JP3145642B2 - ２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式 - Google Patents
２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J2013/0037—Multilevel codes
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チャネル間干渉を
低減するようにした２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡
散通信方式に関する。
低減するようにした２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡
散通信方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】本出願人は、チャネル間干渉が無い信号
設計法として、既に多相有限長（疑似周期）系列となる
信号を使用した近似同期ＣＤＭＡシステムを発表してい
る。この信号設計方法では、各チャネル間の干渉を無く
すことができることから、各チャネルの信号を効率良く
分離して再生することができるという利点がある。
設計法として、既に多相有限長（疑似周期）系列となる
信号を使用した近似同期ＣＤＭＡシステムを発表してい
る。この信号設計方法では、各チャネル間の干渉を無く
すことができることから、各チャネルの信号を効率良く
分離して再生することができるという利点がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
近似同期ＣＤＭＡシステムにおいては、多相直交系列を
使用して信号を設定することから、各チャネル上の信号
が２相信号（＋、−で表わされる信号）や４相信号
（＋、−、ｊ、−ｊで表わされる信号）になっておら
ず、その分だけ、通信装置の構成が複雑になってしまう
という問題があった。本発明は上記の事情に鑑み、請求
項１では、２相信号または４相信号を使用することによ
って、通信装置の構成を簡単にすることができ、受信側
の整合フィルタから出力される信号中の主パルス近傍に
サイドローブが発生しないようにすることができる２相
・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式を提供するこ
とを目的としている。また、請求項２では、２相信号ま
たは４相信号を使用して、複数の符号語を作ることがで
きる２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式を提
供することを目的としている。また、請求項３では、２
相信号または４相信号を使用して、各ユーザ毎に異なる
搬送波を割り当てることができる２相・４相変調スペク
トル櫛歯状拡散通信方式を提供することを目的としてい
る。
近似同期ＣＤＭＡシステムにおいては、多相直交系列を
使用して信号を設定することから、各チャネル上の信号
が２相信号（＋、−で表わされる信号）や４相信号
（＋、−、ｊ、−ｊで表わされる信号）になっておら
ず、その分だけ、通信装置の構成が複雑になってしまう
という問題があった。本発明は上記の事情に鑑み、請求
項１では、２相信号または４相信号を使用することによ
って、通信装置の構成を簡単にすることができ、受信側
の整合フィルタから出力される信号中の主パルス近傍に
サイドローブが発生しないようにすることができる２相
・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式を提供するこ
とを目的としている。また、請求項２では、２相信号ま
たは４相信号を使用して、複数の符号語を作ることがで
きる２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式を提
供することを目的としている。また、請求項３では、２
相信号または４相信号を使用して、各ユーザ毎に異なる
搬送波を割り当てることができる２相・４相変調スペク
トル櫛歯状拡散通信方式を提供することを目的としてい
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに請求項１に記載の発明では、２相または４相のチッ
プからなる基本系列を準備し、この基本系列を１個ない
し複数個、繰り返して得られる、スペクトラムが櫛歯状
になる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長
周期系列の後部と前部の複数チップを複製して付加する
ことにより、拡張送信フレームを構成し、受信側では、
拡張前の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて復調
する２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式にお
いて、前記基本系列を２相直交系列または４相直交系
列、あるいは多相直交系列として、受信側の整合フィル
タから出力される主パルスの近傍にサイドローブが発生
しないようにして、耐マルチパス特性を強化することを
特徴としている。また、請求項２に記載の発明では、２
相または４相のチップからなる基本系列を準備し、この
基本系列を１個ないし複数個、繰り返して得られる、ス
ペクトラムが櫛歯状になる有限長周期系列の前部外側と
後部外側に該有限長周期系列の後部と前部の複数チップ
を複製して付加することにより、拡張送信フレームを構
成し、受信側では、拡張前の該有限長周期系列の整合フ
ィルタを用いて復調する２相・４相変調スペクトル櫛歯
状拡散通信方式において、前記拡張送信フレームを複数
種類用意して符号語とすることを特徴としている。ま
た、請求項３に記載の発明では、２相または４相のチッ
プからなる基本系列を準備し、この基本系列を１個ない
し複数個、繰り返して得られる、スペクトラムが櫛歯状
になる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長
周期系列の後部と前部の複数チップを複製して付加する
ことにより、拡張送信フレームを構成し、受信側では、
拡張前の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて復調
する２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式にお
いて、各ユーザ毎に異なる搬送波を割り当て、割り当て
られた各搬送波に対し、変調スペクトルが櫛歯状となる
２相信号または４相信号を割り当てることを特徴として
いる。
めに請求項１に記載の発明では、２相または４相のチッ
プからなる基本系列を準備し、この基本系列を１個ない
し複数個、繰り返して得られる、スペクトラムが櫛歯状
になる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長
周期系列の後部と前部の複数チップを複製して付加する
ことにより、拡張送信フレームを構成し、受信側では、
拡張前の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて復調
する２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式にお
いて、前記基本系列を２相直交系列または４相直交系
列、あるいは多相直交系列として、受信側の整合フィル
タから出力される主パルスの近傍にサイドローブが発生
しないようにして、耐マルチパス特性を強化することを
特徴としている。また、請求項２に記載の発明では、２
相または４相のチップからなる基本系列を準備し、この
基本系列を１個ないし複数個、繰り返して得られる、ス
ペクトラムが櫛歯状になる有限長周期系列の前部外側と
後部外側に該有限長周期系列の後部と前部の複数チップ
を複製して付加することにより、拡張送信フレームを構
成し、受信側では、拡張前の該有限長周期系列の整合フ
ィルタを用いて復調する２相・４相変調スペクトル櫛歯
状拡散通信方式において、前記拡張送信フレームを複数
種類用意して符号語とすることを特徴としている。ま
た、請求項３に記載の発明では、２相または４相のチッ
プからなる基本系列を準備し、この基本系列を１個ない
し複数個、繰り返して得られる、スペクトラムが櫛歯状
になる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長
周期系列の後部と前部の複数チップを複製して付加する
ことにより、拡張送信フレームを構成し、受信側では、
拡張前の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて復調
する２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式にお
いて、各ユーザ毎に異なる搬送波を割り当て、割り当て
られた各搬送波に対し、変調スペクトルが櫛歯状となる
２相信号または４相信号を割り当てることを特徴として
いる。
【０００５】
【発明の実施の形態】まず、本発明による近似同期ＣＤ
ＭＡシステムの詳細な説明に先だって、本発明の２相・
４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式の基本技術を説
明する。 《序文》まず、本発明者は、相互チャネル干渉なしで可
能な同期ＣＤＭＡシステム用の信号設定方法として、文
献「N.Suehiro,“Approximately synchronized CDMA sy
stem without co-channel interferince using pseudo-
periodic sequences",Proceedings of International S
ymposium on Personal Communications'93-Nanjing,Oc
t.1993 」、文献「N.Suehiro,“A signal design witho
ut co-channel interference for approximately synch
ronized CDMA systems",IEEE Journal of Selected Are
as in Communications,June 1994 」、文献「N.Suehir
o,“Signal design for approximately synchronized C
DMA systems without co-channel interference",Proce
edings of ISSSTA94,July 1994」を発表している。ま
た、近似同期ＣＤＭＡシステムを含むＣＤＭＡシステム
において、良好な情報通信レートを実現するための符号
付加系列として、文献「N.Suehiro,“Signaldesign for
CDMA by coded addition of sequences",Technical Re
port of IEICE,vol.IT-,May 1994 」、文献「N.Suehir
o,“Signal design for approximately synchronized C
DMA systems without co-channel interference",Proce
edingsof ISSSTA94,July 1994」、文献「N.Suehiro,“N
ew signal design method bycoded addition of sequen
ces",Proceedings of ISIT,Sept.1995」を発表してい
る。これらの各文献で使用する信号は、基本直交系列が
多相直交系列である場合に、検出サイドローブを持たな
いという極めて大きな特徴を持っている。以下、この特
徴について、詳細に説明する。まず、装置的には、多相
信号よりも、２相信号あるいは４相信号の方がより効果
的であることから、検出サイドローブや相互チャネル干
渉を持たないで、良好な情報通信レートを持つ近似同期
ＣＤＭＡシステム用の２相信号あるいは４相信号の設定
方法について説明する。既に、提案している信号設定方
法の理論では、送信機および受信機の各組（一般には、
ベースステーション）において、情報の搬送手段とし
て、２相あるいは４相系列を使用する。このとき、相互
チャネル干渉は、受信機側の搬送手段として、多相系列
で現われる。また、その相互チャネルインタフェースは
受信機側の感度に影響を与えない。しかしながら、前記
相互チャネル干渉信号は、その送信機側搬送手段として
は、２相信号あるいは４相信号になる。
ＭＡシステムの詳細な説明に先だって、本発明の２相・
４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式の基本技術を説
明する。 《序文》まず、本発明者は、相互チャネル干渉なしで可
能な同期ＣＤＭＡシステム用の信号設定方法として、文
献「N.Suehiro,“Approximately synchronized CDMA sy
stem without co-channel interferince using pseudo-
periodic sequences",Proceedings of International S
ymposium on Personal Communications'93-Nanjing,Oc
t.1993 」、文献「N.Suehiro,“A signal design witho
ut co-channel interference for approximately synch
ronized CDMA systems",IEEE Journal of Selected Are
as in Communications,June 1994 」、文献「N.Suehir
o,“Signal design for approximately synchronized C
DMA systems without co-channel interference",Proce
edings of ISSSTA94,July 1994」を発表している。ま
た、近似同期ＣＤＭＡシステムを含むＣＤＭＡシステム
において、良好な情報通信レートを実現するための符号
付加系列として、文献「N.Suehiro,“Signaldesign for
CDMA by coded addition of sequences",Technical Re
port of IEICE,vol.IT-,May 1994 」、文献「N.Suehir
o,“Signal design for approximately synchronized C
DMA systems without co-channel interference",Proce
edingsof ISSSTA94,July 1994」、文献「N.Suehiro,“N
ew signal design method bycoded addition of sequen
ces",Proceedings of ISIT,Sept.1995」を発表してい
る。これらの各文献で使用する信号は、基本直交系列が
多相直交系列である場合に、検出サイドローブを持たな
いという極めて大きな特徴を持っている。以下、この特
徴について、詳細に説明する。まず、装置的には、多相
信号よりも、２相信号あるいは４相信号の方がより効果
的であることから、検出サイドローブや相互チャネル干
渉を持たないで、良好な情報通信レートを持つ近似同期
ＣＤＭＡシステム用の２相信号あるいは４相信号の設定
方法について説明する。既に、提案している信号設定方
法の理論では、送信機および受信機の各組（一般には、
ベースステーション）において、情報の搬送手段とし
て、２相あるいは４相系列を使用する。このとき、相互
チャネル干渉は、受信機側の搬送手段として、多相系列
で現われる。また、その相互チャネルインタフェースは
受信機側の感度に影響を与えない。しかしながら、前記
相互チャネル干渉信号は、その送信機側搬送手段として
は、２相信号あるいは４相信号になる。
【０００６】《相互チャネル干渉を持たない近似同期Ｃ
ＤＭＡシステム用信号の設定方法》 ＜擬似周期系列＞まず、以下に述べる詳細な説明に先立
って、擬似周期系列の概念について、その概要を説明す
る。周期系列の相関特性は、有限長系列のものより設計
が容易である。ここで、 Ａ＝（ａ0 、ａ1 、…、ａN-1 ） を、良好な周期相関特性を持つように設計された長さＮ
の有限長系列とし、 Ａ’＝（ａN-L 、…、ａN-1 、ａ0 、…、ａN-1 、ａ
0 、…、ａL-1 ） を、その中央部分に、前記有限長系列Ａと一致する長さ
Ｎの部分を有する長さＮ＋２Ｌの有限長系列とする。こ
の場合、この有限長系列Ａ’における長さＬの最初の要
素は、前記有限長系列Ａにおける長さＬの最後の要素と
一致する。一方、前記有限長系列Ａ’における長さＬの
最後の要素は、前記有限長系列Ａにおける長さＬの最初
の要素と一致する。したがって、前記有限長系列Ａ’は
Ｎの擬似周期を有する有限長系列になる。前記有限長系
列Ａ’が前記有限長系列Ａにマッチするフィルタに入力
された場合、このフィルタから出力される、長さ２Ｎ＋
２Ｌ−１の出力信号が前記有限長系列Ａ’と、前記有限
長系列Ａとの相互相関関数に対応し、前記出力信号にお
ける長さ２Ｌ＋１に当たる中央部分が−Ｌシフト期間か
らＬシフト期間までの周期系列“…ＡＡＡ…”の自己相
関関数と一致する。また、Ｂを長さＬの有限長系列と
し、前記有限長系列Ａ’を前記有限長系列Ｂにマッチし
たフィルタに入力した場合、上述した場合と同様に、前
記フィルタから出力される出力信号における長さ２Ｌ＋
１に当たる中央部分が２つの周期系列“…ＡＡＡ…”、
“…ＢＢＢ…”の間の相互相関関数と一致する。ここで
は、前記有限長系列Ａ’を長さＮ＋２Ｌの擬似周期系列
と呼び、前記有限長系列Ａを長さＮの擬似周期系列と呼
ぶ。
ＤＭＡシステム用信号の設定方法》 ＜擬似周期系列＞まず、以下に述べる詳細な説明に先立
って、擬似周期系列の概念について、その概要を説明す
る。周期系列の相関特性は、有限長系列のものより設計
が容易である。ここで、 Ａ＝（ａ0 、ａ1 、…、ａN-1 ） を、良好な周期相関特性を持つように設計された長さＮ
の有限長系列とし、 Ａ’＝（ａN-L 、…、ａN-1 、ａ0 、…、ａN-1 、ａ
0 、…、ａL-1 ） を、その中央部分に、前記有限長系列Ａと一致する長さ
Ｎの部分を有する長さＮ＋２Ｌの有限長系列とする。こ
の場合、この有限長系列Ａ’における長さＬの最初の要
素は、前記有限長系列Ａにおける長さＬの最後の要素と
一致する。一方、前記有限長系列Ａ’における長さＬの
最後の要素は、前記有限長系列Ａにおける長さＬの最初
の要素と一致する。したがって、前記有限長系列Ａ’は
Ｎの擬似周期を有する有限長系列になる。前記有限長系
列Ａ’が前記有限長系列Ａにマッチするフィルタに入力
された場合、このフィルタから出力される、長さ２Ｎ＋
２Ｌ−１の出力信号が前記有限長系列Ａ’と、前記有限
長系列Ａとの相互相関関数に対応し、前記出力信号にお
ける長さ２Ｌ＋１に当たる中央部分が−Ｌシフト期間か
らＬシフト期間までの周期系列“…ＡＡＡ…”の自己相
関関数と一致する。また、Ｂを長さＬの有限長系列と
し、前記有限長系列Ａ’を前記有限長系列Ｂにマッチし
たフィルタに入力した場合、上述した場合と同様に、前
記フィルタから出力される出力信号における長さ２Ｌ＋
１に当たる中央部分が２つの周期系列“…ＡＡＡ…”、
“…ＢＢＢ…”の間の相互相関関数と一致する。ここで
は、前記有限長系列Ａ’を長さＮ＋２Ｌの擬似周期系列
と呼び、前記有限長系列Ａを長さＮの擬似周期系列と呼
ぶ。
【０００７】＜相互相関を持たない周期系列の設定＞本
発明者は、かつて相互相関を持たない周期系列の設定方
法について提案した。ここで、この設定方法について、
その概要を再度、説明する。まず、Ａと、Ｂとを各々、
周期系列を表わすサイクルマトリックスとすると、これ
らサイクルマトリックスＡ、Ｂと、対角マトリックス
Ｃ、Ｄとが次式に示す関係になり、 Ａ＝Ｆ-1ＣＦ Ｂ＝Ｆ-1ＤＦ 但し、Ｆ：ＤＦＴ（デジタルフーリェ変換）マトリック
ス サイクルマトリックスＡ、Ｂで表わされた周期系列間の
相互相関関数が次式で表わされる。
発明者は、かつて相互相関を持たない周期系列の設定方
法について提案した。ここで、この設定方法について、
その概要を再度、説明する。まず、Ａと、Ｂとを各々、
周期系列を表わすサイクルマトリックスとすると、これ
らサイクルマトリックスＡ、Ｂと、対角マトリックス
Ｃ、Ｄとが次式に示す関係になり、 Ａ＝Ｆ-1ＣＦ Ｂ＝Ｆ-1ＤＦ 但し、Ｆ：ＤＦＴ（デジタルフーリェ変換）マトリック
ス サイクルマトリックスＡ、Ｂで表わされた周期系列間の
相互相関関数が次式で表わされる。
【数１】 そして、この式（１）の右辺にある対角マトリック、す
なわち、
なわち、
【数２】 における全ての対角要素が０である場合、サイクルマト
リックスＡ、Ｂ間の相互相関関数が全ての項で０にな
る。例えば、（１、１、Ｗ3 ）が直交系列であることか
ら、
リックスＡ、Ｂ間の相互相関関数が全ての項で０にな
る。例えば、（１、１、Ｗ3 ）が直交系列であることか
ら、
【数３】 そして、この式（２）の右側マトリックスの列によっ
て、４つの多相周期系列を得ることができ、これら４つ
の多相周期系列における、どの両者間の相互相関関数も
全ての項が０になり、これらのスペクトラムにおける対
応する項の乗算結果が全ての項において０になる。
て、４つの多相周期系列を得ることができ、これら４つ
の多相周期系列における、どの両者間の相互相関関数も
全ての項が０になり、これらのスペクトラムにおける対
応する項の乗算結果が全ての項において０になる。
【０００８】《微小シフト時における相互相関、自己相
関サイドローブを持たない周期的系列セット》また、
（１、１、Ｗ3 ）が直交系列であることから、式（２）
の左側マトリックス中にある４つの列の各々が直交系列
になる。ここでは、基本直交系列である（１、１、Ｗ
3 ）と同じ役割を持つものを直交系列と呼ぶ。これら４
相周期的系列の自己相関関数は以下に示すようになる。
関サイドローブを持たない周期的系列セット》また、
（１、１、Ｗ3 ）が直交系列であることから、式（２）
の左側マトリックス中にある４つの列の各々が直交系列
になる。ここでは、基本直交系列である（１、１、Ｗ
3 ）と同じ役割を持つものを直交系列と呼ぶ。これら４
相周期的系列の自己相関関数は以下に示すようになる。
【数４】 そして、擬似周期信号として使用したとき、これらの自
己相関関数は、信号受信と、マルチパス信号とを分離す
るのに、良好な特性を持っている。さらに、基本直交系
列が多相直交系列であるとき、多相周期系列セットが相
互相関を持たず、さらに小さなシフトにおいても、自己
相関サイドローブを持たない。以下、この点について、
以下に詳述する。まず、（ａ0 、ａ1 、ａ2 ）を周期３
の多相系列とし、（ｃ0 、ｃ1 、ｃ2 ）を周期３の直交
系列とすれば、
己相関関数は、信号受信と、マルチパス信号とを分離す
るのに、良好な特性を持っている。さらに、基本直交系
列が多相直交系列であるとき、多相周期系列セットが相
互相関を持たず、さらに小さなシフトにおいても、自己
相関サイドローブを持たない。以下、この点について、
以下に詳述する。まず、（ａ0 、ａ1 、ａ2 ）を周期３
の多相系列とし、（ｃ0 、ｃ1 、ｃ2 ）を周期３の直交
系列とすれば、
【数５】 となる。
【数６】 と、
【数７】 とを比較すれば、
【０００９】ここで、 （ａ0 、ａ1 、ａ2 、ａ0 、ａ1 、ａ2 ） の自己相関関数が、
【数８】 として表わされる場合、 （ｗ6 0ａ0 、ｗ6 1ａ1 、ｗ6 2ａ2 、ｗ6 3ａ0 、ｗ6 5ａ
1 、ｗ6 5ａ2 ） の自己相関関数は、
1 、ｗ6 5ａ2 ） の自己相関関数は、
【数９】 となる。ここで、ｅ1 ＝ｅ2 ＝０であれば、
【数１０】 となり、さらに
【数１１】 となる。このことから、ｅ1 ＝ｅ2 ＝０であるとき、 ｜ｃ0 ｜＝｜ｃ1 ｜＝｜ｃ2 ｜ となることは明白であり、 （ｃ0 、ｃ1 、ｃ2 ） が多相直交系列であるとき、 （ａ0 、ａ1 、ａ2 、ａ0 、ａ1 、ａ2 ） の自己相関関数と、 （ｗ6 0ａ0 、ｗ6 1ａ1 、ｗ6 2ａ2 、ｗ6 3ａ0 、ｗ6 5ａ
1 、ｗ6 5ａ2 ） の自己相関関数とが−２、−１、１、２のシフトにおい
て、サイドローブを持たないことを意味する。この結論
については、容易に導き出すことができる。
1 、ｗ6 5ａ2 ） の自己相関関数とが−２、−１、１、２のシフトにおい
て、サイドローブを持たないことを意味する。この結論
については、容易に導き出すことができる。
【００１０】《検出サイドローブも相互チャネル干渉も
持たない近似同期ＣＤＭＡ》また、上述した式（２）に
おける（１、１、Ｗ3 ）が多相直交系列であるため、こ
れがＡi 用のマッチドフィルタに入力される場合、擬似
周期系列Ａi ’は、−２、−１、１、２のシフトにおい
て、サイドローブを持たない。また、長さ１２＋２Ｌで
擬似周期１２の他の擬似周期系列Ａi ’がＡi 用のマッ
チドフィルタに入力した場合、前記フィルタから出力さ
れる出力信号が−Ｌシフト期間からＬシフト期間におい
て、０になる。したがって、前記相互チャネル干渉が近
似同期する場合に、シフト量が微小なとき、サイドロー
ブが検出されず、相互チャネル干渉も持たないＣＤＭＡ
通信システムを実現することができる。そこでは、信号
と干渉との間の相違は−ＬからＬの範囲内となる。
持たない近似同期ＣＤＭＡ》また、上述した式（２）に
おける（１、１、Ｗ3 ）が多相直交系列であるため、こ
れがＡi 用のマッチドフィルタに入力される場合、擬似
周期系列Ａi ’は、−２、−１、１、２のシフトにおい
て、サイドローブを持たない。また、長さ１２＋２Ｌで
擬似周期１２の他の擬似周期系列Ａi ’がＡi 用のマッ
チドフィルタに入力した場合、前記フィルタから出力さ
れる出力信号が−Ｌシフト期間からＬシフト期間におい
て、０になる。したがって、前記相互チャネル干渉が近
似同期する場合に、シフト量が微小なとき、サイドロー
ブが検出されず、相互チャネル干渉も持たないＣＤＭＡ
通信システムを実現することができる。そこでは、信号
と干渉との間の相違は−ＬからＬの範囲内となる。
【００１１】《サイドローブも相互チャネル干渉も持た
ない近似同期ＣＤＭＡシステムのための２相あるいは４
相信号の設定方法》また、周期ポイントＤＦＴマトリッ
クスを使用することにより、直交系列を多相周期系列に
変換することができ、また前記同期ポイントＤＦＴマト
リックスを使用することにより、多相周期系列を直交系
列に変換することができる。したがって、前記周期ポイ
ントＤＦＴマトリックスを使用することにより、１つの
多相直交系列を他の多相直交系列に変換することができ
る。ここで、（１、ｊ）が直交系列であることから、次
式に示すＨ1 は循環型の単位マトリックスになる。
ない近似同期ＣＤＭＡシステムのための２相あるいは４
相信号の設定方法》また、周期ポイントＤＦＴマトリッ
クスを使用することにより、直交系列を多相周期系列に
変換することができ、また前記同期ポイントＤＦＴマト
リックスを使用することにより、多相周期系列を直交系
列に変換することができる。したがって、前記周期ポイ
ントＤＦＴマトリックスを使用することにより、１つの
多相直交系列を他の多相直交系列に変換することができ
る。ここで、（１、ｊ）が直交系列であることから、次
式に示すＨ1 は循環型の単位マトリックスになる。
【数１２】 同様に、以下に示す各マトリックスにおける８つの列
は、ユークリッド空間における超正多面体を含む。
は、ユークリッド空間における超正多面体を含む。
【数１３】 ここで、
【数１４】 における各々の列が直交系列であることから、次式に示
す如く各ユーザ用に、信号空間における超正多面体を含
む８つの４相コードワードを用意する。
す如く各ユーザ用に、信号空間における超正多面体を含
む８つの４相コードワードを用意する。
【００１２】
【数１５】
【００１３】
【数１６】
【００１４】
【数１７】
【００１５】これにより、各信号セット［ｙi0’、
ｙi1’、…、ｙi7’］が自らの搬送手段となる４相信号
セットであることが分かる。一方、相互チャネル干渉
は、搬送手段としての多相信号として現われることか
ら、全システムが近似同期している場合、相互チャネル
干渉は、受信機側のフィルタ出力に何の影響も与えな
い。なお、４相信号を設定するために、（１、ｊ）に代
えて、 （１、１、１、−１） （１、１、１、１、１、ｊ、−１、 −ｊ、１、−１、１、−１、１、−ｊ、−１、ｊ） あるいは （１、１、１、１、１、ｊ、−１、 ｊ、１、−１、１、−１、１、ｊ、−１、ｊ） などの４相直交系列を用いることができる。また、２相
信号を設定するため、２相直交系列（１、１、１、−
１）を用いることもできる。
ｙi1’、…、ｙi7’］が自らの搬送手段となる４相信号
セットであることが分かる。一方、相互チャネル干渉
は、搬送手段としての多相信号として現われることか
ら、全システムが近似同期している場合、相互チャネル
干渉は、受信機側のフィルタ出力に何の影響も与えな
い。なお、４相信号を設定するために、（１、ｊ）に代
えて、 （１、１、１、−１） （１、１、１、１、１、ｊ、−１、 −ｊ、１、−１、１、−１、１、−ｊ、−１、ｊ） あるいは （１、１、１、１、１、ｊ、−１、 ｊ、１、−１、１、−１、１、ｊ、−１、ｊ） などの４相直交系列を用いることができる。また、２相
信号を設定するため、２相直交系列（１、１、１、−
１）を用いることもできる。
【００１６】《相互チャネル干渉を持たないが、検出サ
イドローブを持つ近似同期ＣＤＭＡシステムのための２
相あるいは４相信号の設定》また、検出サイドローブが
許容される場合、任意の２相あるいは４相コードが使用
可能になる。
イドローブを持つ近似同期ＣＤＭＡシステムのための２
相あるいは４相信号の設定》また、検出サイドローブが
許容される場合、任意の２相あるいは４相コードが使用
可能になる。
【数１８】 を長さＮの２相あるいは４相コードにおけるコードワー
ドとすると、直交系列ＦN ｘi を前記式（２）における
基本直交系列として用いることができる。これにより、
得られた信号のそれぞれが、自らの搬送手段となる２相
あるは４相信号となる。すなわち、現在の任意のコード
が、これまで説明した信号設定のために使用することが
できる。
ドとすると、直交系列ＦN ｘi を前記式（２）における
基本直交系列として用いることができる。これにより、
得られた信号のそれぞれが、自らの搬送手段となる２相
あるは４相信号となる。すなわち、現在の任意のコード
が、これまで説明した信号設定のために使用することが
できる。
【００１７】《４相信号のためのπ／４回転》さらに、
４相信号を複素平面において、π／４回転させることに
より、 （１、ｊ、−１、−ｊ） を含む４相信号から、
４相信号を複素平面において、π／４回転させることに
より、 （１、ｊ、−１、−ｊ） を含む４相信号から、
【数１９】 を含む４相信号を得ることができる。装置の構成上、場
合によっては、先の４相信号の方が後の４相信号より、
好適になる。例えば、実数部および虚数部を有する信号
が２相である場合、見方によっては、より装置構成を簡
単にすることができる。
合によっては、先の４相信号の方が後の４相信号より、
好適になる。例えば、実数部および虚数部を有する信号
が２相である場合、見方によっては、より装置構成を簡
単にすることができる。
【００１８】以下、図面を参照しながら、上述した基本
技術を使用した本発明による２相・４相変調スペクトル
櫛歯状拡散通信方式について詳述する。図１は本発明に
よる２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式の一
形態例を適用した通信システムの一例を示すブロック図
である。この図に示す通信システム１は、伝送路４を介
して、送信機２と、受信機３との間で通信を行なう際、
送信側において、２相または４相のチップからなる基本
系列を準備し、この基本系列を１個ないし複数個、繰り
返して得られる、スペクトラムが櫛歯状になる有限長周
期系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の後部
と前部の１ないし複数チップを複製して付加することに
より、拡張送信フレームを構成し、受信側では、拡張前
の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて、これを復
調する。また、この際、予め決められた周波数の搬送
波、すなわち送信者と受信者の立場から見て、自分たち
で使用すると決めた周波数の搬送波を利用して、２相信
号または４相信号を送受信したとき、他の搬送波を送受
信する利用者が前記搬送波を使用した２相信号または４
相信号を送受信しても、これらが２相信号、４相信号で
あるにもかかわらず、自分たちにとっては、「近似同期
の条件の下で、チャネル干渉の無い干渉信号となる多相
信号」と見なせることを利用して、各ユーザに、それぞ
れの搬送波における２相信号または４相信号を割り当て
る。
技術を使用した本発明による２相・４相変調スペクトル
櫛歯状拡散通信方式について詳述する。図１は本発明に
よる２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式の一
形態例を適用した通信システムの一例を示すブロック図
である。この図に示す通信システム１は、伝送路４を介
して、送信機２と、受信機３との間で通信を行なう際、
送信側において、２相または４相のチップからなる基本
系列を準備し、この基本系列を１個ないし複数個、繰り
返して得られる、スペクトラムが櫛歯状になる有限長周
期系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の後部
と前部の１ないし複数チップを複製して付加することに
より、拡張送信フレームを構成し、受信側では、拡張前
の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて、これを復
調する。また、この際、予め決められた周波数の搬送
波、すなわち送信者と受信者の立場から見て、自分たち
で使用すると決めた周波数の搬送波を利用して、２相信
号または４相信号を送受信したとき、他の搬送波を送受
信する利用者が前記搬送波を使用した２相信号または４
相信号を送受信しても、これらが２相信号、４相信号で
あるにもかかわらず、自分たちにとっては、「近似同期
の条件の下で、チャネル干渉の無い干渉信号となる多相
信号」と見なせることを利用して、各ユーザに、それぞ
れの搬送波における２相信号または４相信号を割り当て
る。
【００１９】以下、この通信システム１で使用される搬
送波と、２相信号（または、４相信号）とについて、詳
細に説明する。今、図２（ａ）、（ｂ）に示す如く上述
した設計手法で設計された、サイドローブを持たない主
パルスのみで構成される信号として、スペクトラムを拡
散させた信号Ｓ1 があると仮定し、この信号Ｓ1 を５
回、繰り返して信号“Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 ”を生成す
ると、この信号“Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 ”のスペクトル
が、図３に示すように、各スペクトラムの幅“１”に対
して、空白部分の幅が“４”になる櫛歯状になる。この
際、図３から明らかなように、信号Ｓ1 の長さが８であ
れば、パルスの数が“８”になることから、この信号
“Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 ”を少しずつ周波数が異なる５
種類の搬送波に乗せると、図４（ａ）〜（ｅ）に示す如
く各信号のスペクトラムが互いに重ならない状態にな
る。また、信号Ｓ1 を４相信号にすることにより、送信
者側では、４相信号を使用して、容易に送信信号を生成
することができることから、送信機２の構成を簡素化し
て、送信機２の製造コストを下げることができる。
送波と、２相信号（または、４相信号）とについて、詳
細に説明する。今、図２（ａ）、（ｂ）に示す如く上述
した設計手法で設計された、サイドローブを持たない主
パルスのみで構成される信号として、スペクトラムを拡
散させた信号Ｓ1 があると仮定し、この信号Ｓ1 を５
回、繰り返して信号“Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 ”を生成す
ると、この信号“Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 ”のスペクトル
が、図３に示すように、各スペクトラムの幅“１”に対
して、空白部分の幅が“４”になる櫛歯状になる。この
際、図３から明らかなように、信号Ｓ1 の長さが８であ
れば、パルスの数が“８”になることから、この信号
“Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 ”を少しずつ周波数が異なる５
種類の搬送波に乗せると、図４（ａ）〜（ｅ）に示す如
く各信号のスペクトラムが互いに重ならない状態にな
る。また、信号Ｓ1 を４相信号にすることにより、送信
者側では、４相信号を使用して、容易に送信信号を生成
することができることから、送信機２の構成を簡素化し
て、送信機２の製造コストを下げることができる。
【００２０】特に、次式に示す如く各信号の位相を４５
度ずつ、ずらした４相信号にすると、実部と、虚部とが
共に、
度ずつ、ずらした４相信号にすると、実部と、虚部とが
共に、
【数２０】 の２値になって、信号を作り易くすることができる。
【数２１】 さらに、他の信号、例えば、次式で表現される信号で
は、
は、
【数２２】 スペクトラムが平坦な信号（１、ｊ）を３回、繰り返し
ているので、図５に示すようなスペクトラムになり、次
式で表現される信号では、
ているので、図５に示すようなスペクトラムになり、次
式で表現される信号では、
【数２３】
【００２１】図６に示すようなスペクトラムになる。ま
た、
た、
【数２４】
【００２２】
【数２５】
【００２３】
【数２６】
【数２７】
【００２４】として、［Ｙ00、Ｙ01、Ｙ02、Ｙ03、
Ｙ04、Ｙ05、Ｙ06、Ｙ07］を１人のユーザに割り当てる
と、Ｙ00〜Ｙ07のどれが送信されたかを検出するだけ
で、一度に３ビットの通信を行なうことができる。この
場合、Ｙ00〜Ｙ07は、通信空間で、超正多面体となる理
想的な符号語になっている。さらに、
Ｙ04、Ｙ05、Ｙ06、Ｙ07］を１人のユーザに割り当てる
と、Ｙ00〜Ｙ07のどれが送信されたかを検出するだけ
で、一度に３ビットの通信を行なうことができる。この
場合、Ｙ00〜Ｙ07は、通信空間で、超正多面体となる理
想的な符号語になっている。さらに、
【００２５】
【数２８】 として、もう１人のユーザに、［Ｙ10、Ｙ11、Ｙ12、Ｙ
13、Ｙ14、Ｙ15、Ｙ16、Ｙ17］を割り当てると、先のユ
ーザとスペクトル干渉なしに、このユーザに、先のユー
ザと同様な、３ビットずつの通信を行なわせることがで
きる。この場合、両方のユーザとも、それぞれの搬送波
の４相信号を用いている。そして、以上の説明した通信
方法と、「擬周期系列」の考え、すなわち２相または４
相のチップからなる基本系列（例えば、信号Ｓ1 など）
を準備し、この基本系列を１ないし複数個、繰り返して
得られる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限
長周期系列の後部と前部の１ないし複数チップを複製し
て付加することにより、拡張送信フレームを構成し、受
信側において、拡張前の該有限長周期系列の整合フィル
タを用いて、これを復調するという考えとを用いて、図
７に示す信号Ａに基づき、図８に示す信号Ａ’を作っ
て、これを送信し、受信時に、信号Ａの整合フィルタを
用いて、これを復調することにより、近似同期無干渉Ｃ
ＤＭＡを実現する。
13、Ｙ14、Ｙ15、Ｙ16、Ｙ17］を割り当てると、先のユ
ーザとスペクトル干渉なしに、このユーザに、先のユー
ザと同様な、３ビットずつの通信を行なわせることがで
きる。この場合、両方のユーザとも、それぞれの搬送波
の４相信号を用いている。そして、以上の説明した通信
方法と、「擬周期系列」の考え、すなわち２相または４
相のチップからなる基本系列（例えば、信号Ｓ1 など）
を準備し、この基本系列を１ないし複数個、繰り返して
得られる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限
長周期系列の後部と前部の１ないし複数チップを複製し
て付加することにより、拡張送信フレームを構成し、受
信側において、拡張前の該有限長周期系列の整合フィル
タを用いて、これを復調するという考えとを用いて、図
７に示す信号Ａに基づき、図８に示す信号Ａ’を作っ
て、これを送信し、受信時に、信号Ａの整合フィルタを
用いて、これを復調することにより、近似同期無干渉Ｃ
ＤＭＡを実現する。
【００２６】この際、例えば送信機２で、図９に示す如
く信号Ａ’を作って、これを送信すれば、この信号Ａ’
は信号Ａを受信しようとする１つの受信機３、例えば受
信局［Ａ］以外の一般受信局［Ｂ］にとって、干渉信号
となる。受信局［Ｂ］が信号Ａを受ける位相は常に変動
するが、図９に示すように受信局［Ｂ］の受信復調フレ
ーム周期の位相と、信号Ａの位相差が±τ秒以下で、信
号Ａの一部Ａ”が受信局［Ｂ］の逆拡散系列の位相と合
致している仮定すると、受信局［Ｂ］は信号Ａ”を復調
した場合、信号Ａ”は受信局［Ｂ］から見ると、信号Ａ
の周期系列の１周期を取り出した信号であるから、受信
局［Ｂ］の逆拡散系列Ｂと信号Ａ”は直交するので、受
信局［Ｂ］の整合フィルタ出力には、信号Ａ”が干渉成
分として発生しないことになる。一方、受信局［Ａ］は
信号Ａの整合フィルタを用いて信号Ａのみを検出し、受
信局［Ｂ］宛の信号Ｂが同様なフレーム構成をとり、そ
の一部Ｂ”を受信しても、信号Ａの整合フィルタに出力
として生じない。このようにして、近似同期無干渉ＣＤ
ＭＡを実現する。
く信号Ａ’を作って、これを送信すれば、この信号Ａ’
は信号Ａを受信しようとする１つの受信機３、例えば受
信局［Ａ］以外の一般受信局［Ｂ］にとって、干渉信号
となる。受信局［Ｂ］が信号Ａを受ける位相は常に変動
するが、図９に示すように受信局［Ｂ］の受信復調フレ
ーム周期の位相と、信号Ａの位相差が±τ秒以下で、信
号Ａの一部Ａ”が受信局［Ｂ］の逆拡散系列の位相と合
致している仮定すると、受信局［Ｂ］は信号Ａ”を復調
した場合、信号Ａ”は受信局［Ｂ］から見ると、信号Ａ
の周期系列の１周期を取り出した信号であるから、受信
局［Ｂ］の逆拡散系列Ｂと信号Ａ”は直交するので、受
信局［Ｂ］の整合フィルタ出力には、信号Ａ”が干渉成
分として発生しないことになる。一方、受信局［Ａ］は
信号Ａの整合フィルタを用いて信号Ａのみを検出し、受
信局［Ｂ］宛の信号Ｂが同様なフレーム構成をとり、そ
の一部Ｂ”を受信しても、信号Ａの整合フィルタに出力
として生じない。このようにして、近似同期無干渉ＣＤ
ＭＡを実現する。
【００２７】このように、この形態例では、伝送路４を
介して、送信機２と、受信機３との間で通信を行なう
際、送信側において、２相または４相のチップからなる
基本系列を準備し、この基本系列を１個ないし複数個、
繰り返して得られる、スペクトラムが櫛歯状になる有限
長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の
後部と前部の１ないし複数チップを複製して付加するこ
とにより、拡張送信フレームを構成し、受信側では、拡
張前の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて、これ
を復調するようにしたので、多相信号を用いたときに比
べて、２相信号または４相信号を使用した分だけ、通信
装置の構成を簡単にして、装置コストを低減することが
できる。
介して、送信機２と、受信機３との間で通信を行なう
際、送信側において、２相または４相のチップからなる
基本系列を準備し、この基本系列を１個ないし複数個、
繰り返して得られる、スペクトラムが櫛歯状になる有限
長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の
後部と前部の１ないし複数チップを複製して付加するこ
とにより、拡張送信フレームを構成し、受信側では、拡
張前の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて、これ
を復調するようにしたので、多相信号を用いたときに比
べて、２相信号または４相信号を使用した分だけ、通信
装置の構成を簡単にして、装置コストを低減することが
できる。
【００２８】また、この形態例では、通信方法と、「擬
周期系列」の考え方とを併用して、送信対象となる信号
Ａに基づき、信号Ａ’を作って、これを送信し、受信時
に、前記信号Ａの整合フィルタを用いて、受信信号を再
生するようにしているので、近似同期無干渉ＣＤＭＡを
安価に実現することができる。また、上述した形態例に
おいては、式（３）などに示す４相信号を使用して、通
信を行なうようにしているが、次式に示す２相信号、 （１、ｊ） …（１５） または次式に示す４相信号などを使用して通信を行なう
ようにしても良い。
周期系列」の考え方とを併用して、送信対象となる信号
Ａに基づき、信号Ａ’を作って、これを送信し、受信時
に、前記信号Ａの整合フィルタを用いて、受信信号を再
生するようにしているので、近似同期無干渉ＣＤＭＡを
安価に実現することができる。また、上述した形態例に
おいては、式（３）などに示す４相信号を使用して、通
信を行なうようにしているが、次式に示す２相信号、 （１、ｊ） …（１５） または次式に示す４相信号などを使用して通信を行なう
ようにしても良い。
【数２９】 このようにしても、これらの２相信号、４相信号のスペ
クトラムが平坦になることから、上述した形態例と同様
な効果を得ることができる。
クトラムが平坦になることから、上述した形態例と同様
な効果を得ることができる。
【００２９】また、上述した形態例では、無干渉ＣＤＭ
Ａを実現する際、直交系列の信号Ｓ1 を繰り返して、信
号“Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 ”を生成しているが、信号Ｓ
1 を繰り返せば、スペクトラムが櫛歯状になることか
ら、このような直交系列以外の基本系列信号を繰り返し
て、送信信号を生成するようにしても良い。また、上述
した形態例では、直交系列の信号Ｓ1 を使用して、櫛歯
状になったスペクトラムの各頭を平坦に揃え、送受信信
号として、望ましい性質を確保するようにしているが、
このような通常の直交系列の信号Ｓ1 に代えて、多相直
交系列（絶対値が一定の直交系列）の信号Ｓ1 を使用し
て、受信機３側で受信信号の自己相関関数を求めたと
き、メインパルスに近い部分のサイドローブが零になる
ようにしても良い。このようにすることにより、送信機
２側から送信された送信信号が複数の経路を介して受信
機で受信されたときでも、マルチパスのパルスと、メイ
ンパルスとを区別を容易にして、耐マルチパス性を向上
させることができる。
Ａを実現する際、直交系列の信号Ｓ1 を繰り返して、信
号“Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 Ｓ1 ”を生成しているが、信号Ｓ
1 を繰り返せば、スペクトラムが櫛歯状になることか
ら、このような直交系列以外の基本系列信号を繰り返し
て、送信信号を生成するようにしても良い。また、上述
した形態例では、直交系列の信号Ｓ1 を使用して、櫛歯
状になったスペクトラムの各頭を平坦に揃え、送受信信
号として、望ましい性質を確保するようにしているが、
このような通常の直交系列の信号Ｓ1 に代えて、多相直
交系列（絶対値が一定の直交系列）の信号Ｓ1 を使用し
て、受信機３側で受信信号の自己相関関数を求めたと
き、メインパルスに近い部分のサイドローブが零になる
ようにしても良い。このようにすることにより、送信機
２側から送信された送信信号が複数の経路を介して受信
機で受信されたときでも、マルチパスのパルスと、メイ
ンパルスとを区別を容易にして、耐マルチパス性を向上
させることができる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、請
求項１では、２相信号または４相信号を使用することに
よって、通信装置の構成を簡単にすることができ、受信
側の整合フィルタから出力される信号中の主パルス近傍
にサイドローブが発生しないようにすることができる。
また、請求項２では、２相信号または４相信号を使用し
て、複数の符号語を作ることができる。また、請求項３
では、２相信号または４相信号を使用して、各ユーザ毎
に異なる搬送波を割り当てることができる。
求項１では、２相信号または４相信号を使用することに
よって、通信装置の構成を簡単にすることができ、受信
側の整合フィルタから出力される信号中の主パルス近傍
にサイドローブが発生しないようにすることができる。
また、請求項２では、２相信号または４相信号を使用し
て、複数の符号語を作ることができる。また、請求項３
では、２相信号または４相信号を使用して、各ユーザ毎
に異なる搬送波を割り当てることができる。
【図１】本発明による２相・４相変調スペクトル櫛歯状
拡散通信方式の一形態例を適用した通信システムの一例
を示すブロック図である。
拡散通信方式の一形態例を適用した通信システムの一例
を示すブロック図である。
【図２】（ａ）及び（ｂ）は図１に示す通信システムで
使用される基本信号のスペクトラム例、波形例を示す図
である。
使用される基本信号のスペクトラム例、波形例を示す図
である。
【図３】図２に示す信号を繰り返した信号のスペクトラ
ム例を示す図である。
ム例を示す図である。
【図４】（ａ）乃至（ｅ）は図３に示す信号を各周波数
の搬送波で送信したときのスペクトラム例を示す図であ
る。
の搬送波で送信したときのスペクトラム例を示す図であ
る。
【図５】図１に示す通信システムで使用される他の基本
信号のスペクトラム例を示す図である。
信号のスペクトラム例を示す図である。
【図６】図１に示す通信システムで使用される他の基本
信号のスペクトラム例を示す図である。
信号のスペクトラム例を示す図である。
【図７】図１に示す通信システムで使用される擬同期信
号のベースとなる信号の一例を示す模式図である。
号のベースとなる信号の一例を示す模式図である。
【図８】図７に示す信号の擬同期信号例を示す模式図で
ある。
ある。
【図９】図８に示す擬同期信号の効果を説明するための
模式図である。
模式図である。
１…通信システム、２…送信機、３…受信機、４…伝送
路
路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 畔柳 功芳 東京都東大和市桜ケ丘３−44−14 (72)発明者 内藤 敏勝 神奈川県高座郡寒川町小谷二丁目１番１ 号 東洋通信機株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−143110（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−202752（ＪＰ，Ａ) 末広、他「近似同期セルラーＣＤＭＡ のためのチャネル間干渉の無い４相Ｍ− ａｒｙ符号」、1997年６月19日、（社) 電子情報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ. 97 Ｎｏ．101（ＳＳＴ97−12）、ＰＰ 73−80 鎌田、他「チャネル間干渉のない近似 同期ＣＤＭＡ用符号」、1996年10月30日 （社）電子情報通信学会技術研究報告Ｖ ｏｌ．96 Ｎｏ．332（ＳＳＴ96−51）、 ＰＰ13−18 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (3)
- 【請求項１】 ２相または４相のチップからなる基本系
列を準備し、この基本系列を１個ないし複数個、繰り返
して得られる、スペクトラムが櫛歯状になる有限長周期
系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の後部と
前部の複数チップを複製して付加することにより、拡張
送信フレームを構成し、受信側では、拡張前の該有限長
周期系列の整合フィルタを用いて復調する２相・４相変
調スペクトル櫛歯状拡散通信方式において、 前記基本系列を２相直交系列または４相直交系列、ある
いは多相直交系列として、受信側の整合フィルタから出
力される主パルスの近傍にサイドローブが発生しないよ
うにして、耐マルチパス特性を強化する、ことを特徴と
する２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式。 - 【請求項２】 ２相または４相のチップからなる基本系
列を準備し、この基本系列を１個ないし複数個、繰り返
して得られる、スペクトラムが櫛歯状になる有限長周期
系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の後部と
前部の複数チップを複製して付加することにより、拡張
送信フレームを構成し、受信側では、拡張前の該有限長
周期系列の整合フィルタを用いて復調する２相・４相変
調スペクトル櫛歯状拡散通信方式において、 前記拡張送信フレームを複数種類用意して符号語とす
る、 ことを特徴とする２相・４相変調スペクトル櫛歯状
拡散通信方式。 - 【請求項３】 ２相または４相のチップからなる基本系
列を準備し、この基本系列を１個ないし複数個、繰り返
して得られる、スペクトラムが櫛歯状になる有限長周期
系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の後部と
前部の複数チップを複製して付加することにより、拡張
送信フレームを構成し、受信側では、拡張前の該有限長
周期系列の整合フィルタを用いて復調する２相・４相変
調スペクトル櫛歯状拡散通信方式において、 各ユーザ毎に異なる搬送波を割り当て、割り当てられた
各搬送波に対し、変調スペクトルが櫛歯状となる２相信
号または４相信号を割り当てる、 ことを特徴とする２相
・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27185896A JP3145642B2 (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | ２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式 |
| AU43182/97A AU4318297A (en) | 1996-09-20 | 1997-09-17 | Two-phase/four-phase modulated comb-shaped spread spectrum communication system |
| CN97191295A CN1091987C (zh) | 1996-09-20 | 1997-09-17 | 2相·4相调制频谱梳状扩频通信方法 |
| US09/077,221 US6421367B1 (en) | 1996-09-20 | 1997-09-17 | Two-phase/four-phase modulated comb-shaped spread spectrum communication system |
| PCT/JP1997/003272 WO1998012831A1 (en) | 1996-09-20 | 1997-09-17 | Two-phase/four-phase modulated comb-shaped spread spectrum communication system |
| DE1997634568 DE69734568T2 (de) | 1996-09-20 | 1997-09-17 | Nachrichtenübertragungssystem mit zwei-/vierphasenmoduliertem kammförmigen Spreizband |
| EP19970941182 EP0869632B1 (en) | 1996-09-20 | 1997-09-17 | Two-phase/four-phase modulated comb-shaped spread spectrum communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27185896A JP3145642B2 (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | ２相・４相変調スペクトル櫛歯状拡散通信方式 |
Publications (2)
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