JPH11261448A - 相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式 - Google Patents
相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式Info
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- JPH11261448A JPH11261448A JP10689698A JP10689698A JPH11261448A JP H11261448 A JPH11261448 A JP H11261448A JP 10689698 A JP10689698 A JP 10689698A JP 10689698 A JP10689698 A JP 10689698A JP H11261448 A JPH11261448 A JP H11261448A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、従来のＣＤＭＡ通信方式における
遠近問題、或いはマルチパス信号の分離に関する問題を
解決するためになされたもので、自局に入力する他局宛
信号を表す相互相関特性を零レベルにすることで遠近問
題を解決し、もって送信機の送信電力レベル制御を不要
にしてシステム構成を簡単にすると共にマルチパス信号
の分離も容易にできるＣＤＭＡ通信方式を提供すること
を目的とする。 【解決手段】 直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯
状スペクトル通信方式において、２以上の整数をＮと
し、Ｎ個の自己相補系列からなる組を各利用者に割り当
てると共に、前記自己相補系列の１つを複数回繰り返す
ことにより、周波数スペクトルの重複がないＮ個の櫛の
歯状スペクトルをもつ信号に変換し、前記自己相補系列
の関係にあるＮ個の相補系列を前記Ｎ個の櫛の歯状スペ
クトルに割り当てるようにして送信信号を構成した符号
分割多元接続通信方である。
遠近問題、或いはマルチパス信号の分離に関する問題を
解決するためになされたもので、自局に入力する他局宛
信号を表す相互相関特性を零レベルにすることで遠近問
題を解決し、もって送信機の送信電力レベル制御を不要
にしてシステム構成を簡単にすると共にマルチパス信号
の分離も容易にできるＣＤＭＡ通信方式を提供すること
を目的とする。 【解決手段】 直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯
状スペクトル通信方式において、２以上の整数をＮと
し、Ｎ個の自己相補系列からなる組を各利用者に割り当
てると共に、前記自己相補系列の１つを複数回繰り返す
ことにより、周波数スペクトルの重複がないＮ個の櫛の
歯状スペクトルをもつ信号に変換し、前記自己相補系列
の関係にあるＮ個の相補系列を前記Ｎ個の櫛の歯状スペ
クトルに割り当てるようにして送信信号を構成した符号
分割多元接続通信方である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は相補系列繰返し変調
形櫛の歯状スペクトル通信方式に関し、特に遠近問題に
係わる通信中断を解決する手段に関する。
形櫛の歯状スペクトル通信方式に関し、特に遠近問題に
係わる通信中断を解決する手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年の携帯電話やＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎ
ａｌ Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）などの移
動体通信システムにおいてはシステムに必要なチャネル
数を確保するために、時分割多元接続（Ｔｉｍｅ Ｄｅ
ｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、以下
ＴＤＭＡと記す）方式が採用されている。ＴＤＭＡ方式
は、一定の割り当て周波数帯域を複数の利用者で共通に
使用するために、この信号の時間軸を分割して各利用者
に割り当てる方式である。しかし、使用可能な周波数帯
域には周波数割り当てによる制限があり、また、時分割
数にも技術的な限界があるので、各利用者に割り当てる
ことができるチャネル数にも限界がある。
ａｌ Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）などの移
動体通信システムにおいてはシステムに必要なチャネル
数を確保するために、時分割多元接続（Ｔｉｍｅ Ｄｅ
ｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、以下
ＴＤＭＡと記す）方式が採用されている。ＴＤＭＡ方式
は、一定の割り当て周波数帯域を複数の利用者で共通に
使用するために、この信号の時間軸を分割して各利用者
に割り当てる方式である。しかし、使用可能な周波数帯
域には周波数割り当てによる制限があり、また、時分割
数にも技術的な限界があるので、各利用者に割り当てる
ことができるチャネル数にも限界がある。
【０００３】近年、上述した移動体通信システムの利用
者増加に伴い、システムにおいて必要なチャネル数を確
保するために符号分割多元接続（ＣｏｄｅＤｅｖｉｓｉ
ｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，以下ＣＤＭＡと
記す）方式が提案されている。ＣＤＭＡ方式は、同じ帯
域を複数の利用者が共用できるようにするため、各利用
者を利用者に割り当てられたアドレス用拡散符号（固有
符号）で識別する。そのため固有符号の識別が容易にで
きるように固有符号を情報信号よりも高速な数ＭＨｚ程
度のクロック周波数の信号にして、更に、これを情報信
号に乗算することにより送信信号の帯域幅を広げて（ス
ペクトル拡散して）伝送路に送出すると共に、受信側に
おいては整合フィルタ等を用いて受信信号の相関特性を
求めることにより固有符号を復調する。上述したように
ＣＤＭＡ方式は同じ帯域を複数の利用者が共用できるた
め、ＴＤＭＡ方式に比べて帯域幅当たりの利用者数を増
大できる可能性があるが、同一帯域を共用するため他利
用者からの信号の干渉による妨害のため、また、特に強
い干渉波による後述する遠近問題のため同時通話チャネ
ル数をあまり増大し得ないという問題がある。
者増加に伴い、システムにおいて必要なチャネル数を確
保するために符号分割多元接続（ＣｏｄｅＤｅｖｉｓｉ
ｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，以下ＣＤＭＡと
記す）方式が提案されている。ＣＤＭＡ方式は、同じ帯
域を複数の利用者が共用できるようにするため、各利用
者を利用者に割り当てられたアドレス用拡散符号（固有
符号）で識別する。そのため固有符号の識別が容易にで
きるように固有符号を情報信号よりも高速な数ＭＨｚ程
度のクロック周波数の信号にして、更に、これを情報信
号に乗算することにより送信信号の帯域幅を広げて（ス
ペクトル拡散して）伝送路に送出すると共に、受信側に
おいては整合フィルタ等を用いて受信信号の相関特性を
求めることにより固有符号を復調する。上述したように
ＣＤＭＡ方式は同じ帯域を複数の利用者が共用できるた
め、ＴＤＭＡ方式に比べて帯域幅当たりの利用者数を増
大できる可能性があるが、同一帯域を共用するため他利
用者からの信号の干渉による妨害のため、また、特に強
い干渉波による後述する遠近問題のため同時通話チャネ
ル数をあまり増大し得ないという問題がある。
【０００４】図１０は、従来のＣＤＭＡ方式の構成例を
示す機能ブロック図である。この図においてはシステム
利用者が４人の場合を想定し、利用者Ａから利用者Ｂ
に、また、利用者Ｄから利用者Ｃに情報信号を伝送する
場合について説明するので、利用者ＡとＤの受信機及び
利用者ＢとＣの送信機は省略している。この例に示すＣ
ＤＭＡ方式は、送信系として、それぞれ送信情報発生器
１００、（２００）からの出力送信情報信号ａ、（ｂ）
と各利用者に割り当てられた１チップの時間幅がΔｔの
固有符号を発生する第１の拡散符号（ＰＮ符号）発生器
１０１、（２０１）の出力信号とを乗算する第１の乗算
器１０２、（２０２）と、該第１の乗算器１０２、（２
０２）の出力信号と第１のローカル信号発生器１０３、
（２０３）の出力信号とを乗算するための第２の乗算器
（ミキサ）１０４、（２０４）とから構成される送信機
１０５、（２０５）を各利用者が所有する。
示す機能ブロック図である。この図においてはシステム
利用者が４人の場合を想定し、利用者Ａから利用者Ｂ
に、また、利用者Ｄから利用者Ｃに情報信号を伝送する
場合について説明するので、利用者ＡとＤの受信機及び
利用者ＢとＣの送信機は省略している。この例に示すＣ
ＤＭＡ方式は、送信系として、それぞれ送信情報発生器
１００、（２００）からの出力送信情報信号ａ、（ｂ）
と各利用者に割り当てられた１チップの時間幅がΔｔの
固有符号を発生する第１の拡散符号（ＰＮ符号）発生器
１０１、（２０１）の出力信号とを乗算する第１の乗算
器１０２、（２０２）と、該第１の乗算器１０２、（２
０２）の出力信号と第１のローカル信号発生器１０３、
（２０３）の出力信号とを乗算するための第２の乗算器
（ミキサ）１０４、（２０４）とから構成される送信機
１０５、（２０５）を各利用者が所有する。
【０００５】また、受信系として、それぞれ空間を媒体
とする伝送路１０５を介して導かれる受信信号１１０
ｂ、（１１０ｃ）と第２のローカル信号発振器１１１、
（２１１）の出力信号とを乗算する第３の乗算器１１
２、（２１２）と、該第３の乗算器１１２、（２１２）
の出力信号と固有符号を発生する第２の拡散符号（ＰＮ
符号）発生器１１２、（２１２）の出力信号とを乗算す
る第４の乗算器１１３、（２１３）に接続された積分器
１１４、（２１４）とを備える整合フィルタ１１５、
（２１５）とから構成される受信機１１６、（２１６）
を各利用者が所有する。
とする伝送路１０５を介して導かれる受信信号１１０
ｂ、（１１０ｃ）と第２のローカル信号発振器１１１、
（２１１）の出力信号とを乗算する第３の乗算器１１
２、（２１２）と、該第３の乗算器１１２、（２１２）
の出力信号と固有符号を発生する第２の拡散符号（ＰＮ
符号）発生器１１２、（２１２）の出力信号とを乗算す
る第４の乗算器１１３、（２１３）に接続された積分器
１１４、（２１４）とを備える整合フィルタ１１５、
（２１５）とから構成される受信機１１６、（２１６）
を各利用者が所有する。
【０００６】なお、上記拡散符号の条件としては、
（１）多くの利用者に固有符号の割り当てができるよう
に符号の組合せが多いこと、（２）異なる利用者の符号
と区別がつくように相互相関が小さいこと、（３）自局
宛の信号を確実に捕捉して復調が容易なように同じ符号
に対して鋭い自己相関をもつこと、（４）第３者に通信
内容を盗聴されないよう出来るだけランダムで周期の長
い符号であること、等が要求される。これらの条件を満
足する符号として、通常、ＰＮ（擬似雑音）符号が利用
される。
（１）多くの利用者に固有符号の割り当てができるよう
に符号の組合せが多いこと、（２）異なる利用者の符号
と区別がつくように相互相関が小さいこと、（３）自局
宛の信号を確実に捕捉して復調が容易なように同じ符号
に対して鋭い自己相関をもつこと、（４）第３者に通信
内容を盗聴されないよう出来るだけランダムで周期の長
い符号であること、等が要求される。これらの条件を満
足する符号として、通常、ＰＮ（擬似雑音）符号が利用
される。
【０００７】次に、この例に示したＣＤＭＡ方式の動作
について説明する。まず、利用者Ａが利用者Ｂに情報信
号ａを送信するために、利用者Ａの送信機１０５におい
て、第１のＰＮ符号発生器１０１の発生符号を利用者Ｂ
に割り当てられた固有符号Ｍｂに設定する。この固有符
号Ｍｂと情報信号ａとを第１の乗算器１０２において乗
算して上述したようにスペクトル拡散すると共に第２の
乗算器１０４と第１のローカル発信器１０３とにより送
信周波数に周波数変換（変調）して伝送路１１０に送出
する。
について説明する。まず、利用者Ａが利用者Ｂに情報信
号ａを送信するために、利用者Ａの送信機１０５におい
て、第１のＰＮ符号発生器１０１の発生符号を利用者Ｂ
に割り当てられた固有符号Ｍｂに設定する。この固有符
号Ｍｂと情報信号ａとを第１の乗算器１０２において乗
算して上述したようにスペクトル拡散すると共に第２の
乗算器１０４と第１のローカル発信器１０３とにより送
信周波数に周波数変換（変調）して伝送路１１０に送出
する。
【０００８】利用者Ｂの受信機１１６が上記送出信号を
受信すると、該受信信号１１０ｂは変調周波数ｆ０と同
じ周波数の出力信号を有する第２のローカル信号発振器
１１１と第３の乗算器１１２とによる周波数変換（復
調）後に整合フィルタ１１５に出力される。整合フィル
タ１１５は動作原理上時間相関器として機能する（詳細
は、例えば、Ｂ．Ｐ．Ｌａｔｈｉ、山中惣之助、宇佐美
興一共訳、通信方式、ｐ．２９７、マグロウヒル好学
社、昭和５６年１０月、参照）と共に、第２のＰＮ符号
発生器１１２は自局に割り当てられた固有符号Ｍｂを出
力するので、固有符号系列Ｍｂの自己相関特性が整合フ
ィルタ１１５から出力される。
受信すると、該受信信号１１０ｂは変調周波数ｆ０と同
じ周波数の出力信号を有する第２のローカル信号発振器
１１１と第３の乗算器１１２とによる周波数変換（復
調）後に整合フィルタ１１５に出力される。整合フィル
タ１１５は動作原理上時間相関器として機能する（詳細
は、例えば、Ｂ．Ｐ．Ｌａｔｈｉ、山中惣之助、宇佐美
興一共訳、通信方式、ｐ．２９７、マグロウヒル好学
社、昭和５６年１０月、参照）と共に、第２のＰＮ符号
発生器１１２は自局に割り当てられた固有符号Ｍｂを出
力するので、固有符号系列Ｍｂの自己相関特性が整合フ
ィルタ１１５から出力される。
【０００９】図１１は、一例としての７ビットＰＮ符号
の自己相関特性を示す図である。この図に示されるよう
にＰＮ符号の自己相関特性は位相が１ビットでもシフト
している系列との相関は小さいので、自局に割り当てら
れた固有符号と同じ符号が受信機に入力すると、整合フ
ィルタは鋭い自己相関特性を出力し、従って、受信機は
容易に受信信号が自局宛の信号かどうか判定することが
できる。
の自己相関特性を示す図である。この図に示されるよう
にＰＮ符号の自己相関特性は位相が１ビットでもシフト
している系列との相関は小さいので、自局に割り当てら
れた固有符号と同じ符号が受信機に入力すると、整合フ
ィルタは鋭い自己相関特性を出力し、従って、受信機は
容易に受信信号が自局宛の信号かどうか判定することが
できる。
【００１０】このとき、上述した利用者Ａから利用者Ｂ
への情報信号ａの送信と並行して利用者Ｄから利用者Ｃ
への情報信号ｂの送信が行われると、利用者Ａの送信機
１０５における送信動作と同様に、利用者Ｄの送信機２
０５において、第１のＰＮ符号発生器２０１の符号を利
用者Ｃに割り当てられた固有符号Ｍｃに設定する。この
固有符号Ｍｃと情報信号ｂとを第１の乗算器２０２にお
いて乗算してスペクトル拡散すると共に第２の乗算器２
０４と第１のローカル発信器２０３の出力信号とにより
送信周波数に周波数変換（変調）して伝送路１１０に送
信信号を送出する。
への情報信号ａの送信と並行して利用者Ｄから利用者Ｃ
への情報信号ｂの送信が行われると、利用者Ａの送信機
１０５における送信動作と同様に、利用者Ｄの送信機２
０５において、第１のＰＮ符号発生器２０１の符号を利
用者Ｃに割り当てられた固有符号Ｍｃに設定する。この
固有符号Ｍｃと情報信号ｂとを第１の乗算器２０２にお
いて乗算してスペクトル拡散すると共に第２の乗算器２
０４と第１のローカル発信器２０３の出力信号とにより
送信周波数に周波数変換（変調）して伝送路１１０に送
信信号を送出する。
【００１１】従って、利用者Ｃの受信機２１６が利用者
Ｄから送信された信号を受信すると、ＰＮ符号発生器２
１２が拡散符号として自局に割り当てられた固有符号Ｍ
ｃを出力するので、上述した利用者Ｂの受信器１１６と
同様な動作をすることにより整合フィルタ２１５から図
１１に示されたような自己相関特性を出力する。その結
果、利用者Ｃの受信機２１６は、この受信信号が自局宛
の信号であることを認識する。
Ｄから送信された信号を受信すると、ＰＮ符号発生器２
１２が拡散符号として自局に割り当てられた固有符号Ｍ
ｃを出力するので、上述した利用者Ｂの受信器１１６と
同様な動作をすることにより整合フィルタ２１５から図
１１に示されたような自己相関特性を出力する。その結
果、利用者Ｃの受信機２１６は、この受信信号が自局宛
の信号であることを認識する。
【００１２】一方、利用者Ｄの送信機２０５から送信さ
れるＰＮ符号Ｍｃにより拡散された信号は、伝送路１１
０を介して利用者Ｂの受信機１１６にも入力するので、
整合フィルタ１１５からは利用者Ｃの固有符号Ｍｃと利
用者Ｂの固有符号Ｍｂとの相互相関特性が出力される。
図１２は、ＰＮ符号の相互相関特性の概念を示す図であ
る。詳細は、例えば、文献「横山光雄、スペクトル拡散
通信システム、ｐｐ．４０６−４０９、科学技術出版
社、昭和６３年」に記述されているので詳細な説明は省
略するが、要は異なるＰＮ符号間の相互相関特性は、Ｐ
Ｎ系列の組合せにより様々な値をとり、図１１に示した
自己相関特性のように定まった値をとることがない。
れるＰＮ符号Ｍｃにより拡散された信号は、伝送路１１
０を介して利用者Ｂの受信機１１６にも入力するので、
整合フィルタ１１５からは利用者Ｃの固有符号Ｍｃと利
用者Ｂの固有符号Ｍｂとの相互相関特性が出力される。
図１２は、ＰＮ符号の相互相関特性の概念を示す図であ
る。詳細は、例えば、文献「横山光雄、スペクトル拡散
通信システム、ｐｐ．４０６−４０９、科学技術出版
社、昭和６３年」に記述されているので詳細な説明は省
略するが、要は異なるＰＮ符号間の相互相関特性は、Ｐ
Ｎ系列の組合せにより様々な値をとり、図１１に示した
自己相関特性のように定まった値をとることがない。
【００１３】従って、整合フィルタ１１５の出力には図
１１に示した自局宛信号を検出するための自己相関特性
と共に図１２に示した不要な相互相関特性が発生するこ
とになるが、通常、相互相関特性のレベル値は自己相関
特性よりも充分低くなるように、各利用者に割り当てる
Ｍｂ、Ｍｃ等の固有符号を相互に類似させないように設
計する。
１１に示した自局宛信号を検出するための自己相関特性
と共に図１２に示した不要な相互相関特性が発生するこ
とになるが、通常、相互相関特性のレベル値は自己相関
特性よりも充分低くなるように、各利用者に割り当てる
Ｍｂ、Ｍｃ等の固有符号を相互に類似させないように設
計する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述した
ような従来の拡散符号としてＰＮ符号を用いるＣＤＭＡ
方式においては以下に示すような大きな問題点があっ
た。つまり、移動体通信においては各利用者は任意に移
動しているので、各利用者の位置関係によっては自局受
信機に入力する他局宛の信号（干渉波）レベル（図１２
に示した相互相関特性）が自局宛の信号レベル（図１１
に示した自己相関特性）よりも高くなる場合が発生す
る。これは、ＣＤＭＡ方式における遠近問題として周知
されており、このとき自局宛信号は干渉波にマスクされ
るので、自局宛信号の検出が不可能となる。さらに、後
述する反射波によるマルチパス信号も干渉波と同様に受
信検出を妨害するなどの通信障害が発生する。従って、
この遠近問題を回避するために、各利用者の移動に伴い
システム全体において各送信機の送信電力レベルをそれ
ぞれ適切に制御することが不可欠であり、そのためシス
テム構成が複雑且つ大規模になる欠点があった。本発明
は、上述した従来のＣＤＭＡ通信方式に関する問題を解
決するためになされたもので、入力干渉波による整合フ
ィルタ出力（干渉波と希望局信号との相互相関特性）を
零レベルにし、もって遠近問題を解決するものである。
この機能により、本発明は各送信機の送信電力レベル制
御を不要とする簡単なシステム構成を可能とし、マルチ
パス信号の分離機能も容易に実現できるＣＤＭＡ通信方
式を提供することを目的とする。
ような従来の拡散符号としてＰＮ符号を用いるＣＤＭＡ
方式においては以下に示すような大きな問題点があっ
た。つまり、移動体通信においては各利用者は任意に移
動しているので、各利用者の位置関係によっては自局受
信機に入力する他局宛の信号（干渉波）レベル（図１２
に示した相互相関特性）が自局宛の信号レベル（図１１
に示した自己相関特性）よりも高くなる場合が発生す
る。これは、ＣＤＭＡ方式における遠近問題として周知
されており、このとき自局宛信号は干渉波にマスクされ
るので、自局宛信号の検出が不可能となる。さらに、後
述する反射波によるマルチパス信号も干渉波と同様に受
信検出を妨害するなどの通信障害が発生する。従って、
この遠近問題を回避するために、各利用者の移動に伴い
システム全体において各送信機の送信電力レベルをそれ
ぞれ適切に制御することが不可欠であり、そのためシス
テム構成が複雑且つ大規模になる欠点があった。本発明
は、上述した従来のＣＤＭＡ通信方式に関する問題を解
決するためになされたもので、入力干渉波による整合フ
ィルタ出力（干渉波と希望局信号との相互相関特性）を
零レベルにし、もって遠近問題を解決するものである。
この機能により、本発明は各送信機の送信電力レベル制
御を不要とする簡単なシステム構成を可能とし、マルチ
パス信号の分離機能も容易に実現できるＣＤＭＡ通信方
式を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペ
クトル通信方式の請求項１記載の発明は、直接拡散型相
補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式におい
て、２以上の整数をＮとし、Ｎ個の自己相補系列からな
る組を各利用者に割り当てると共に、前記自己相補系列
の１つを複数回繰り返すことにより、周波数スペクトル
の重複がないＮ個の櫛の歯状スペクトルをもつ信号に変
換し、前記自己相補系列の関係にあるＮ個の相補系列を
前記Ｎ個の櫛の歯状スペクトルに割り当てるようにして
送信信号を構成する。本発明に係わる相補系列繰返し変
調形櫛の歯状スペクトル通信方式の請求項２記載の発明
は、請求項１記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペ
クトル通信方式において、前記Ｎ個の櫛の歯状スペクト
ルが重複しないように基準周波数にシンボル周期Ｔの逆
数ｆＴのＫ倍、ここで、Ｋ＝０，１，２，…Ｎ−１、の
周波数を加えたＮ個のシフト搬送波を準備し、その各々
を前記Ｎ個１組の互いに自己相補系列の関係にある各相
補系列の繰り返し系列を用いて変調して作成した信号を
Ｎ個合成することにより前記送信信号を構成する。本発
明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通
信方式の請求項３記載の発明は、請求項２記載の相補系
列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式において、
前記各利用者に割り当てた自己相補系列のＮ個の組が他
の利用者に割り当てた同様なＮ個の組との間において互
いに相互相補系列となるように前記自己相補系列の組を
構成すると共に、すべての利用者において使用する搬送
波を前記Ｎ個のシフト搬送波とする。本発明に係わる相
補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式の請求
項４記載の発明は、請求項２記載の相補系列繰返し変調
形櫛の歯状スペクトル通信方式において、前記各利用者
に割り当てた自己相補系列の組が他の利用者に割り当て
た同様な系列の組との間において互いに相互相補系列の
関係にないとき、各利用者に割り当てた各相補系列が互
いに周波数の異なるシフト搬送波を変調することにより
送信信号を構成する。本発明に係わる相補系列繰返し変
調形櫛の歯状スペクトル通信方式の請求項５記載の発明
は、請求項１、請求項２、請求項３または請求項４記載
の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式に
おいて、受信側において、前記Ｎ個１組の自己相補系列
の各々を繰り返す符号の一部に整合する整合フィルタ
を、前記Ｎ個１組の自己相補系列に対応してＮ個並列に
配置すると共に、該Ｎ個の整合フィルタの相関出力を加
算した結果に基づき送信情報を検出するように構成す
る。本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペ
クトル通信方式の請求項６記載の発明は、請求項１、請
求項２、請求項３または請求項４記載の相補系列繰返し
変調形櫛の歯状スペクトル通信方式において、前記Ｎ個
１組の自己相補系列の繰り返し系列からなる有限長周期
系列の前部外側と後部外側とに該有限長周期系列の後部
と前部の複数チップを複製してそれぞれ付加した擬似周
期系列を各利用者に割り当てる符号として用いると共
に、受信側において前記擬似周期系列に拡張する前の前
記有限長周期系列に整合する整合フィルタを用いて復調
する。本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状ス
ペクトル通信方式の請求項７記載の発明は、請求項５及
び６の整合フィルタの代わりにコンボルバを用いて相関
出力を得るようにした。
に、本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペ
クトル通信方式の請求項１記載の発明は、直接拡散型相
補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式におい
て、２以上の整数をＮとし、Ｎ個の自己相補系列からな
る組を各利用者に割り当てると共に、前記自己相補系列
の１つを複数回繰り返すことにより、周波数スペクトル
の重複がないＮ個の櫛の歯状スペクトルをもつ信号に変
換し、前記自己相補系列の関係にあるＮ個の相補系列を
前記Ｎ個の櫛の歯状スペクトルに割り当てるようにして
送信信号を構成する。本発明に係わる相補系列繰返し変
調形櫛の歯状スペクトル通信方式の請求項２記載の発明
は、請求項１記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペ
クトル通信方式において、前記Ｎ個の櫛の歯状スペクト
ルが重複しないように基準周波数にシンボル周期Ｔの逆
数ｆＴのＫ倍、ここで、Ｋ＝０，１，２，…Ｎ−１、の
周波数を加えたＮ個のシフト搬送波を準備し、その各々
を前記Ｎ個１組の互いに自己相補系列の関係にある各相
補系列の繰り返し系列を用いて変調して作成した信号を
Ｎ個合成することにより前記送信信号を構成する。本発
明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通
信方式の請求項３記載の発明は、請求項２記載の相補系
列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式において、
前記各利用者に割り当てた自己相補系列のＮ個の組が他
の利用者に割り当てた同様なＮ個の組との間において互
いに相互相補系列となるように前記自己相補系列の組を
構成すると共に、すべての利用者において使用する搬送
波を前記Ｎ個のシフト搬送波とする。本発明に係わる相
補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式の請求
項４記載の発明は、請求項２記載の相補系列繰返し変調
形櫛の歯状スペクトル通信方式において、前記各利用者
に割り当てた自己相補系列の組が他の利用者に割り当て
た同様な系列の組との間において互いに相互相補系列の
関係にないとき、各利用者に割り当てた各相補系列が互
いに周波数の異なるシフト搬送波を変調することにより
送信信号を構成する。本発明に係わる相補系列繰返し変
調形櫛の歯状スペクトル通信方式の請求項５記載の発明
は、請求項１、請求項２、請求項３または請求項４記載
の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式に
おいて、受信側において、前記Ｎ個１組の自己相補系列
の各々を繰り返す符号の一部に整合する整合フィルタ
を、前記Ｎ個１組の自己相補系列に対応してＮ個並列に
配置すると共に、該Ｎ個の整合フィルタの相関出力を加
算した結果に基づき送信情報を検出するように構成す
る。本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペ
クトル通信方式の請求項６記載の発明は、請求項１、請
求項２、請求項３または請求項４記載の相補系列繰返し
変調形櫛の歯状スペクトル通信方式において、前記Ｎ個
１組の自己相補系列の繰り返し系列からなる有限長周期
系列の前部外側と後部外側とに該有限長周期系列の後部
と前部の複数チップを複製してそれぞれ付加した擬似周
期系列を各利用者に割り当てる符号として用いると共
に、受信側において前記擬似周期系列に拡張する前の前
記有限長周期系列に整合する整合フィルタを用いて復調
する。本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状ス
ペクトル通信方式の請求項７記載の発明は、請求項５及
び６の整合フィルタの代わりにコンボルバを用いて相関
出力を得るようにした。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、図示した実施の形態例に基
づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係わる
通信方式をＣＤＭＡ通信方式に適合した場合の第１の実
施の形態例を示す機能ブロック図である。この図におい
てはシステム利用者が４人の場合を想定し、従来技術の
説明と同じように利用者Ａから利用者Ｂに、また、利用
者Ｄから利用者Ｃに情報信号を伝送する場合について説
明するので、利用者ＡとＤの受信機及び利用者ＢとＣの
送信機は省略している。また、後述する固有符号として
用いる自己相補系列はＮ組（Ｎは２以上の整数）を各利
用者ごとに割り当てる事が可能であるが、説明が煩雑に
なるのでＮ＝２、即ち、１対の自己相補系列を各利用者
が使用する場合について説明する。
づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係わる
通信方式をＣＤＭＡ通信方式に適合した場合の第１の実
施の形態例を示す機能ブロック図である。この図におい
てはシステム利用者が４人の場合を想定し、従来技術の
説明と同じように利用者Ａから利用者Ｂに、また、利用
者Ｄから利用者Ｃに情報信号を伝送する場合について説
明するので、利用者ＡとＤの受信機及び利用者ＢとＣの
送信機は省略している。また、後述する固有符号として
用いる自己相補系列はＮ組（Ｎは２以上の整数）を各利
用者ごとに割り当てる事が可能であるが、説明が煩雑に
なるのでＮ＝２、即ち、１対の自己相補系列を各利用者
が使用する場合について説明する。
【００１７】この例に示すＣＤＭＡ通信方式は、送信系
として、送信情報ａ、（ｂ）を出力する送信情報発生器
１０、（２０）と各利用者に割り当てる固有符号を発生
する第１の拡散符号としての１対の自己相補系列発生器
１１α、１１β、（２１α、２１β）の出力信号とを乗
算する第１の１対の乗算器１２α、１２β、（２２α、
２２β）と、該第１の乗算器１２α、１２β、（２２
α、２２β）の出力信号と第１の１対のローカル信号発
生器１３α、１３β、（２３α、２３β）の出力信号と
を乗算するための第２の１対の乗算器（ミキサ）１４
α、１４β、（２４α、２４β）の出力を加算する第１
の加算器１５、（２５）とから構成される送信機１、
（２）を各利用者が所有する。
として、送信情報ａ、（ｂ）を出力する送信情報発生器
１０、（２０）と各利用者に割り当てる固有符号を発生
する第１の拡散符号としての１対の自己相補系列発生器
１１α、１１β、（２１α、２１β）の出力信号とを乗
算する第１の１対の乗算器１２α、１２β、（２２α、
２２β）と、該第１の乗算器１２α、１２β、（２２
α、２２β）の出力信号と第１の１対のローカル信号発
生器１３α、１３β、（２３α、２３β）の出力信号と
を乗算するための第２の１対の乗算器（ミキサ）１４
α、１４β、（２４α、２４β）の出力を加算する第１
の加算器１５、（２５）とから構成される送信機１、
（２）を各利用者が所有する。
【００１８】また、受信系として、空間を媒体とする伝
送路１９を介して導かれる受信信号１９ａ（１９ｂ）と
第２の１対のローカル信号発振器３０α、３０β（４０
α、４０β）の出力信号とを乗算する第３の１対の乗算
器（ミキサ）３１α、３１β、（４１α、４１β）に接
続された１対の整合フィルタ３２α、３２β（４２α、
４２β）と、該整合フィルタ３２α、３２β（４２α、
４２β）の出力を加算する第２の加算器第３３、（４
３）とから構成される受信機３、（４）を各利用者が所
有する。ここで、各整合フィルタ３２α、３２β（４２
α、４２β）は内部の機能ブロックの図示を省略した
が、入力信号と各利用者に割り当てた固有符号（自己相
補系列）を発生する第２の符号発生器の出力信号とを乗
算する乗算器と、該乗算器に接続された積分器とを備え
た時間相関器として機能すること従来のものと同じであ
る。ここで受信機３，４に用いた整合フィルタ３２α、
３２β、４２α、４２βの代わりにコンボルバを用いた
としても、同様な相関出力を得ることができる。この場
合、上記コンボルバ、例えば３２αの参照入力は、系列
Ａ０Ａ０となる。
送路１９を介して導かれる受信信号１９ａ（１９ｂ）と
第２の１対のローカル信号発振器３０α、３０β（４０
α、４０β）の出力信号とを乗算する第３の１対の乗算
器（ミキサ）３１α、３１β、（４１α、４１β）に接
続された１対の整合フィルタ３２α、３２β（４２α、
４２β）と、該整合フィルタ３２α、３２β（４２α、
４２β）の出力を加算する第２の加算器第３３、（４
３）とから構成される受信機３、（４）を各利用者が所
有する。ここで、各整合フィルタ３２α、３２β（４２
α、４２β）は内部の機能ブロックの図示を省略した
が、入力信号と各利用者に割り当てた固有符号（自己相
補系列）を発生する第２の符号発生器の出力信号とを乗
算する乗算器と、該乗算器に接続された積分器とを備え
た時間相関器として機能すること従来のものと同じであ
る。ここで受信機３，４に用いた整合フィルタ３２α、
３２β、４２α、４２βの代わりにコンボルバを用いた
としても、同様な相関出力を得ることができる。この場
合、上記コンボルバ、例えば３２αの参照入力は、系列
Ａ０Ａ０となる。
【００１９】さて、この例に示したＣＤＭＡ通信方式の
動作説明に先立ち、本発明を特徴づける拡散符号（固有
符号）として用いる自己相補系列の相関特性と該自己相
補系列を繰り返して構成する符号の周波数スペクトル特
性について詳しく説明する。まず、一例として次の８チ
ップの符号系列を考える。即ち、 Ａ０＝（１，１，１，−１，１，１，−１，１） （１） Ａ１＝（１，−１，１，１，１，−１，−１，−１） （２） Ｂ０＝（１，１，１，−１，−１，−１，１，−１） （３） Ｂ１＝（１，−１，１，１，−１，１，１，１） （４） Ａ０の自己相関関数を求めると、 となる。また、Ａ１の自己相関関数は、 となる。そこで、Ａ０とＡ１の自己相関関数の和をとる
と となり、中央ビット以外にサイドローブを発生しない系
列を得る。このとき、｛Ａ０，Ａ１｝を自己相補系列と
いう。
動作説明に先立ち、本発明を特徴づける拡散符号（固有
符号）として用いる自己相補系列の相関特性と該自己相
補系列を繰り返して構成する符号の周波数スペクトル特
性について詳しく説明する。まず、一例として次の８チ
ップの符号系列を考える。即ち、 Ａ０＝（１，１，１，−１，１，１，−１，１） （１） Ａ１＝（１，−１，１，１，１，−１，−１，−１） （２） Ｂ０＝（１，１，１，−１，−１，−１，１，−１） （３） Ｂ１＝（１，−１，１，１，−１，１，１，１） （４） Ａ０の自己相関関数を求めると、 となる。また、Ａ１の自己相関関数は、 となる。そこで、Ａ０とＡ１の自己相関関数の和をとる
と となり、中央ビット以外にサイドローブを発生しない系
列を得る。このとき、｛Ａ０，Ａ１｝を自己相補系列と
いう。
【００２０】同様にして、Ｂ０とＢ１のそれぞれの自己
相関関数を求め、両者の和をとると、 となるので、｛Ｂ０，Ｂ１｝も自己相補系列である。
相関関数を求め、両者の和をとると、 となるので、｛Ｂ０，Ｂ１｝も自己相補系列である。
【００２１】更に、（１）式のＡ０を（２）式により表
されるＢ０の整合フィルタに入力すると、上述したよう
に整合フィルタは時間相関器として動作するので、該整
合フィルタの出力にＡ０とＢ０との相互相関関数として が得られる。同様にしてＡ１をＢ１の整合フィルタに入
力すると、該整合フィルタの出力にＡ１とＢ１との相互
相関関数として、 が得られる。そこで、（１１）式と（１２）式との和を
とると となる。
されるＢ０の整合フィルタに入力すると、上述したよう
に整合フィルタは時間相関器として動作するので、該整
合フィルタの出力にＡ０とＢ０との相互相関関数として が得られる。同様にしてＡ１をＢ１の整合フィルタに入
力すると、該整合フィルタの出力にＡ１とＢ１との相互
相関関数として、 が得られる。そこで、（１１）式と（１２）式との和を
とると となる。
【００２２】次に、上記とは逆に（３）式のＢ０が
（１）式で表されるＡ０の整合フィルタに入力すると、
上記と同様に該整合フィルタの出力にＢ０とＡ０との相
互相関関数として が得られ、（４）式のＢ１が（２）式で表されるＡ１の
整合フィルタに入力すると、該整合フィルタの出力にＢ
１とＡ１との相互相関関数として が得られる。そこで、（１４）式と（１５）式との和を
とると となる。つまり、自己相補系列｛Ａ０，Ａ１｝と｛Ｂ
０，Ｂ１｝とは、相手系列の１対の整合フィルタの出力
において和をとると、（１３）式或いは（１６）式で表
されるようにその相互相関関数は零となる。このような
関係にある｛Ａ０，Ａ１｝と｛Ｂ０，Ｂ１｝とを相互相
補系列といい、更に、｛Ａ０，Ａ１｝と｛Ｂ０，Ｂ１｝
とが、それぞれ自己相補系列である場合［｛Ａ０，Ａ
１｝と｛Ｂ０，Ｂ１｝］を完全相補系列という。
（１）式で表されるＡ０の整合フィルタに入力すると、
上記と同様に該整合フィルタの出力にＢ０とＡ０との相
互相関関数として が得られ、（４）式のＢ１が（２）式で表されるＡ１の
整合フィルタに入力すると、該整合フィルタの出力にＢ
１とＡ１との相互相関関数として が得られる。そこで、（１４）式と（１５）式との和を
とると となる。つまり、自己相補系列｛Ａ０，Ａ１｝と｛Ｂ
０，Ｂ１｝とは、相手系列の１対の整合フィルタの出力
において和をとると、（１３）式或いは（１６）式で表
されるようにその相互相関関数は零となる。このような
関係にある｛Ａ０，Ａ１｝と｛Ｂ０，Ｂ１｝とを相互相
補系列といい、更に、｛Ａ０，Ａ１｝と｛Ｂ０，Ｂ１｝
とが、それぞれ自己相補系列である場合［｛Ａ０，Ａ
１｝と｛Ｂ０，Ｂ１｝］を完全相補系列という。
【００２３】ここで１個の基本系列Ａ０がフレーム周期
Ｔ毎に繰返される波形の周波数スペクトルを説明する。
Ａ０の長さはＬ０をチップ数／系列とすれば、Ｔ＝Ｌ０
Δｔ０で与えられる。このインパルス列の信号がＴ秒毎
繰り返されるベースバンド帯域の周期信号のスペクトル
は、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）分析によりｆｃ０＝１
／Δｔ０、ｆＴ＝１／Ｔとして、−ｆｃ０／２〜０〜ｆ
ｃ０／２に亘りｆＴの整数倍を要素とする基本スペクト
ルとなる。すなわち、このベースバンド信号はそのセン
タがｆ＝０でｋ・ｆＴ（ｋ＝−∞〜−２，−１，０，
１，２，〜∞）に成分をもつスペクトルである。しか
し、実際上、インパルス伝送は不可能であるので、イン
パルスの代わりに、例えば、時間幅Δｔ０の方形波を用
いると、そのスペクトルは−ｆｃ０〜０〜ｆｃ０に亘る
スペクトルで近似的に表現され、このスペクトルの中に
信号エネルギの９０％以上が含まれる。（−ｆｃ０〜０
〜ｆｃ０）以外に含まれる成分は帯域外成分である。Ｌ
０＝８とした場合の方形波を用いたベースバンド波形が
周期Ｔで無限に繰り返されている場合のスペクトルは、
ＤＦＴ分析により図７のようになる。ｆ＝±ｆｃ０にお
けるスペクトル振幅は標本化関数の０点に一致するので
消失し、ｆ＝０の両側の振幅が次第に減少する標本化関
数を包絡線とする振幅特性を示す。次に、上記自己相補
系列を複数回繰り返して構成した符号の周波数スペクト
ルについて説明する。例えば、上述したＡ０を２回繰り
返して構成した符号は、 と表され、２回繰り返す周期性のため、周波数スペクト
ルは所定の周波数成分が欠落した櫛の歯状スペクトルと
なる。もし、Ｔの中に２個基本系列を含めると、Ｔ＝Ｌ
Δｔ、Ｌ＝２Ｌ０＝１６となるので、Δｔ＝Δｔ０／
２、従って、ｆｃ＝１／Δｔ＝２ｆｃ０となり、占有帯
域は２倍となるがｋｆＴ（ｋ：奇数）のスペクトルは零
となる。この櫛の歯状スペクトルは、このままでは後述
するＡ１の２回繰り返し符号（Ａ１Ａ１）のスペクトル
と一部重複するので、お互いに周波数をシフトして使用
することができる。
Ｔ毎に繰返される波形の周波数スペクトルを説明する。
Ａ０の長さはＬ０をチップ数／系列とすれば、Ｔ＝Ｌ０
Δｔ０で与えられる。このインパルス列の信号がＴ秒毎
繰り返されるベースバンド帯域の周期信号のスペクトル
は、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）分析によりｆｃ０＝１
／Δｔ０、ｆＴ＝１／Ｔとして、−ｆｃ０／２〜０〜ｆ
ｃ０／２に亘りｆＴの整数倍を要素とする基本スペクト
ルとなる。すなわち、このベースバンド信号はそのセン
タがｆ＝０でｋ・ｆＴ（ｋ＝−∞〜−２，−１，０，
１，２，〜∞）に成分をもつスペクトルである。しか
し、実際上、インパルス伝送は不可能であるので、イン
パルスの代わりに、例えば、時間幅Δｔ０の方形波を用
いると、そのスペクトルは−ｆｃ０〜０〜ｆｃ０に亘る
スペクトルで近似的に表現され、このスペクトルの中に
信号エネルギの９０％以上が含まれる。（−ｆｃ０〜０
〜ｆｃ０）以外に含まれる成分は帯域外成分である。Ｌ
０＝８とした場合の方形波を用いたベースバンド波形が
周期Ｔで無限に繰り返されている場合のスペクトルは、
ＤＦＴ分析により図７のようになる。ｆ＝±ｆｃ０にお
けるスペクトル振幅は標本化関数の０点に一致するので
消失し、ｆ＝０の両側の振幅が次第に減少する標本化関
数を包絡線とする振幅特性を示す。次に、上記自己相補
系列を複数回繰り返して構成した符号の周波数スペクト
ルについて説明する。例えば、上述したＡ０を２回繰り
返して構成した符号は、 と表され、２回繰り返す周期性のため、周波数スペクト
ルは所定の周波数成分が欠落した櫛の歯状スペクトルと
なる。もし、Ｔの中に２個基本系列を含めると、Ｔ＝Ｌ
Δｔ、Ｌ＝２Ｌ０＝１６となるので、Δｔ＝Δｔ０／
２、従って、ｆｃ＝１／Δｔ＝２ｆｃ０となり、占有帯
域は２倍となるがｋｆＴ（ｋ：奇数）のスペクトルは零
となる。この櫛の歯状スペクトルは、このままでは後述
するＡ１の２回繰り返し符号（Ａ１Ａ１）のスペクトル
と一部重複するので、お互いに周波数をシフトして使用
することができる。
【００２４】図２はこのスペクトルをもつ信号によりｆ
０をＤＳＢ−ＡＭ（両側波帯振幅変調）で変調した場合
のスペクトルの正周波数の部分を示す（負周波数成分と
帯域外成分の表示を省略し、方形波に基づく振幅の減少
特性も省いて表示している）。基本系列を２回繰り返し
たこと及びパルス幅が１／２になったことにより、ｆｃ
＝２ｆｃ０となり、ｋ・ｆＴ（ｋ：奇数）の周波数にお
ける振幅は０となる。
０をＤＳＢ−ＡＭ（両側波帯振幅変調）で変調した場合
のスペクトルの正周波数の部分を示す（負周波数成分と
帯域外成分の表示を省略し、方形波に基づく振幅の減少
特性も省いて表示している）。基本系列を２回繰り返し
たこと及びパルス幅が１／２になったことにより、ｆｃ
＝２ｆｃ０となり、ｋ・ｆＴ（ｋ：奇数）の周波数にお
ける振幅は０となる。
【００２５】一方、上述したＡ１を２回繰り返して構成
した符号は、 と表され、この符号の周波数スペクトルも上記図２と同
様な櫛の歯状スペクトルを有する。図３は、（１８）式
の符号系列により周波数ｆ１＝ｆ０＋ｆＴのシフト搬送
波を変調（周波数変換）した場合の周波数スペクトルを
示す図である。ただし、ｆＴ＝１／Ｔであり、周波数ｆ
１は図２と図３に示すスペクトルがちようど食い違うよ
うに設定している。
した符号は、 と表され、この符号の周波数スペクトルも上記図２と同
様な櫛の歯状スペクトルを有する。図３は、（１８）式
の符号系列により周波数ｆ１＝ｆ０＋ｆＴのシフト搬送
波を変調（周波数変換）した場合の周波数スペクトルを
示す図である。ただし、ｆＴ＝１／Ｔであり、周波数ｆ
１は図２と図３に示すスペクトルがちようど食い違うよ
うに設定している。
【００２６】従って、図２と図３とに示す信号、つまり
（１７）式と（１８）式とにより示される符号は、スペ
クトルが重ならないのみならずｆＴ＝１／Ｔの整数倍だ
け離れているので、後述する条件の下で同時に送信して
もお互いに干渉しない性質（直交性）を有している。上
記直交性は、上記と同様な論理によりＢ０の繰り返し系
列Ｂ０Ｂ０とＢ１の繰り返し系列Ｂ１Ｂ１との関係に対
しても成立する。
（１７）式と（１８）式とにより示される符号は、スペ
クトルが重ならないのみならずｆＴ＝１／Ｔの整数倍だ
け離れているので、後述する条件の下で同時に送信して
もお互いに干渉しない性質（直交性）を有している。上
記直交性は、上記と同様な論理によりＢ０の繰り返し系
列Ｂ０Ｂ０とＢ１の繰り返し系列Ｂ１Ｂ１との関係に対
しても成立する。
【００２７】要するに、複数の符号が互いに相互相補系
列の関係にある自己相補系列の組合せであれば各組合せ
系列の対応する系列間の相互相関の和はレベル零の特性
（無相関特性）を呈すると共に、系列を複数回繰り返し
て構成した符号系列は空隙スペクトルを作るので、互い
にスペクトルが重ならないように搬送波の周波数を設定
する手段を用いて同時に送信することができる特徴を有
する。
列の関係にある自己相補系列の組合せであれば各組合せ
系列の対応する系列間の相互相関の和はレベル零の特性
（無相関特性）を呈すると共に、系列を複数回繰り返し
て構成した符号系列は空隙スペクトルを作るので、互い
にスペクトルが重ならないように搬送波の周波数を設定
する手段を用いて同時に送信することができる特徴を有
する。
【００２８】以上、図１に示した第１の実施の形態例と
してのＣＤＭＡ通信方式に係わる動作説明をするため
に、本発明を特徴づける自己相補系列と相互相補系列の
相関特性及びこの自己相補系列を複数回繰り返して構成
した符号の空隙スペクトルをもつ周波数特性とについて
説明した。以上の自己相補系列を用いる符号の特性を考
慮しつつ、図１に示したＣＤＭＡ通信方式の動作につい
て説明する。各利用者に割り当てる固有符号の一例とし
て、上述した（１）〜（４）式の自己相補系列を４回繰
り返して構成する符号を使用する場合について説明す
る。従って、この符号は長さが３２ビット、復調周期１
６ビットの擬似周期系列でもあるから、シフト搬送波ｆ
０とｆ１とをｆ０＋ＫｆＴ（Ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−
１）のように設定すれば１対の自己相補系列を構成する
各符号はスペクトルの重なりがないので同時に送信する
ことができる。
してのＣＤＭＡ通信方式に係わる動作説明をするため
に、本発明を特徴づける自己相補系列と相互相補系列の
相関特性及びこの自己相補系列を複数回繰り返して構成
した符号の空隙スペクトルをもつ周波数特性とについて
説明した。以上の自己相補系列を用いる符号の特性を考
慮しつつ、図１に示したＣＤＭＡ通信方式の動作につい
て説明する。各利用者に割り当てる固有符号の一例とし
て、上述した（１）〜（４）式の自己相補系列を４回繰
り返して構成する符号を使用する場合について説明す
る。従って、この符号は長さが３２ビット、復調周期１
６ビットの擬似周期系列でもあるから、シフト搬送波ｆ
０とｆ１とをｆ０＋ＫｆＴ（Ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−
１）のように設定すれば１対の自己相補系列を構成する
各符号はスペクトルの重なりがないので同時に送信する
ことができる。
【００２９】まず、利用者Ａが利用者Ｂに情報信号ａを
送信するために、利用者Ａの送信機１において、第１の
１対の自己相補系列発生器１１α、１１βから出力する
系列を利用者Ｂに割り当てられた固有符号Ａ０Ａ０Ａ０
Ａ０、Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１に設定する。送信信号として、
この固有符号と情報信号ａとを第１の１対の乗算器１２
α、１２βにおいてそれぞれ乗算してスペクトル拡散す
ると共に第２の１対の乗算器１４α、１４βと第１の１
対のローカル発信器１３α、１３βとにより送信シフト
搬送波周波数ｆ０，ｆ１により周波数変換（変調）した
後に加算器１５により加算して伝送路１９に送出する。
このとき、上述したように擬似周期系列の性質により、
符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０と符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１とはスペ
クトルが重ならないように送信搬送波周波数ｆ０とｆ１
（＝ｆ０＋ｆＴ）とを設定しているので、同時に送信し
たこれらの信号を受信側でＴ秒間にわたり相関検出する
と、両者の周波数成分は直交するので、両者の間の符号
間干渉はない。
送信するために、利用者Ａの送信機１において、第１の
１対の自己相補系列発生器１１α、１１βから出力する
系列を利用者Ｂに割り当てられた固有符号Ａ０Ａ０Ａ０
Ａ０、Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１に設定する。送信信号として、
この固有符号と情報信号ａとを第１の１対の乗算器１２
α、１２βにおいてそれぞれ乗算してスペクトル拡散す
ると共に第２の１対の乗算器１４α、１４βと第１の１
対のローカル発信器１３α、１３βとにより送信シフト
搬送波周波数ｆ０，ｆ１により周波数変換（変調）した
後に加算器１５により加算して伝送路１９に送出する。
このとき、上述したように擬似周期系列の性質により、
符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０と符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１とはスペ
クトルが重ならないように送信搬送波周波数ｆ０とｆ１
（＝ｆ０＋ｆＴ）とを設定しているので、同時に送信し
たこれらの信号を受信側でＴ秒間にわたり相関検出する
と、両者の周波数成分は直交するので、両者の間の符号
間干渉はない。
【００３０】利用者Ｂの受信機３が上記利用者Ａの送信
信号を受信すると、それぞれ周波数ｆ０とｆ１の信号を
出力する第２の１対のローカル信号発振器３０α、３０
βと第３の１対の乗算器３１α、３１βとによる周波数
変換（復調）後に１対の整合フィルタ３２α、３２βに
それぞれ出力される。整合フィルタ３２α、３２βは上
述したように時間相関器として機能するので、その結
果、入力符号の相関特性を出力する。
信号を受信すると、それぞれ周波数ｆ０とｆ１の信号を
出力する第２の１対のローカル信号発振器３０α、３０
βと第３の１対の乗算器３１α、３１βとによる周波数
変換（復調）後に１対の整合フィルタ３２α、３２βに
それぞれ出力される。整合フィルタ３２α、３２βは上
述したように時間相関器として機能するので、その結
果、入力符号の相関特性を出力する。
【００３１】ここで、この相関特性について定量的に説
明するため上述した変調と復調の信号を数式で表す。ま
ず、符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０をｆ０で変調し、ｆ０で復調
すると再び符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０が得られるが、Ａ０Ａ
０Ａ０Ａ０をｆ０で変調し、ｆ１で復調すると （Ａ０Ａ０）ｆ０，ｆ１（Ａ０Ａ０）ｆ０，ｆ１ （１９） と表されるものが得られる。また、符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ
１をｆ１で変調し、ｆ０で復調すると （Ａ１Ａ１）ｆ１，ｆ０（Ａ１Ａ１）ｆ１，ｆ０ （２０） と表されるものが得られ、符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１をｆ１
で変調し、ｆ１で復調すると再び符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１
が得られる。
明するため上述した変調と復調の信号を数式で表す。ま
ず、符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０をｆ０で変調し、ｆ０で復調
すると再び符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０が得られるが、Ａ０Ａ
０Ａ０Ａ０をｆ０で変調し、ｆ１で復調すると （Ａ０Ａ０）ｆ０，ｆ１（Ａ０Ａ０）ｆ０，ｆ１ （１９） と表されるものが得られる。また、符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ
１をｆ１で変調し、ｆ０で復調すると （Ａ１Ａ１）ｆ１，ｆ０（Ａ１Ａ１）ｆ１，ｆ０ （２０） と表されるものが得られ、符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１をｆ１
で変調し、ｆ１で復調すると再び符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１
が得られる。
【００３２】次に、Ａ０の整合フィルタにＡ０が入力す
ると整合フィルタは（５）式に示したように を出力するので、図１に示された利用者Ｂの受信機に使
用されるＡ０Ａ０の整合フィルタにＡ０が入力すると、
（５）式と同様な処理により整合フィルタは （２１）を出力する。従って、図１に示した利用者Ｂの
受信機を想定してＡ０Ａ０の整合フィルタにｆ０により
復調された符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０が入力すると該整合フ
イルタは （２２） の自己相関特性を出力する。
ると整合フィルタは（５）式に示したように を出力するので、図１に示された利用者Ｂの受信機に使
用されるＡ０Ａ０の整合フィルタにＡ０が入力すると、
（５）式と同様な処理により整合フィルタは （２１）を出力する。従って、図１に示した利用者Ｂの
受信機を想定してＡ０Ａ０の整合フィルタにｆ０により
復調された符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０が入力すると該整合フ
イルタは （２２） の自己相関特性を出力する。
【００３３】次に、Ａ０Ａ０の整合フィルタにｆ１で変
調されてｆ０で復調されたＡ１Ａ１Ａ１Ａ１符号、即
ち、（２０）式の（Ａ１Ａ１）ｆ１，ｆ０（Ａ１Ａ１）
ｆ１，ｆ０が入力すると該整合フィルタは （２３） の相互相関特性を出力する。ここで、ｐｉ、ｑｊは符号
の系列に対応して零以外の数値をとる（偶然零になる場
合もある）。従って、（２３）式に示されるようにＡ０
Ａ０の整合フィルタに符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１が入力して
も、出力相関値の中央ビットを基準にして左側−８シフ
トチップから右側＋８シフトチップ成分までは零値とな
るので、この範囲において（２２）式の自己相関特性に
影響を与えない。
調されてｆ０で復調されたＡ１Ａ１Ａ１Ａ１符号、即
ち、（２０）式の（Ａ１Ａ１）ｆ１，ｆ０（Ａ１Ａ１）
ｆ１，ｆ０が入力すると該整合フィルタは （２３） の相互相関特性を出力する。ここで、ｐｉ、ｑｊは符号
の系列に対応して零以外の数値をとる（偶然零になる場
合もある）。従って、（２３）式に示されるようにＡ０
Ａ０の整合フィルタに符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１が入力して
も、出力相関値の中央ビットを基準にして左側−８シフ
トチップから右側＋８シフトチップ成分までは零値とな
るので、この範囲において（２２）式の自己相関特性に
影響を与えない。
【００３４】また、Ａ１Ａ１の整合フィルタにＡ１Ａ１
Ａ１Ａ１が入力すると、該整合フィルタは（２２）式と
同様にして （２４） の自己相関特性を出力する。さらに、Ａ１Ａ１の整合フ
ィルタにｆ０で変調されてｆ１で復調された符号Ａ０Ａ
０Ａ０Ａ０）即ち、（１９）式の（Ａ０Ａ０）
ｆ０，ｆ１（Ａ０Ａ０）ｆ０，ｆ１が入力すると、該整
合フィルタは（２３）式と同様な処理により （２５） の相互相関特性を出力する。ここで、ｒｉ、ｓｊは上記
ｐｉ，ｑｊと同様に符号の系列に対応して零以外の数値
をとるが、中央ビットより左側−８シフトチップから右
側＋８シフトチップにおいて零値となるので、（２５）
式は（２３）式と同様にこの範囲において（２４）式の
自己相関特性に影譬を与えない。
Ａ１Ａ１が入力すると、該整合フィルタは（２２）式と
同様にして （２４） の自己相関特性を出力する。さらに、Ａ１Ａ１の整合フ
ィルタにｆ０で変調されてｆ１で復調された符号Ａ０Ａ
０Ａ０Ａ０）即ち、（１９）式の（Ａ０Ａ０）
ｆ０，ｆ１（Ａ０Ａ０）ｆ０，ｆ１が入力すると、該整
合フィルタは（２３）式と同様な処理により （２５） の相互相関特性を出力する。ここで、ｒｉ、ｓｊは上記
ｐｉ，ｑｊと同様に符号の系列に対応して零以外の数値
をとるが、中央ビットより左側−８シフトチップから右
側＋８シフトチップにおいて零値となるので、（２５）
式は（２３）式と同様にこの範囲において（２４）式の
自己相関特性に影譬を与えない。
【００３５】従って、最終的に、利用者Ａの送信機１に
おいて符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０に送信情報ａを乗算してｆ
０により変調したものと、符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１にも同
じ情報信号ａを乗算してｆ１で変調したものとを加算し
て送信した信号は、 と表され、利用者Ｂの受信機３においてそれぞれｆ０及
びｆ１で復調すると、ｆ０により復調したものは となり、ｆ１により復調したものは となる。
おいて符号Ａ０Ａ０Ａ０Ａ０に送信情報ａを乗算してｆ
０により変調したものと、符号Ａ１Ａ１Ａ１Ａ１にも同
じ情報信号ａを乗算してｆ１で変調したものとを加算し
て送信した信号は、 と表され、利用者Ｂの受信機３においてそれぞれｆ０及
びｆ１で復調すると、ｆ０により復調したものは となり、ｆ１により復調したものは となる。
【００３６】ｆ０で復調した（２７）式の信号がＡ０Ａ
０の整合フィルタに、ｆ１で復調した（２８）式の信号
がＡ１Ａ１の整合フィルタに入力した場合、両整合フィ
ルタの出力を第２の加算器３３を用いて加算すると、 （２９） となるが、上式の上段に（２２）式及び（２３）式を、
また、上式下段に（２５）式及び（２４）式を適用する
と、 （３０） となり、中央チップ（３２の値）を基準として左側−７
シフトチップから−１シフトチップまでと右側＋１シフ
トチップから＋７シフトチップまでの範囲においてサイ
ドローブのない鋭い自己相関特性を得ることができるの
で、容易に受信信号が自局宛の信号であることを判定す
ることができる。
０の整合フィルタに、ｆ１で復調した（２８）式の信号
がＡ１Ａ１の整合フィルタに入力した場合、両整合フィ
ルタの出力を第２の加算器３３を用いて加算すると、 （２９） となるが、上式の上段に（２２）式及び（２３）式を、
また、上式下段に（２５）式及び（２４）式を適用する
と、 （３０） となり、中央チップ（３２の値）を基準として左側−７
シフトチップから−１シフトチップまでと右側＋１シフ
トチップから＋７シフトチップまでの範囲においてサイ
ドローブのない鋭い自己相関特性を得ることができるの
で、容易に受信信号が自局宛の信号であることを判定す
ることができる。
【００３７】一方、上述した利用者Ａから利用者Ｂへの
情報信号ａの［Ａ０、Ａ１］による送信と並行して、利
用者Ｄから利用者Ｃへ自己相補系列［Ｂ０、Ｂ１］及び
上記と同じ周波数ｆ０とｆ１の搬送波を用いて上記と同
一方法により情報信号ｂの送信を図８に示す周波数配列
（ｆ０、ｆ１の右側の表示）を用いて行う方式を考え
る。この方式においては、信号［Ｂ０、Ｂ１］が干渉波
として利用者Ｂの受信機３にも混入する。この動作を定
量的に説明すると、利用者Ｄの送信機２において、利用
者Ａの送信機１と同じ処理により拡散符号Ｂ０Ｂ０Ｂ０
Ｂ０に送信情報ｂを乗算してｆ０で変調し、また、他の
拡散符号Ｂ１Ｂ１Ｂ１Ｂ１にも同じ送信情報ｂを乗算し
てｆ１で変調し、両信号を加算して送信すると、（２
６）式と同様に となる。これを利用者Ｂの受信機３においてそれぞれｆ
０及びｆ１により復調すると、ｆ０により復調したも
は、 となり、ｆ１により復調したものは となる。
情報信号ａの［Ａ０、Ａ１］による送信と並行して、利
用者Ｄから利用者Ｃへ自己相補系列［Ｂ０、Ｂ１］及び
上記と同じ周波数ｆ０とｆ１の搬送波を用いて上記と同
一方法により情報信号ｂの送信を図８に示す周波数配列
（ｆ０、ｆ１の右側の表示）を用いて行う方式を考え
る。この方式においては、信号［Ｂ０、Ｂ１］が干渉波
として利用者Ｂの受信機３にも混入する。この動作を定
量的に説明すると、利用者Ｄの送信機２において、利用
者Ａの送信機１と同じ処理により拡散符号Ｂ０Ｂ０Ｂ０
Ｂ０に送信情報ｂを乗算してｆ０で変調し、また、他の
拡散符号Ｂ１Ｂ１Ｂ１Ｂ１にも同じ送信情報ｂを乗算し
てｆ１で変調し、両信号を加算して送信すると、（２
６）式と同様に となる。これを利用者Ｂの受信機３においてそれぞれｆ
０及びｆ１により復調すると、ｆ０により復調したも
は、 となり、ｆ１により復調したものは となる。
【００３８】ｆ０で復調した（３２）式の信号はＡ０Ａ
０の整合フィルタに、ｆ１で復調した（３３）式の信号
はＡ１Ａ１の整合フィルタに入力するので、両整合フィ
ルタの出力を加算すると、（２９）式と同様に （３４） となるが、（２９）式から（３０）式を導くときの同一
処理を適用すれば、（３４）式は となり、中央チップを基準として左側−８シフトチップ
から右側＋８シフトチップまでが零値となる。
０の整合フィルタに、ｆ１で復調した（３３）式の信号
はＡ１Ａ１の整合フィルタに入力するので、両整合フィ
ルタの出力を加算すると、（２９）式と同様に （３４） となるが、（２９）式から（３０）式を導くときの同一
処理を適用すれば、（３４）式は となり、中央チップを基準として左側−８シフトチップ
から右側＋８シフトチップまでが零値となる。
【００３９】従って、利用者Ｂが利用者Ａから送信され
た信号［Ａ０、Ａ１］を（３０）式の自己相関特性にお
ける左側−７シフトチップから右側＋７シフトチップの
範囲の相関値に基づいて自局宛の信号であることを判定
するとき、他局（利用者Ｄ）から送信された信号［Ｂ
０、Ｂ１］が利用者Ｂの受信機３に混入しても（３５）
式に示されるように左側−８シフトチップから右側＋８
シフトチップの範囲の相関値が零であるので、上記（３
０）式を用いる自局宛信号の判定には影響しない。これ
は、両者が同一帯域｛（ｆ０−１／Δｔ）〜（ｆ１＋１
／Δｔ）｝を用いているが、［Ａ０，Ａ１］系列と［Ｂ
０，Ｂ１］系列とを相互相補系列に設定しているためで
ある。よって、本発明に係わるＣＤＭＡ通信方式は、自
局宛信号を判定する自己相関特性の期間（時間）におい
て、混入する他局宛信号の相関特性が必ず零になるの
で、上述した従来の各利用者の位置関係による遠近問題
が発生しない。その結果、各利用者の移動に伴う各送信
機の送信電力レベル制御が不要になるので、システムを
極めて簡単に構成することができる。
た信号［Ａ０、Ａ１］を（３０）式の自己相関特性にお
ける左側−７シフトチップから右側＋７シフトチップの
範囲の相関値に基づいて自局宛の信号であることを判定
するとき、他局（利用者Ｄ）から送信された信号［Ｂ
０、Ｂ１］が利用者Ｂの受信機３に混入しても（３５）
式に示されるように左側−８シフトチップから右側＋８
シフトチップの範囲の相関値が零であるので、上記（３
０）式を用いる自局宛信号の判定には影響しない。これ
は、両者が同一帯域｛（ｆ０−１／Δｔ）〜（ｆ１＋１
／Δｔ）｝を用いているが、［Ａ０，Ａ１］系列と［Ｂ
０，Ｂ１］系列とを相互相補系列に設定しているためで
ある。よって、本発明に係わるＣＤＭＡ通信方式は、自
局宛信号を判定する自己相関特性の期間（時間）におい
て、混入する他局宛信号の相関特性が必ず零になるの
で、上述した従来の各利用者の位置関係による遠近問題
が発生しない。その結果、各利用者の移動に伴う各送信
機の送信電力レベル制御が不要になるので、システムを
極めて簡単に構成することができる。
【００４０】更に、上述した他局から混入する信号の相
関特性が零になる特性を利用することで、本発明に係わ
るＣＤＭＡ通信方式は市街地の移動通信において問題と
なるマルチパスの分離も容易に行うことができる。図４
は、マルチパス発生の概念を示す平面図である。送信機
４１から出力する送信信号は、受信機４２に直接到達す
る直接信号４３と反射物４４により反射して受信機４２
に到達するマルチパス信号（反射信号）４５とに分離さ
れ、マルチパス信号４５が直接信号４３と同一レベルで
受信機４２に到達すると位相のずれた同一レベルの信号
が受信機４２に入力するので、波形ひずみ等を引き起こ
して受信機４２の受信性能を劣化させる。
関特性が零になる特性を利用することで、本発明に係わ
るＣＤＭＡ通信方式は市街地の移動通信において問題と
なるマルチパスの分離も容易に行うことができる。図４
は、マルチパス発生の概念を示す平面図である。送信機
４１から出力する送信信号は、受信機４２に直接到達す
る直接信号４３と反射物４４により反射して受信機４２
に到達するマルチパス信号（反射信号）４５とに分離さ
れ、マルチパス信号４５が直接信号４３と同一レベルで
受信機４２に到達すると位相のずれた同一レベルの信号
が受信機４２に入力するので、波形ひずみ等を引き起こ
して受信機４２の受信性能を劣化させる。
【００４１】図５は、上述したマルチパス信号４５が受
信機に入力した場合に図１に示した第２の加算器３３
（４３）出力における自己相関特性を示す図である。上
述したように自己相関特性は中央ビットを基準にして左
側−７シフトチップから右側＋７シフトチップの範囲に
おいてサイドローブを発生しないので、（３０）式で表
される直接信号（実線）とマルチパス信号（破線）とが
位相ずれ（時間遅延ＴＭ）として分離できる。受信波の
受信信号の同期を確立すれば中央チップ位置が明確にな
る。それ故に、直接波と遅延波との遅延時間の差をτｄ
＝τＭ−τ０として、基本系列Ａ０、Ａ１のチップ長を
Ｌ０とすれば、ＴＭ＝Ｌ０Δｔ−τｄ＞０である限りマ
ルチパス信号を確実に分離することができる。
信機に入力した場合に図１に示した第２の加算器３３
（４３）出力における自己相関特性を示す図である。上
述したように自己相関特性は中央ビットを基準にして左
側−７シフトチップから右側＋７シフトチップの範囲に
おいてサイドローブを発生しないので、（３０）式で表
される直接信号（実線）とマルチパス信号（破線）とが
位相ずれ（時間遅延ＴＭ）として分離できる。受信波の
受信信号の同期を確立すれば中央チップ位置が明確にな
る。それ故に、直接波と遅延波との遅延時間の差をτｄ
＝τＭ−τ０として、基本系列Ａ０、Ａ１のチップ長を
Ｌ０とすれば、ＴＭ＝Ｌ０Δｔ−τｄ＞０である限りマ
ルチパス信号を確実に分離することができる。
【００４２】本発明の方式は、干渉波の入来位相が希望
波の入来位相と一致することを前提として構築されてい
る。もし、位相差が存在し、図９のように干渉波信号υ
Ｂのフレームの境界が希望波信号υＡのフレームの中に
ある場合、υＢはその情報ｂで変調されているので、上
述の説明で想定した信号とは異なり干渉による相関が生
ずる。しかし、現実には、干渉のフレーム位相を厳密に
同期させることは困難であるが、その時間差を図示のτ
ｄｉｆ以下に保つように制御することはＴＤＭＡによる
移動通信方式などで実現されている。このような準同期
技術を用いることにし、予め信号の復調相関に用いるフ
レーム長ＴＤＥＭよりも長いフレーム長（擬似周期）Ｔ
Ｅをもつ信号υＡ、υＢ を送信すれば、両フレームの
受信時間差τｄｉｆがτｄｉｆ〈ＴＡであれば、υＡ
の復調時間ＴＤＥＭの中には、変調を受けない干渉波が
入来することになるので、υＢ による相関は発生しな
い。拡大フレームυＡ は、υＡの後半と前半の一部を
υＡの前部と後部に付加することにより作られる。図９
は簡単な例としてυＡの構成要素Ａ０を前後に付加した
場合を示している。
波の入来位相と一致することを前提として構築されてい
る。もし、位相差が存在し、図９のように干渉波信号υ
Ｂのフレームの境界が希望波信号υＡのフレームの中に
ある場合、υＢはその情報ｂで変調されているので、上
述の説明で想定した信号とは異なり干渉による相関が生
ずる。しかし、現実には、干渉のフレーム位相を厳密に
同期させることは困難であるが、その時間差を図示のτ
ｄｉｆ以下に保つように制御することはＴＤＭＡによる
移動通信方式などで実現されている。このような準同期
技術を用いることにし、予め信号の復調相関に用いるフ
レーム長ＴＤＥＭよりも長いフレーム長（擬似周期）Ｔ
Ｅをもつ信号υＡ、υＢ を送信すれば、両フレームの
受信時間差τｄｉｆがτｄｉｆ〈ＴＡであれば、υＡ
の復調時間ＴＤＥＭの中には、変調を受けない干渉波が
入来することになるので、υＢ による相関は発生しな
い。拡大フレームυＡ は、υＡの後半と前半の一部を
υＡの前部と後部に付加することにより作られる。図９
は簡単な例としてυＡの構成要素Ａ０を前後に付加した
場合を示している。
【００４３】なお、１人の利用者が２つの送信機を使用
し、他の１人の利用者が２つの受信機を使用する場合
は、例えば、図１に示した送信機１と送信機２とを１人
の利用者が使用すると共に受信機３と受信機４とを他の
１人の利用者が使用することになるので、１人の利用者
が送信情報ａとｂとを同時に送信することができ、結果
として伝送速度を２倍に上げた効果を得ることができ
る。
し、他の１人の利用者が２つの受信機を使用する場合
は、例えば、図１に示した送信機１と送信機２とを１人
の利用者が使用すると共に受信機３と受信機４とを他の
１人の利用者が使用することになるので、１人の利用者
が送信情報ａとｂとを同時に送信することができ、結果
として伝送速度を２倍に上げた効果を得ることができ
る。
【００４４】以上説明した本発明に係わる第１の実施の
形態例においては、各利用者に共通に２つの周波数の異
なる搬送波ｆ０，ｆ１を割り当てると共に各利用者に拡
散符号を相互相補系列となるように割り当てることによ
り自局に混入する他局宛信号の相関値が零となるように
構成した。それ故に、相補系列の組合せ数がｍならば、
ｍ個の同時通話がほぼ同一帯域を用いて相互干渉無く実
現できるが、本発明の実施にあってはこの例にかぎら
ず、例えば、後述する第２の実施の形態例として各利用
者に割り当てる拡散符号は第１の実施の形態例と同じ自
己相補系列とするが、各利用者間に割り当てる符号を相
互相補系列とはせず、各利用者において使用する搬送波
の周波数を相違させるように構成し、周波数多重分割方
式としてもよい。
形態例においては、各利用者に共通に２つの周波数の異
なる搬送波ｆ０，ｆ１を割り当てると共に各利用者に拡
散符号を相互相補系列となるように割り当てることによ
り自局に混入する他局宛信号の相関値が零となるように
構成した。それ故に、相補系列の組合せ数がｍならば、
ｍ個の同時通話がほぼ同一帯域を用いて相互干渉無く実
現できるが、本発明の実施にあってはこの例にかぎら
ず、例えば、後述する第２の実施の形態例として各利用
者に割り当てる拡散符号は第１の実施の形態例と同じ自
己相補系列とするが、各利用者間に割り当てる符号を相
互相補系列とはせず、各利用者において使用する搬送波
の周波数を相違させるように構成し、周波数多重分割方
式としてもよい。
【００４５】図６は、第１の実施の形態例である図１の
システム構成を用いた場合に対する符号とスペクトルの
関係を示す図である。即ち、４人の利用者がそれぞれ情
報信号を送信する場合に、送信先の各利用者に割り当て
た自己相補系列を繰り返して構成する符号対とそのスペ
クトルの関係を示す図である。ただし、スペクトルの図
示を簡単にするため各自己相補系列は８チップの基本系
列の４個による繰り返しにより構成されているとする。
例えば、送信（Ａ→Ｂ）に対し式（１）のＡ０、式
（２）のＡ１を仮定する。これらの繰返し系列がそれぞ
れ（ｆ０，ｆ１）を変調した出力のスペクトルが図６の
上部に示されている。
システム構成を用いた場合に対する符号とスペクトルの
関係を示す図である。即ち、４人の利用者がそれぞれ情
報信号を送信する場合に、送信先の各利用者に割り当て
た自己相補系列を繰り返して構成する符号対とそのスペ
クトルの関係を示す図である。ただし、スペクトルの図
示を簡単にするため各自己相補系列は８チップの基本系
列の４個による繰り返しにより構成されているとする。
例えば、送信（Ａ→Ｂ）に対し式（１）のＡ０、式
（２）のＡ１を仮定する。これらの繰返し系列がそれぞ
れ（ｆ０，ｆ１）を変調した出力のスペクトルが図６の
上部に示されている。
【００４６】図６は後述する図８の場合と異なり、上記
のＡ０，Ａ１とは互いに相互相補系列の関係にある式
（３）のＢ０と式（４）のＢ１の組を他の送信（Ｄ→
Ｃ）に対して用いている場合で、Ｂ０、Ｂ１が（ｆ０，
ｆ１）を変調した出力のスペクトルは図６の下部に示さ
れている。符号Ａ０とＢ０とは搬送波ｆ０を、符号Ａ１
とＢ１とは搬送波ｆ１を変調して送信波を生成する。送
信（Ａ→Ｂ）用搬送波のスペクトルと送信（Ｄ→Ｃ）用
搬送波のスペクトルは、図６に示すように合致するが、
互いに相互相補系列の関係にあるので、受信側では干渉
を生じない。他の送信（Ｂ→Ａ）、（Ｃ→Ｄ）に対して
は、それぞれ（Ａ０，Ａ１）、（Ｂ０，Ｂ１）の繰返し
符号系列を用い、ｆ０、ｆ１とは異なる搬送波 ｆ２＝ｆ１＋ｆＴ ｆ３＝ｆ２＋ｆＴ を用いて同様な方法で送信波を生成する。この場合も、
送信（Ｂ→Ａ）、（Ｃ→Ｄ）に対し、同一搬送波ｆ２，
ｆ３を共通に用いうる。この場合の送信波のスペクトル
は図６には示されていないが、図示のスペクトルの空隙
部分に配置されるので、送信波（Ａ→Ｂ）、（Ｄ→Ｃ）
との干渉は発生しない。従って、後述する図８の場合の
占有帯域に比し、第１の実施例のシステムの占有する帯
域は図６のように半減する利点がある。相互相補系列の
組を多数用いると、さらに周波数利用効率は高まる。
のＡ０，Ａ１とは互いに相互相補系列の関係にある式
（３）のＢ０と式（４）のＢ１の組を他の送信（Ｄ→
Ｃ）に対して用いている場合で、Ｂ０、Ｂ１が（ｆ０，
ｆ１）を変調した出力のスペクトルは図６の下部に示さ
れている。符号Ａ０とＢ０とは搬送波ｆ０を、符号Ａ１
とＢ１とは搬送波ｆ１を変調して送信波を生成する。送
信（Ａ→Ｂ）用搬送波のスペクトルと送信（Ｄ→Ｃ）用
搬送波のスペクトルは、図６に示すように合致するが、
互いに相互相補系列の関係にあるので、受信側では干渉
を生じない。他の送信（Ｂ→Ａ）、（Ｃ→Ｄ）に対して
は、それぞれ（Ａ０，Ａ１）、（Ｂ０，Ｂ１）の繰返し
符号系列を用い、ｆ０、ｆ１とは異なる搬送波 ｆ２＝ｆ１＋ｆＴ ｆ３＝ｆ２＋ｆＴ を用いて同様な方法で送信波を生成する。この場合も、
送信（Ｂ→Ａ）、（Ｃ→Ｄ）に対し、同一搬送波ｆ２，
ｆ３を共通に用いうる。この場合の送信波のスペクトル
は図６には示されていないが、図示のスペクトルの空隙
部分に配置されるので、送信波（Ａ→Ｂ）、（Ｄ→Ｃ）
との干渉は発生しない。従って、後述する図８の場合の
占有帯域に比し、第１の実施例のシステムの占有する帯
域は図６のように半減する利点がある。相互相補系列の
組を多数用いると、さらに周波数利用効率は高まる。
【００４７】図８は、４人の利用者がそれぞれ情報信号
を送信する場合に、送信先の各利用者は自己相補系列を
繰り返して構成する符号のみを用い、相互相補系列を用
いない場合の第２の実施例のシステム構成に対する各符
号とそのスペクトルの関係を示す図である。このシステ
ム構成は、図１において送信機２の拡散符号の（Ｂ０，
Ｂ０，Ｂ０，Ｂ０）を（Ａ６，Ａ６，Ａ６，Ａ６）へ、
（Ｂ１，Ｂ１，Ｂ１，Ｂ１）を（Ａ７，Ａ７，Ａ７，Ａ
７）へ、搬送波の（ｆ０，ｆ１）を（ｆ６，ｆ７）へと
置換し、さらに受信機４の搬送波を（ｆ０，ｆ１）から
（ｆ６，ｆ７）へ、整合フィルタの（Ｂ０Ｂ０）を（Ａ
６Ａ６）へ、（Ｂ１Ｂ１）を（Ａ７Ａ７）へと置換する
ようにして実現される。図８において、スペクトルの図
示を簡単にするため各自己相補系列は４チツプの基本系
列の８個による繰り返しにより構成されているとする。
例えば、Ａ０＝（１，１，１，−１）、Ａ１＝（１，−
１，１，１）と仮定すると、上述したように系列の繰り
返し数とスペクトルにおける欠如周波数成分の間隔とは
密接に関係するから、４人で同時送信するための８個の
スペクトルが重複しないようにするため、自己相補系列
を８回以上繰り返す必要がある。図８は自己相補系列を
８回繰り返して構成した符号のスペクトルがそれぞれ重
複しないように各利用者の送信機における搬送波の周波
数をｆ０〜ｆ７に設定した場合のスペクトルを示してい
る。
を送信する場合に、送信先の各利用者は自己相補系列を
繰り返して構成する符号のみを用い、相互相補系列を用
いない場合の第２の実施例のシステム構成に対する各符
号とそのスペクトルの関係を示す図である。このシステ
ム構成は、図１において送信機２の拡散符号の（Ｂ０，
Ｂ０，Ｂ０，Ｂ０）を（Ａ６，Ａ６，Ａ６，Ａ６）へ、
（Ｂ１，Ｂ１，Ｂ１，Ｂ１）を（Ａ７，Ａ７，Ａ７，Ａ
７）へ、搬送波の（ｆ０，ｆ１）を（ｆ６，ｆ７）へと
置換し、さらに受信機４の搬送波を（ｆ０，ｆ１）から
（ｆ６，ｆ７）へ、整合フィルタの（Ｂ０Ｂ０）を（Ａ
６Ａ６）へ、（Ｂ１Ｂ１）を（Ａ７Ａ７）へと置換する
ようにして実現される。図８において、スペクトルの図
示を簡単にするため各自己相補系列は４チツプの基本系
列の８個による繰り返しにより構成されているとする。
例えば、Ａ０＝（１，１，１，−１）、Ａ１＝（１，−
１，１，１）と仮定すると、上述したように系列の繰り
返し数とスペクトルにおける欠如周波数成分の間隔とは
密接に関係するから、４人で同時送信するための８個の
スペクトルが重複しないようにするため、自己相補系列
を８回以上繰り返す必要がある。図８は自己相補系列を
８回繰り返して構成した符号のスペクトルがそれぞれ重
複しないように各利用者の送信機における搬送波の周波
数をｆ０〜ｆ７に設定した場合のスペクトルを示してい
る。
【００４８】以上説明したように、本発明に係わるＣＤ
ＭＡ通信方式の第１の実施例においては、相互相補系列
を用いるので各利用者の送信波のスペクトルが重複して
も受信側で干渉を受けずに分離識別でき、従って、周波
数利用効率を高めうる。一方、第２の実施例において
は、各利用者に割り当てる符号に相互相補系列の条件が
ないので、取りうる符号の自由度が高く、従って、各利
用者に割り当てる符号の数を第１の実施の形態例よりも
多くできる利点がある。第２の実施の形態例は、特に利
用者数を増大させたい場合に有効であり、第１の実施の
形態例と組み合わせて実施することもできる。
ＭＡ通信方式の第１の実施例においては、相互相補系列
を用いるので各利用者の送信波のスペクトルが重複して
も受信側で干渉を受けずに分離識別でき、従って、周波
数利用効率を高めうる。一方、第２の実施例において
は、各利用者に割り当てる符号に相互相補系列の条件が
ないので、取りうる符号の自由度が高く、従って、各利
用者に割り当てる符号の数を第１の実施の形態例よりも
多くできる利点がある。第２の実施の形態例は、特に利
用者数を増大させたい場合に有効であり、第１の実施の
形態例と組み合わせて実施することもできる。
【００４９】
【発明の効果】本発明は以上説明したように拡散符号と
して自己相補系列を複数回繰り返して構成した系列を用
い、更に必要な場合は、相互相補系列も用いて構成する
上記符号系列対をアドレスとして各局（各利用者）に割
り当てる方式によりシステムを構成するから、干渉波の
影響を回避することができるのでＣＤＭＡ通信方式にお
ける遠近問題を解決でき、従って、送信電カレベル制御
を不要にして簡単なシステム構成を可能とし、且つ、サ
イドローブの無い自己相関特性によりマルチパス信号の
分離が容易にできるＣＤＭＡ通信方式を実現する上で著
効を奏す。
して自己相補系列を複数回繰り返して構成した系列を用
い、更に必要な場合は、相互相補系列も用いて構成する
上記符号系列対をアドレスとして各局（各利用者）に割
り当てる方式によりシステムを構成するから、干渉波の
影響を回避することができるのでＣＤＭＡ通信方式にお
ける遠近問題を解決でき、従って、送信電カレベル制御
を不要にして簡単なシステム構成を可能とし、且つ、サ
イドローブの無い自己相関特性によりマルチパス信号の
分離が容易にできるＣＤＭＡ通信方式を実現する上で著
効を奏す。
【図１】本発明に係わるＣＤＭＡ通信方式の第１の実施
の形態例を示す機能ブロック図。
の形態例を示す機能ブロック図。
【図２】自己相補系列（Ａ０）の２回繰り返し系列を搬
送波ｆ０により変調した場合の周波数スペクトル図。
送波ｆ０により変調した場合の周波数スペクトル図。
【図３】自己相補系列（Ａ１）の２回繰り返し系列を搬
送波ｆ１により変調した場合の周波数スペクトル図。
送波ｆ１により変調した場合の周波数スペクトル図。
【図４】マルチパス発生の概念を説明する平面図。
【図５】マルチパス信号の自己相関特性を示す図。
【図６】本発明に係わるＣＤＭＡ通信方式の第１の実施
の形態例における各利用者に割り当てられた符号系列と
周波数スペクトルの関係を示す図。
の形態例における各利用者に割り当てられた符号系列と
周波数スペクトルの関係を示す図。
【図７】方形波を用いた拡散符号波形（ベースバンド）
が無限に繰り返される場合のスペクトルを示す図。
が無限に繰り返される場合のスペクトルを示す図。
【図８】本発明に係わるＣＤＭＡ通信方式の第２の実施
の形態例における各利用者に割り当てられた符号系列と
周波数スペクトルの関係を示す図。
の形態例における各利用者に割り当てられた符号系列と
周波数スペクトルの関係を示す図。
【図９】希望波信号υＡのフレーム構成例を示す図。
【図１０】従来のＣＤＭＡ通信方式の構成例を示す機能
ブロック図。
ブロック図。
【図１１】７ビットＰＮ符号の自己相関特性の一例を示
す図。
す図。
【図１２】ＰＮ符号の相互相関特性の概念を示す図。
１‥利用者Ａの送信機 ２‥利用者Ｄの送信機 ３‥利用者Ｂの受信機 ４‥利用者Ｃの受信機 １０、２０‥送信情報発生器 １１α、１１β（２１α、２１β）‥１対の自己相補系
列発生器 １２α、１２β（２２α、２２β）‥第１の１対の乗算
器 １３α、１３β（２３α、２３β）‥第１の１対のロー
カル信号発生器 １４α、１４β（２４α、２４β）‥第２の１対の乗算
器（ミキサ） １５、２５‥第１の加算器 １９‥伝送路 １９ａ‥受信信号 ３０α、３０β（４０α、４０β）‥第２の１対のロー
カル信号発生器 ３１α、３１β（４１α、４１β）‥第３の１対の乗算
器 ３２α、３２β（４２α、４２β）‥１対の整合フィル
タ ３３、４３‥第２の加算器
列発生器 １２α、１２β（２２α、２２β）‥第１の１対の乗算
器 １３α、１３β（２３α、２３β）‥第１の１対のロー
カル信号発生器 １４α、１４β（２４α、２４β）‥第２の１対の乗算
器（ミキサ） １５、２５‥第１の加算器 １９‥伝送路 １９ａ‥受信信号 ３０α、３０β（４０α、４０β）‥第２の１対のロー
カル信号発生器 ３１α、３１β（４１α、４１β）‥第３の１対の乗算
器 ３２α、３２β（４２α、４２β）‥１対の整合フィル
タ ３３、４３‥第２の加算器
Claims (7)
- 【請求項１】 直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯
状スペクトル通信方式において、２以上の整数をＮと
し、Ｎ個の自己相補系列からなる組を各利用者に割り当
てると共に、前記自己相補系列の１つを複数回繰り返す
ことにより、周波数スペクトルの重複がないＮ個の櫛の
歯状スペクトルをもつ信号に変換し、前記自己相補系列
の関係にあるＮ個の相補系列を前記Ｎ個の櫛の歯状スペ
クトルに割り当てるようにして送信信号を構成した相補
系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式。 - 【請求項２】 前記Ｎ個の櫛の歯状スペクトルが重複し
ないように基準周波数にシンボル周期Ｔの逆数ｆＴのＫ
倍、ここで、Ｋ＝０，１，２，…Ｎ−１、の周波数を加
えたＮ個のシフト搬送波を準備し、その各々を前記Ｎ個
１組の互いに自己相補系列の関係にある各相補系列の繰
り返し系列を用いて変調して作成した信号をＮ個合成す
ることにより前記送信信号を構成した請求項１記載の相
補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式。 - 【請求項３】 前記各利用者に割り当てた自己相補系列
のＮ個の組が他の利用者に割り当てた同様なＮ個の組と
の間において互いに相互相補系列となるように前記自己
相補系列の組を構成すると共に、すべての利用者におい
て使用する搬送波を前記Ｎ個のシフト搬送波としたこと
を特徴とする請求項２記載の相補系列繰返し変調形櫛の
歯状スペクトル通信方式。 - 【請求項４】 前記各利用者に割り当てた自己相補系列
の組が他の利用者に割り当てた同様な系列の組との間に
おいて互いに相互相補系列の関係にないとき、各利用者
に割り当てた各相補系列が互いに周波数の異なるシフト
搬送波を変調することにより送信信号を構成する請求項
２記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信
方式。 - 【請求項５】 受信側において、前記Ｎ個１組の自己相
補系列の各々を繰り返す符号の一部に整合する整合フィ
ルタを、前記Ｎ個１組の自己相補系列に対応してＮ個並
列に配置すると共に、該Ｎ個の整合フィルタの相関出力
を加算した結果に基づき送信情報を検出するように構成
したことを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３ま
たは請求項４記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペ
クトル通信方式。 - 【請求項６】 前記Ｎ個１組の自己相補系列の繰り返し
系列からなる有限長周期系列の前部外側と後部外側とに
該有限長周期系列の後部と前部の複数チップを複製して
それぞれ付加した擬似周期系列を各利用者に割り当てる
符号として用いると共に、受信側において前記擬似周期
系列に拡張する前の前記有限長周期系列に整合する整合
フィルタを用いて復調することを特徴とする請求項１、
請求項２、請求項３または請求項４記載の相補系列繰返
し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式。 - 【請求項７】 請求項５及び６の整合フィルタの代わり
にコンボルバを用いて相関出力を得るようにしたことを
特徴とする相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通
信方式。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10689698A JP3301724B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | 相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式 |
| CNB998007196A CN1135766C (zh) | 1998-03-13 | 1999-03-11 | 互补序列反复调制型的梳形频谱通信方法 |
| PCT/JP1999/001185 WO1999046878A1 (fr) | 1998-03-13 | 1999-03-11 | Procede de communication a spectre en peigne, du type a modulation a repetition de serie complementaire |
| EP99907907A EP0984578A4 (en) | 1998-03-13 | 1999-03-11 | MESSAGE TRANSMISSION METHOD WITH COMBINED SPECTRUM AND COMPLEMENTARY SERIAL REPEAT MODULATION |
| US09/423,792 US6954422B1 (en) | 1998-03-13 | 1999-03-11 | Comb-form spectrum communication systems using repeated complementary sequence modulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10689698A JP3301724B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | 相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11261448A true JPH11261448A (ja) | 1999-09-24 |
| JP3301724B2 JP3301724B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=14445242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10689698A Expired - Fee Related JP3301724B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | 相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6954422B1 (ja) |
| EP (1) | EP0984578A4 (ja) |
| JP (1) | JP3301724B2 (ja) |
| CN (1) | CN1135766C (ja) |
| WO (1) | WO1999046878A1 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002026873A (ja) * | 2000-07-12 | 2002-01-25 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 自己相補系列を用いた直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式 |
| WO2002023782A1 (fr) * | 2000-09-12 | 2002-03-21 | Toyo Communicatin Equipment Co., Ltd. | Systeme de communication multiplex a repartition par code a inversion par rotation |
| JP2002217778A (ja) * | 2001-01-17 | 2002-08-02 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方法及び装置 |
| WO2006106616A1 (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-12 | Ntt Docomo, Inc. | 上りリンクにおける物理チャネルの無線リソース割り当て方法および移動機用送信機 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1613220A (zh) * | 2002-03-22 | 2005-05-04 | 连宇通信有限公司 | 一种生成具有零相关窗的非匹配扩频序列编码方法 |
| US10763971B2 (en) * | 2016-02-26 | 2020-09-01 | The Regents Of The University Of California | Comb assisted spread-spectrum receiver and reception methods |
| CN107645364B (zh) * | 2016-07-22 | 2022-12-09 | 山东壹号方舟机器人智能科技有限公司 | 互补编码方法及装置、互补译码方法及装置、OvXDM系统 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4047121A (en) * | 1975-10-16 | 1977-09-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | RF signal generator |
| EP0582061A1 (de) * | 1992-06-17 | 1994-02-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Kohärent optische Vielkanalanordnung |
| FI925472A (fi) | 1992-12-01 | 1994-06-02 | Nokia Mobile Phones Ltd | Tiedonsiirtomenetelmä sekä -järjestelmä |
| FI94819C (fi) * | 1993-06-10 | 1995-10-25 | Nokia Telecommunications Oy | Tiedonsiirtomenetelmä ja CDMA/FDMA-radiojärjestelmä |
| JP3145642B2 (ja) * | 1996-09-20 | 2001-03-12 | 功芳 畔柳 | ２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式 |
| DE19904940A1 (de) * | 1999-02-06 | 2000-12-21 | Sel Alcatel Ag | Optisches Übertragungssystem sowie Sender und Empfänger |
-
1998
- 1998-03-13 JP JP10689698A patent/JP3301724B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-03-11 WO PCT/JP1999/001185 patent/WO1999046878A1/ja active Application Filing
- 1999-03-11 US US09/423,792 patent/US6954422B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-11 EP EP99907907A patent/EP0984578A4/en not_active Withdrawn
- 1999-03-11 CN CNB998007196A patent/CN1135766C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002026873A (ja) * | 2000-07-12 | 2002-01-25 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 自己相補系列を用いた直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式 |
| WO2002023782A1 (fr) * | 2000-09-12 | 2002-03-21 | Toyo Communicatin Equipment Co., Ltd. | Systeme de communication multiplex a repartition par code a inversion par rotation |
| JP2002217778A (ja) * | 2001-01-17 | 2002-08-02 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方法及び装置 |
| WO2006106616A1 (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-12 | Ntt Docomo, Inc. | 上りリンクにおける物理チャネルの無線リソース割り当て方法および移動機用送信機 |
| US8971283B2 (en) | 2005-03-31 | 2015-03-03 | Ntt Docomo, Inc. | Radio resource assignment method for physical channel in uplink, and transmitter for mobile apparatuses |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6954422B1 (en) | 2005-10-11 |
| CN1135766C (zh) | 2004-01-21 |
| WO1999046878A1 (fr) | 1999-09-16 |
| EP0984578A4 (en) | 2005-09-14 |
| EP0984578A1 (en) | 2000-03-08 |
| JP3301724B2 (ja) | 2002-07-15 |
| CN1269085A (zh) | 2000-10-04 |
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