CN1269085A - 互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式 - Google Patents

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Abstract

在直接扩散型互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式中,把2以上的整数作为N,把由N个自互补序列构成的组分配给各使用者的同时,通过多次反复上述1个自互补序列,变换为具有频谱不重叠的N个梳形频谱的信号,把处于上述自互补序列关系的N个互补序列分配到上述N个梳形频谱,构成发送信号。因而,通过把表示输入给本台的发送给其它台信号的互相关特性置为零电平解决远近问题,进而可以提供不需要进行发射机的发送电力电平控制,使系统结构简单的同时,还可以容易地进行多径信号分离的CDMA通信方式。

Description

互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式
技术领域
本发明涉及互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式，特别是涉及解决有关远近问题的通信中断的装置。
技术背景
在近年来的便携电话和PHS(Personal Handyphone System)等移动通信系统中为了在本系统中确保必要的信道数，采用着时分多址连接(Time Division Multiple Access，以下记为TDMA)方式。TDMA方式由于在多个使用者中共同使用预定分配的频带，因此是把该信号的时间轴进行分割分配给各使用者的方式。然而，能够使用的频带存在基于频率分割的限制，另外，在时分数方面由于也存在技术上的限制，因此能够分配给各使用者的信道数也存在限制。
近年来，伴随着上述移动通信系统的使用者的增加，为了在系统中确保必要的信道数提出了码分多址连接(Code Division MultipleAccess，以下记为CDMA)方式。CDMA方式为了使得多个使用者可以共用同一个频带，用分配给使用者的地址用扩散码(固有码)识别各使用者。为此把固有码取为比信息信号高速的数MHz程度的时钟频率的信号使得能够容易地进行固有码的识别，进而，通过把该码与信息信号进行乘法运算扩散发送信号的带宽(频谱扩散)沿着发送线路发送，同时，在接收一侧使用匹配滤波器求出接收信号的相关特性，解调固有码。上述的CDMA方式由于多个使用者可以共同使用同一个频带，因此与TDMA方式比较具有可以增大每一个带宽的使用者数量的可能性，然而，由于共同使用同一频带，来自其他使用者的信号的干扰产生的妨碍，特别是由于强干涉波产生的后述的远近问题等因此存在着不能够充分增大同时通话信道数的问题。
图10是示出现有的CDMA方式的结构例的功能框图。该图中，由于说明在系统中假设使用者为4人，从使用者A向使用者B，另外从使用者D向使用者C传送信息信号的情况，因此，使用者A和D的接收机以及使用者B和C的发射机省略。
示于该例的CDMA方式，作为发射系统，各使用者具有由把分别来自发送信息发生器100、(200)的输出发送信息信号a、(b)与发生分配给各使用者的一个码片的时间宽度为Δt的固有码的第1扩散码(PN码)发生器101、(201)的输出信号进行乘法运算的第1乘法器102、(202)，用于把该第1乘法器102、(202)的输出信号与第1本机信号振荡器103、(203)的输出信号进行乘法运算的第2乘法器(混频器)104、(204)构成的发射机105、(205)。
另外，作为接收系统，各使用者具有由备有把分别经过以空间作为媒体的传输线路105引入的接收信号110b、(110c)与第2本机信号振荡器111、(211)的输出信号进行乘法运算的第3乘法器112、(212)，与把该第3乘法器112、(212)的输出信号和发生固有码的第2扩散码(PN码)发生器112、(212)的输出信号进行乘法运算的第4乘法器113、(213)相连接的积分器114、(214)的匹配滤波器115、(215)构成的接收机116、(216)。
另外，作为上述扩散码的条件，要求(1)代码的组合多，使得能够对众多的使用者分配固有码，(2)互相关性小，使得能够建立不同使用者的代码和区别，(3)对于相同的代码具有尖锐的自相关性，使得能够可靠地捕获发送给本台的信号并容易地进行解调，(4)尽可能是随机的周期长的代码，使得通信内容不被第3者盗听等。作为满足这些条件的代码，通常利用PN(伪噪声)码。
其次，说明示于该例的CDMA方式的动作。首先，使用者A为了向使用者B发送信息信号a，在使用者A的发射机105中，把第1 PN码发生器101的发生码设定为分配给使用者B的固有码Mb。通过在第1乘法器102中把该固有码Mb与信息信号a进行乘法运算，如上述那样进行频谱扩散，与此同时，通过第2乘法器104和第1本机信号振荡器103在发送频率上进行频率变换(调制)后沿着传输线路110发送。
如果使用者B的接收机116接收到上述发送信号，则该接收信号110b经过由具有与调制频率f0相同频率的输出信号的第2本机信号振荡器111与第3乘法器112进行的频率变换(解调)后输出到匹配滤波器115。匹配滤波器115在动作原理上起到时间相关器的作用(详细情况参照例如B.P.Lathi，山中惣之助、宇佐美兴一共訳，通信方式，p.297，マグロウヒル好学社，昭和56年10月)，同时，第2 PN码发生器112由于输出分配给本台的固有码Mb，因此从匹配滤波器115输出固有码序列Mb的自相关特性。
图11示出作为一例的7比特PN码的自相关特性。如图所示，PN码的自相关特性由于与相位移动1比特的序列的相关性小，因此如果在接收机中输入与分配给本台的固有码相同的代码，则匹配滤波器输出尖锐的自相关特性，从而，接收机能够容易地判决接受信号是否为发送给本台的信号。
这时，如果与上述的从使用者A向使用者B的信息信号a的发送相并行，进行从使用者D向使用者C的信息信号b的发送，则与使用者A的发射机105中的发送动作相同，在使用者D的发射机205中，把第1 PN码发生器201的代码设定为分配给使用者C的固有码Mc。在第1乘法器202中把该固有码Mc与信息信号b进行乘法运算后进行频谱扩散，同时，使用第2乘法器204与第1本机信号振荡器203的输出信号在发送频率上进行频率变换(调制)后沿着传输线路110对发送信号进行发送。
从而，如果使用者C的接收机216接收到从使用者D发送的信号，则由于PN码发生器212作为扩散码输出分配给本台的固有码Mc，因此通过进行与上述使用者B的接收机116相同的动作从匹配滤波器215输出图11所示的自相关特性。其结果，使用者C的接收机216识别为该接收信号是发送给本台的信号。
另一方面，根据从使用者D的发射机205发送的PN码扩散了的信号经过传输线路110也输入到使用者B的接收机116中，因此从匹配滤波器115输出使用者C的固有码Mc与使用者B的固有码Mb的互相关特性。
图12示出PN码的互相关特性的概念。详细情况由于记载在例如文献「横山光雄，扩频通信系统，pp.406～409，科学技术出版社，昭和63年」中，因此省略详细的说明，总而言之，不同的PN码间的互相关特性通过PN序列的组合取各种值，并不是像图11所示的自相关特性那样取确定的值。
从而，在匹配滤波器115的输出上与图11所示的用于检测发送给本台信号的相关特性一起发生图12所示的无用的互相关特性，通常进行设计使得互相关特性的电平值充分低于自相关特性，使得分配给各使用者的Mb、Mc等固有码互不相似。
然而，在作为上述那样现有的扩散码使用PN码的CDMA方式中存在着以下所示的大的问题。即，由于在移动通信中各使用者任意地移动，因此根据使用者的位置关系输入到本台接收机的发送给其他台的信号(干涉波)电平(图12所示的互相关特性)有可能比发送给本台的信号电平(图11所示的自相关特性)高。这是众所周知的CDMA方式中的远近问题，这时发送给本台的信号由于被干涉波覆盖，因此不能够进行发送给本台信号的检测。进而，后述的由反射波产生的多径信号也与干涉波相同，产生妨碍接收检测等的通信障碍。
从而，为了回避该远近问题，伴随各使用者的移动，在系统总体中分别适当地控制各发射机的发送电力电平是不可缺少，而由此存在着系统结构复杂而且规模大的缺点。
本发明是为了解决上述现有的CDMA通信方式的问题而开发的，使基于输入干涉波的匹配滤波器输出(干涉波与所希望台信号的互相关特性)为零电平，进而解决远近问题。根据该功能，本发明的目的在于提供能够进行不需要各发射机的发射电力电平控制的简单系统结构，能够容易地实现多径信号分离功能的CDMA通信方式。
发明的公开
为了达到上述目的，本发明的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式的方案1的发明，在直接扩散型互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式中，把2以上的整数作为N，把由N个自互补序列构成的组分配给各使用者，同时多次反复1个上述自互补序列，由此变换为具有频谱不重叠的N个梳形频谱的信号，把存在于上述自互补序列关系中的N个互补序列分配到上述N个梳形频谱中而构成发送信号。
本发明的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式的方案2的发明在方案1所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式中，通过使上述N个梳形频谱不重叠那样准备在基准频率上加入了符号周期T的倒数fT的K倍(这里，K＝0、1、2、…N-1)的频率的N个移位载波，合成N个使用把上述N个1组的相互处于自互补序列关系的各互补序列的反复序列调制这些移位载波而生成的信号，构成上述发送信号。
本发明的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式的方案3的发明，在方案2所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式中，使得分配给上述各使用者的自互补序列的N个组与分配给其他使用者的相同的N个组之间相互成为互互补序列那样构成上述自互补序列的组，同时，把在所有的使用者中使用的载波取为上述N个移位载波。
本发明的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式的方案4的发明，在方案2的所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式中，在分配给上述各使用者的自互补序列的组与分配给其他使用者的相同序列的组之间相互不存在互互补序列的关系时，通过分配给各使用者的各互补序列相互调制频率不同的移位载波构成发送信号。
本发明的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式的方案5所述的发明，在方案1、方案2、方案3或者方案4所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式中，这样构成，即在接收一侧，与上述N个1组的自互补序列相对应地并列配置N个与把上述N个1组的自互补序列的每一个反复的代码的一部分相匹配的匹配滤波器，同时，根据把该N个匹配滤波器的相关输出进行相加的结果检测发送信息。
本发明的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式的方案6所述的发明，在方案1、方案2、方案3或方案4所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式中，把在由上述N个1组的自互补序列的反复序列构成的有限长周期序列的前部外侧以及后部外侧上复制并分别添加了该有限长周期序列的后部和前部的多个码片的伪周期序列用作分配给各使用者的代码，同时，在接受一侧使用与扩散为上述伪周期序列之前的上述有限长周期序列匹配的匹配滤波器进行解调。
本发明的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式的方案7所述的发明，代替在方案5以及6的匹配滤波器，使用卷积器得到相关输出。
附图的简单说明
图1是示出本发明的CDMA通信方式的第1实施形态例的功能框图。
图2是把自互补序列(A0)的2次反复序列用载波f0进行了调制时的频谱图。
图3是把自互补序列(A1)的2次反复序列用载波f1调制了时的频谱图。
图4是说明发生多径的概念的平面图。
图5示出多径信号的自相关特性。
图6示出本发明的CDMA通信方式的第1实施形态例中的分配给各使用者的代码序列与频谱的关系。
图7示出使用了矩形波的扩散码波形(基带)无限地反复时的频谱。
图8示出本发明的CDMA通信方式的第2实施形态例中的分配给各使用者的代码序列与频谱的关系。
图9示出所希望的波信号υA的帧构成例。
图10是示出现有的CDMA通信方式的结构例的功能框图。
图11示出7比特PN码的相关特性的一例。
图12示出PN码的互相关特性的概念。
用于实施发明的最佳形态
以下，根据图示的实施形态例详细地说明本发明。
图1是示出把本发明的通信方式适用于CDMA通信方式时的第1实施形态例的功能框图。在该图中假设系统使用者是4人，由于与现有技术的说明一样说明从使用者A向使用者B，或者从使用者D向使用者C传送信息信号的情况，因此使用者A和D的接收机以及使用者B和C的发射机省略。
另外，用作后述的固有码的自互补序列(N是2以上的整数)虽然能够按照各使用者分配N组，但由于说明麻烦，因此仅说明N＝2，即，各使用者使用1对自互补序列的情况。
示于该例的CDMA通信方式，作为发射系统，各使用者具有由把输出发送信息a、(b)的发送信息发生器10、(20)的输出信号与发生分配给各使用者的固有码的作为第1扩散码的1对自互补序列发生器11α、11β、(21α、21β)的输出信号进行乘法运算的一对第1乘法器对12α、12β、(22α、22β)，用于把该第1乘法器对12α、12β、(22α、22β)的输出信号与一对第1本机信号振荡器13α、13β(23α、23β)的输出信号进行乘法运算的一对第2乘法器(混频器)14α、14β、(24α、24β)的输出进行加法运算的第1加法器15、(25)构成的发射机1、(2)。
另外，作为接收系统，各使用者具有由经过把空间作为媒体的传输线路19引入的接收信号19a(19b)与一对第2本机信号振荡器30α、30β(40α、40β)的输出信号进行乘法运算的，与一对第3乘法器(混频器)31α、31β(41α、41β)连接的一对匹配滤波器32α、32β(42α、42β)和把该匹配滤波器32α、32β(42α、42β)的输出进行加法运算的第2加法器构成的接收机3、(4)。这里，各匹配滤波器32α、32β(42α、42β)省略了内部功能块的图示，然而与具有把输入信号与发生分配给各使用者的固有码(自相关序列)的第2码发生器的输出信号进行乘法运算的乘法器以及连接到该乘法器的积分器的起到时间相关器功能的现有装置相同。
这里，即使使用卷积器代替在接收机3、4中使用的匹配滤波器32α、32β、42α、42β，也可以得到同样的相关输出。这种情况下，上述卷积器例如32α的参考输入成为序列A0A0。
在示于该例的CDMA通信方式的动作说明之前，首先详细地说明用作以本发明建立了特征的扩散码(固有码)的自互补序列的相关特性和把该自互补序列反复而构成的代码的频谱特性。
首先，作为一例考虑以下8码片的代码序列。即，
A0＝(1，1，1，-1，1，1，-1，1)       (1)
A1＝(1，-1，1，1，1，-1，-1，-1)     (2)
B0＝(1，1，1，-1，-1，-1，1，-1)     (3)
B1＝(1，-1，1，1，-1，1，1，1)       (4)
如果求A0的自相关函数，则成为
A0*A0＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，-1，0，3，0，1，0，1)         (5)
另外，A1的自相关函数成为
A1*A1＝(-1，0，-1，0，-3，0，1，8，1，0，-3，0，-1，0，-1)     (6)
这里，如果取A0与A1的自相关函数的和，则成为
A0*A0+A1*A1＝(0，0，0，0，0，0，0，16，0，0，0，0，0，0，0)    (7)
得到在中央比特以外不发生旁瓣的序列。这时，{A0，A1}称为自互补序列。
同样，求B0与B1各自的自相关函数、取二者的和，则由于成为
B0*B0＝(-1，0，-1，0，-3，0，1，8，1，0，-3，0，-1，0，-1)     (8)
B1*B1＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，-1，0，3，0，1，0，1)         (9)
B0*B0+B1*B1＝(0，0，0，0，0，0，0，16，0，0，0，0，0，0，0)    (10)
因此{B0，B1}也是自互补序列。
进而，如果把(1)式的A0输入到由(2)式表示的B0的匹配滤波器中，则如上所述由于匹配滤波器作为时间相关器动作，因此在该匹配滤波器的输出作为A0与B0的互相关函数可以得到
A0*B0＝(-1，0，-1，0，-5，0，3，0，1，0，1，0，1，0，1)        (11)
同样，如果把A1输入到B1的匹配滤波器中，则在该匹配滤波器的输出作为A1与B1的互相关函数可以得到
A1*B1＝(1，0，1，0，5，0，-3，0，-1，0，-1，0，-1，0，-1)    (12)
于是，如果取(11)式与(12)式的和，成为
A0*B0+A1*B1＝(0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0)   (13)
其次，与上述相反，如果把(3)式的B0输入到用(1)式表示的A0的匹配滤波器中，则与上述相同该匹配滤波器的输出作为B0与A0的互相关函数可以得到
B0*A0＝(1，0，1，0，1，0，1，0，3，0，-5，0，-1，0，-1)      (14)
如果把(4)式的B1输入到由(2)式表示的A1的匹配滤波器中，则在该匹配滤波器的输出作为B1与A1的互相关函数可以得到
B1*A1＝(-1，0，-1，0，-1，0，-1，0，-3，0，5，0，1，0，1)    (15)
于是，如果取(14)式与(15)式的和，则成为
B0*A0+B1*A1＝(0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0)   (16)
即，所谓自互补序列{A0，A1}和{B0，B1}，如果在对方序列的一对匹配滤波器的输出中取和，则如(13)式或者(16)式表示的那样，其互相关函数成为0。将处于这样关系的{A0，A1}和{B0，B1}称为互互补序列，进而，{A0，A1}和{B0，B1}把分别作为自互补序列的情况[{A0，A1}与{B0，B1}]称为完全互补序列。
这里，说明每一个帧周期T反复1个基本序列A0的波形的频谱。
A0的长度如果把L0作用码片数/序列，则由T＝L0Δt0给出。该冲击脉冲序列的信号每T秒反复的基带周期信号的频谱根据DFT(离散傅利叶变换)分析，作为fc0＝1/Δt0，fT＝1/T，成为遍及-fc0/2～0～fc0/2以fT的整数倍为要素的基本频谱。即，该基带信号的中心是f＝0，在k·fT(k＝-∞～-2，-1，0，1，2，～∞)具有成分的频谱。
但是，由于实际上不可能传输冲击脉冲，因此代替冲击脉冲，例如如果使用时间宽度Δt0的矩形波，则其频谱用遍及-fc0～fc0的频谱近似表现，该频谱中包含信号能量的90％以上。在(-fc0～fc0)以外所包含的成分是频带外的成分。根据DFT分析使用了L0＝8时的矩形波的基带波形以周期T无限反复情况的频谱如图7所示。在f＝fc0中的频谱振幅由于与取样函数的0点重合因而消失，显示出以f＝0两侧的振幅逐渐减少的取样函数为包络线的振幅特性。
其次，说明把上述自互补序列多次反复构成的代码的频谱。例如，把上述A0反复2次构成的代码表现为
A0A0＝(1，1，1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，-1，1，1，-1，1)        (17)
由于是2次反复的周期性，因此频谱成为预定的频率成分丢失的梳形频谱。如果在T中包含着2个基本序列，则由于成为T＝LΔt，L＝2L0＝16，因此Δt＝Δt0/2，从而成为fc＝1/Δt＝2fc0，虽然占有频带成为2倍但是k·fT(k：奇数)的频谱成为0。该梳形频谱由于原样不变地与后述的A1的2次反复代码(A1A1)的频谱-部分重复，因此相互之间能够把频率移位使用。
图2是示出根据具有该频谱的信号把f0用DSB-AM(双边带调幅)调制时的频谱的正频率部分(省略负频率成分和频带外成分的显示，基于矩形波的幅度衰减特性也省略表示)。通过把基本序列反复2次以及脉冲幅度成为1/2，成为fc＝2fc0，k·fT(K：奇数)的频率中的振幅成为0。
另一方面，把上述的A1反复2次构成的代码表现为
A1A1＝(1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，-1)    (18)
该代码的频谱也具有与上述图2相同的梳形频谱。图3示出根据(18)式的代码序列调制(频率变换)了频率f1＝f0+fT的移位载波时的频谱的图。其中，fT＝1/T，频率f1设定为使得图2和图3所示的频谱恰好交错。
从而，图2和图3所示的信号即由(17)式和(18)式表示的代码由于不仅频谱不重叠而且仅分离fT＝1/T的整数倍，因此，在后述的条件下具有即使同时发送相互之间也不干涉的性质(正交性)。
上述正交性根据与上述相同的逻辑，对于B0的反复序列B0B0以及B1的反复序列B1B1的关系也成立。
总而言之，只要多个代码是相互处于互互补序列的关系的自互补序列的组合，各组合序列的对应序列间的互相关的和呈现电平零的特性(无相关特性)，同时，把序列反复多次构成的代码序列由于产生空隙频谱，因此具有能够使用设定载波的频率的装置同时进行发送而使得频谱互不重叠的特征。
以上，为了说明图1所示的作为第1实施形态例的CDMA通信方式的动作，说明了使本发明建立特征的自互补序列与互互补序列的相关特性以及具有把该自互补序列多次反复构成的代码的空隙频谱的频率特性。考虑使用以上的自互补序列的代码的特性，说明图1所示的CDMA通信方式的动作。
作为分配给各使用者的固有码的一例，说明使用把上述(1)～(4)式的自互补序列反复4次构成的代码的情况。从而，由于该代码长度是32比特，也是解调周期16比特的伪周期序列，因此如果把移位载波f0和f1设定为f0+KfT(K＝0，1，2，…，N-1)，则构成1对自互补序列的各代码由于频谱不重叠因此能够同时发送。
首先，由于使用者A向使用者B发送信息信号a，因此在使用者A的发射机1中，把第1自互补序列发生器对11α、11β输出的序列设定为分配给使用者B的固有码A0A0A0A0，A1A1A1A1。
作为发送信号，把该固有码与信息信号a在一对第1乘法器12α、12β中分别进行乘法运算扩散频谱，同时使用一对第2乘法器14α、14β与一对第1本机信号振荡器13α、13β根据发送移位载波频率f0，f1进行频率变换(调制)以后，用加法器15相加，沿着传输线路19发送。这时，如上述那样，由于根据伪周期序列的性质，设定发送载波频率f0和f1(＝f0+fT)使得代码A0A0A0A0与代码A1A1A1A1频谱不重叠，因此如果在接收一侧在T秒内相关检测出同时发送的这些信号，则由于两者的频率成分正交，因此没有两者之间的代码间干涉。
如果使用者B的接收机3接收到上述使用者A的发送信号，则在进行了基于输出频率f0和f1的信号的一对第2本机信号振荡器对30α、30β与一对第3乘法器31α、31β的频率变换(解调)后分别输出到1对匹配滤波器32α、32β中。匹配滤波器32α、32β由于如上述那样起到时间相关器的作用，其结果，输出输入代码的相关特性。
这里，为了定量地说明该相关特性，用数学公式表示上述调制与解调的信号。首先，如果用f0调制代码A0A0A0A0，用f0解调后，可以再次得到代码A0A0A0A0。而如果用f0调制代码A0A0A0A0，用f1解调，则可以得到用
(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1    (19)表示的代码。另外，如果用f1调制代码A1A1A1A1，用f0解调代码A1A1A1A1，则可以得到用
(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0    (20)表示的代码。另外，如果用f1调制代码A1A1A1A1，用f1解调则可以再次得到A1A1A1A1。
其次，如果A0的匹配滤波器中输入了A0则由于匹配滤波器如上述(5)式所示那样输出
A0*A0＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，-1，0，3，0，1，0，1)    (5)
因此如果在图1所示的使用者B的接收机中所使用A0A0的匹配滤波器中输入了A0，则通过与(5)式相同的处理，匹配滤波器输出A0*A0A0＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，0，0，4，0，4，0，0，8，-1，0，3，0，1，0，1)    (21)
从而，假设图1所示的使用者B的接收机在A0A0的匹配滤波器中输入了用f0解调了的代码A0A0A0A0，则该匹配滤波器输出
A0A0A0A0*A0A0＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，1，0，5，0，7，0，-1
                16，0，0，8，0，8，0，0，16，0，0，8，0，8，0，0
                16，-1，0，7，0，5，0，1，8，-1，0，3，0，1，0，1)    (22)的自相关特性。
其次，如果A0A0的匹配滤波器中输入了用f1调制，用f0解调的A1A1A1A1代码，即，输入了(20)式的(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0，则匹配滤波器输出
(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0*A0A0＝(p15，p14，p13，p12，p11，p10，p9，p8，p7，p6，p5，p4，p3，p2，p1，
0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，
0，q1，q2，q3，q4，q5，q6，q7，q8，q9，q10，q11，q12，q13，q14，q15)  (23)的互相关特性。这里，pi、qj对应于代码的序列取零以外的数值(偶尔也有成为零的情况)。从而，如(23)式所示那样，即使在A0A0的匹配滤波器中输入了代码A1A1A1A1，由于以输出相关值的中央比特为基准从左侧-8移位码片到右侧+8移位码片的成分成为零值，因此在该范围内对于(22)式所示的自相关特性不产生影响。
另外，如果在A1A1的匹配滤波器中输入了A1A1A1A1，则该匹配滤波器与(22)式相同，输出A1A1A1A1*A1A1＝(-1，0，-1，0，-3，0，1，8，-1，0，-5，0，-7，0，1
            16，0，0，-8，0，-8，0，0，16，0，0，-8，0，-8，0，0
            16，1，0，-7，0，-5，0，-1，8，1，0，-3，0，-1，0，-1)    (24)的自相关特性。
进而，如果在A1A1的匹配滤波器中输入了用f0调制用f1解调了的代码A0A0A0A0，即，输入了(19)式的(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1则该匹配滤波器通过与(23)式相同的处理，输出
(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1*A1A1＝(r15，r14，r13，r12，r11，r10，r9，r8，r7，r6，r5，r4，r3，r2，r1，
0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0， 0，
0，s1，s2，s3，s4，s5，s6，s7，s8，s9，s10，s11，s12，s13，s14，s15)(25)的互相关特性。这里，ri、sj与上述pi、qj相同对应于代码的序列取零以外的值，而由于从中央比特开始从左侧-8移位码片到右侧+8移位码片中成为零值，因此(25)式与(23)式相同，在该范围内对(24)式的自相关特性不产生影响。
从而，最终地在使用者A的发射机1中在代码A0A0A0A0上乘入发送信息a后用f0调制了的信号与在代码A1A1A1A1上也乘入相同信息信号a后用f1调制了的信号相加后发送出的信号表示为
a{(A0A0)f0(A0A0)f0+(A1A1)f1(A1A1)f1}
                                      (26)在使用者B的接收机3中如果分别用f0以及f1解调，则用f0解调了的信号成为
a{(A0A0)f0，f0(A0A0)f0，f0+(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0}
                                                  (27)用f1解调了的信号成为
a {(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1+(A1A1)f1，f1(A1A1)f1，f1}
                                                  (28)
在用f0解调了的(27)式的信号输入到A0A0的匹配滤波器中，用f1解调了的(28)式的信号输入到A1A1的匹配滤波器中的情况下，如果使用第2加法器33把2个匹配滤波器的输出进行相加运算，则成为
a{(A0A0)f0，f0(A0A0)f0，f0+(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0}
*A0A0+a{(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1+(A1A1)f1，f1(A1A1)
     f1，f1}*A1A1                                (29)如果在上式的上部分适用(22)式以及(23)式，在上式的下部分适用(25)式以及(24)式，则成为
a(p15+r15，p14+r14，p13+r13，……，p3+r3，p2+r2，p1+r1，
  32，0，0，0，0，0，0，0，32，0，0，0，0，0，0，0，32，
q1+s1，q2+s2，q3+s3，……，q13+s13，q14+s14，q15+s15)  (30)由于以中央码片(32的值)为基准在从左侧-7移位码片到-1移位码片与从右侧+1移位码片到+7移位码片的范围内可以得到没有旁瓣的尖锐的自相关特性，因此能够容易地判决接收信号是发送给本台的信号。
另一方面，考虑与上述从使用者A向使用者B的基于信息信号a的[A0，A1]的发送相并行，从使用者D向使用者C使用自互补序列[B0，B1]以及与上述相同频率f0和f1的载波，根据与上述相同的方法使用图8所示的频率配置(f0，f1右侧的显示)进行信息信号b的发送的方式。在该方式中，信号[B0，B1]作为干涉波也混入到使用者B的接收机3中。如果定量地说明该动作，则在使用者D的发射机2中，通过与使用者A的发射机1相同的处理在扩散码B0B0B0B0上乘入发送信息b后用f0调制，另外，在其它的扩散码B1B1B1B1上也乘入相同的发送信息b后用f1调制，如果把2个信号相加后发送，则与(26)式相同，成为
b{(B0B0)f0(B0B0)f0+(B1B1)f1(B1B1)f1}    (31)在使用者B的接收机3中如果分别把它们用f0以及f1进行解调，则用f0解调的信号成为
b{(B0B0)f0，f0(B0B0)f0，f0+(B1B1)f1，f0(B1B1)f1，f0}
                                                   (32)用f1解调的信号成为
b{(B0B0)f0，f1(B0B0)f0，f1+(B1B1)f1，f1(B1B1)f1，f1}
                                                   (33)
由于用f0解调了的(32)式的信号输入到A0A0的匹配滤波器中，用f1解调了的(32)式的信号输入到A1A1的匹配滤波器中，因此如果把2个匹配滤波器的输出相加，则与(29)式相同，成为
b{(B0B0)f0，f0(B0B0)f0，f0+(B1B1)f1，f0(B1B1)f1，f0}*A0A0+b{(B0B0)f0，f1(B0B0)f0，f1+(B1B1)f1，f1(B1B1)f1，f1}*A1A1    (34)如果适用从(29)式导出(30)式时相同的处理，则(34)式成为
a(p15’+r15’，p14’+r14’，p13’+r13’，……，p3’+r3’，p2’+r2’，p1’+r1’，
  0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，
  q1’+s1’，q2’+s2’，q3’+s3’，……，q13’+s13’，q14’+s14’，q15’+s15’)
                                                    (35)以中央码片为基准从左侧-8移位码片到右侧+8移位码片成为零值。
从而，在使用者B根据(30)式中的自相关特性中的从左侧-7移位码片到右侧+7移位码片范围的相关值判决从使用者A发送来的信号[A0，A1]是发送给本台的信号时，即使在使用者B的接收机3中混入了从其它台(使用者D)发送来的信号[B0，B1]也如(35)式所示那样，由于从左侧-8移位码片到右侧+8移位码片范围的相关值是零，因此在使用上述(30)式的发送给本台信号的判决方面不受影响。这是由于虽然两者使用同一频带{(f0-1/Δt)～(f1+1/Δt)}，但是把序列[A0，A1]与序列[B0，B1]设定为互互补序列的缘故。
由此，本发明的CDMA通信方式在判决发送给本台信号的自相关特性的期间(时间)内，由于混入的发送给其它台信号的相关特性必定为零，因此将不发生上述现有的基于使用者位置关系的远近问题。其结果，由于不需要进行伴随各使用者移动的各发射机的发送电力电平的控制，因此能够极其简单地构成系统。
进而，通过利用上述的从其它台混入的信号的相关特性为零的特性，本发明的CDMA通信方式能够容易地进行在街道的移动通信中成为问题的多径的分离。图4是示出多径发生的概念的平面图。从发射机41输出的发送信号分离为直接到达接收机42的直接信号43与由反射物44反射后到达接收机42的多径信号(反射信号)45，由于如果多径信号45与直接信号43以相同的电平到达接收机42，则在接收机42中输入相位偏差的相同电平的信号，因此将引起波形畸变，使得接收机42的接收性能恶化。
图5示出在接收机中输入了上述多径信号45时的图1所示的第2加法器33(43)输出中的自相关特性。如上述那样，由于自相关特性以中央比特为基准在从左侧-7移位码片到右侧+7移位码片的范围内不发生旁瓣，因此用(30)式表示的直接信号(实线)与多径信号(虚线)可以分离为相位偏差(时间延迟TM)。如确立接收波的接收信号的同步，则中央码片位置变得明确。因而，如果把直接波与延迟波的延迟时间的差记为τd＝τM-τ0，把基本序列A0、A1的码片长记为L0，则只要是TM＝L0t-τd＞0，就能够可靠地分离多径信号。
本发明的方式是以干涉波的入射相位与希望波的入射相位一致为前提而构筑的。如果存在相位差，则如图9那样，在干涉波信号υB的帧边界位于希望波信号υA的帧中的情况下，由于υB用其信息b调制，因此与上述说明中假设的信号不同，将产生基于干涉的相关性。
然而，实际上难以严格地使干涉的帧相位同步，由基于TDMA的移动通信方式等实现使得其时间差保持在图示的τdif以下的控制。通过采取这样的准同步技术，如果预先发送具有比在信号的解调相关中使用的帧长TDEM还长的帧长(伪周期)TE的信号υA、υB，则2个帧的接收时间差τdif如果是τdif＜TA，则在υA的解调时间TDEM中，由于入射不受调制的干涉波，因此不发生由υB产生的相关性。扩散帧υA通过在υA的前部和后部添加υA的后半部分和前半部分的一部分来制作。图9作为简单的例子示出在前后添加了υA的构成要素A0的情况。
另外，一个使用者使用2部发射机，另一个使用者使用2部接收机的情况，例如，图1所示的发射机1和发射机2由一个使用者使用的同时，接收机3和接收机4由另一个使用者使用，因此一个使用者可以同时把发送信息a和b发送，其结果，能够得到传输速度提高为2倍的效果。
在以上所说明的本发明的第1实施形态例中，构成为通过在各使用者中共同分配2个频率不同的载波f0、f1，同时，在各使用者中进行分配使得扩散码成为互互补序列，使混入本台中的发送给其它台的信号的相关值为零。因而，如果互补序列的组合数是m，则m个同时通话能够互不干涉地使用几乎同一个频带，而在本发明的实施中不限于该例，例如，作为后述的第2实施形态例分配给各使用者的扩散码取为与第1实施形态例相同的自互补序列，另外，还可以不把分配给各使用者之间的代码取为互互补序列，而使得在各使用者中使用的载波的频率不同，构成为频分多址方式。
图6示出对于使用了作为第1实施形态例的图1的系统结构时的代码与频谱的关系。即，示出在4个使用者分别发送信息信号的情况下，把分配给发送方的各使用者的自互补序列反复而构成的代码对与其频谱的关系。其中，为了使频谱的图示简单，各自互补序列通过由反复4个8码片基本序列而构成。例如，对于发送(A→B)，设定式(1)的A0、式(2)的A1。这些反复序列分别用(f0、f1)调制后的输出频谱示于图6的上部。
图6与后述的图8的情况不同，在把与上述的A0、A1相互处于互互补序列的关系的式(3)的B0与式(4)B1的组用于其它的发送(D→C)的情况下，B0、B1用(f0、f1)调制后的输出的频谱示于图6的下部。代码A0与B0用载波f0，代码A1与B1用载波f1调制生成发送波。发送(A→B)用载波的频谱与发送(D→C)用载波的频谱虽然如图6所示一致，但由于相互处于互互补序列的关系，因此在接收侧不产生干涉。对于其它的发送(B→A)、(C→D)分别使用(A0，A1)，(B0、B1)的反复代码序列，使用与f0、f1不同的载波
f2＝f1+fT
f3＝f2+fT用相同的方法生成发送波。这种情况下，对于发送(B→A)、(C→D)也可以共同使用同一个载波f2、f3。虽然在图6中没有示出这种情况下的发送波的频谱，然而由于配置在图示的频谱的空隙部分中，因此不发生与发送波(A→B)，(D→C)的干涉。从而，与后述图8情况的占有频带相比较，第1实施例的系统占有的频带如图6所示具有减半的优点。如果使用多个互互补序列的组，则将进一步提高频率利用效率。
图8示出在4个使用者分别发送信息信号的情况下，对于发送方的各使用者仅使用反复自互补序列而构成的代码，不使用互互补序列情况的相对第2实施例的系统结构的各代码与其频谱的关系。该系统结构在图1中，把发射机2的扩散码(B0，B0，B0，B0)置换为(A6，A6，A6，A6)，把(B1，B1，B1，B1)置换为(A7，A7，A7，A7)，把载波(f0，f1)置换为(f6，f7)，进而把发射机4的载波从(f0，f1)置换为(f6，f7)，把匹配滤波器的(B0B0)置换为(A6A6)，把(B1B1)置换为(A7A7)而实现。
图8中，为了使频谱的图示简单，各自互补序列通过反复8个4码片基本序列而构成。例如，如果假定A0＝(1，1，1，-1)，A1＝(1，-1，1，1)，则如上述那样，由于序列的反复数与频谱中的丢失频率成分的间隔处于密切连接的关系，因此用于以4人同时发送的8个频谱不重叠，所以不必把自互补序列反复8次以上。图8示出把自互补序列反复8次构成的代码的频谱分别不重叠那样，把各使用者的发射机中的载波频率设定为f0～f7时的频谱。
如以上说明的那样，在本发明的CDMA通信方式的第1实施例中，由于使用互互补序列因此即使各使用者的发送波的频谱重叠，在接收一侧也能够不受干扰地进行分离识别，从而，可以提高频率利用效率。另一方面，在第2实施例中，由于在分配给各使用者的代码中不存在互互补序列的条件，因此提高可取出的代码的自由度，从而，具有比第1实施形态例可以更多地产生分配给各使用者的代码数量的优点。第2实施形态例在希望增大使用者数量的情况下特别有效，也可以与第1实施形态例相组合进行实施。
本发明如以上说明的那样作为扩散码使用把自互补序列反复多次而构成的序列，进而在必要的情况下，还可以根据把使用互互补序列构成的上述代码序列对作为地址分配给各台(各使用者)的方式构成系统，因此由于能够避免干涉波的影响从而可以解决CDMA通信方式中的远近问题，从而，能够实现不需要进行发送电力电平控制的简单的系统结构，而且，在实现借助没有旁瓣的自相关特性可以容易地进行多径信号分离的CDMA通信方式方面极为有效。

Claims (7)

1. 一种互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式，其特征在于：在直接扩散型互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式中，把2以上的整数作为N，通过把由N个自互补序列构成的组分配给各使用者，同时多次反复1个上述自互补序列，变换为具有频谱不重叠的N个梳形频谱的信号，把处于上述自互补序列关系的N个互补序列分配到上述N个梳形频谱中构成发送信号。
2.如权利要求1所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式，其特征在于：
使上述N个梳形频谱不重叠那样准备在基准频率上加入了符号周期T的倒数fT的K倍(这里，K＝0、1、2、…N-1)的频率的N个移位载波，通过合成N个使用把上述1组N个相互处于自互补序列关系的各互补序列的反复序列调制这些移位载波而生成的信号，构成上述发送信号。
3.如权利要求2所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式，其特征在于：
分配给上述各使用者的自互补序列的N个组与分配给其他使用者的相同的N个组之间相互成为互互补序列那样构成上述自互补序列的组，同时，把在所有的使用者中使用的载波取为上述N个移位载波。
4.如权利要求2的所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式，其特征在于：
分配给上述各使用者的自互补序列的组与分配给其他使用者的相同序列的组之间相互不存在互互补序列的关系时，通过分配给各使用者的互补序列用相互频率不同的移位载波进行调制构成发送信号。
5.如权利要求1、权利要求2、权利要求3或者权利要求4所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式，其特征在于：
在接收一侧，与上述N个1组的自互补序列相对应并列配置N个与把上述N个1组的自互补序列的每一个反复的代码的一部分相匹配的匹配滤波器，根据把该N个匹配滤波器的相关输出进行相加的结果检测发送信息.
6.如权利要求1、权利要求2、权利要求3或者权利要求4所述的互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式，其特征在于：
把在由上述N个1组的自互补序列的反复序列构成的有限长周期序列的前部外侧以及后部外侧上复制该有限长周期序列的后部和前部的多个码片，并将各个附加的伪周期序列用作分配给各使用者的代码，同时，在接受一侧使用与扩散为上述伪周期序列之前的上述有限长周期序列匹配的匹配滤波器进行解调。
7.一种互补序列反复调制型的梳形频谱通信方式，特征在于：
使用卷积器代替在权利要求5和6的匹配滤波器，得到相关输出。
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