lifetime JP3297728B2 (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | マイクロ波ミリ波放射型発振装置 |
Country Status (2)
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-
1998
- 1998-03-04 US US09/034,322 patent/US5982245A/en not_active Expired - Lifetime
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