JPH11234061A - 基準電圧発生回路 - Google Patents
基準電圧発生回路Info
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- JPH11234061A JPH11234061A JP10040996A JP4099698A JPH11234061A JP H11234061 A JPH11234061 A JP H11234061A JP 10040996 A JP10040996 A JP 10040996A JP 4099698 A JP4099698 A JP 4099698A JP H11234061 A JPH11234061 A JP H11234061A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 チップ面積を増大させることなく、スタンバ
イ状態からの復帰時間を短縮させること。 【解決手段】 基準電圧発生部１と、該基準電圧発生
部で発生した基準電圧をインピーダンス変換して出力す
るボルテージホロワ回路２と、該ボルテージホロワ回路
２から出力する基準電圧を平滑する平滑コンデンサ４と
を有し、ボルテージホロワ回路２をオペアンプで構成
し、スタンバイ時に該オペアンプの出力トランジスタの
サイズを小さいサイズに切り替え、平滑用コンデンサ４
に微小電流を流してそのコンデンサ４の基準電圧を保持
する。
イ状態からの復帰時間を短縮させること。 【解決手段】 基準電圧発生部１と、該基準電圧発生
部で発生した基準電圧をインピーダンス変換して出力す
るボルテージホロワ回路２と、該ボルテージホロワ回路
２から出力する基準電圧を平滑する平滑コンデンサ４と
を有し、ボルテージホロワ回路２をオペアンプで構成
し、スタンバイ時に該オペアンプの出力トランジスタの
サイズを小さいサイズに切り替え、平滑用コンデンサ４
に微小電流を流してそのコンデンサ４の基準電圧を保持
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体集積回路で
構成し、負荷が大きく変動しても安定した基準電圧を出
力するようにした基準電圧発生回路に関するものであ
る。
構成し、負荷が大きく変動しても安定した基準電圧を出
力するようにした基準電圧発生回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図６に従来の基準電圧発生回路の概略構
成を示す。１はバンドギャップ電圧等を利用した基準電
圧発生源、２は発生した基準電圧を低インピーダンスで
出力するためのボルテージホロワ回路、３は基準電圧Vr
efが供給される負荷、４はこの負荷３の切り替えや変動
により基準電圧Vrefが変動することを防止するための平
滑用コンデンサである。
成を示す。１はバンドギャップ電圧等を利用した基準電
圧発生源、２は発生した基準電圧を低インピーダンスで
出力するためのボルテージホロワ回路、３は基準電圧Vr
efが供給される負荷、４はこの負荷３の切り替えや変動
により基準電圧Vrefが変動することを防止するための平
滑用コンデンサである。
【０００３】このような構成は、負荷３が例えばＳＣＦ
（スイッチドキャパシタフィルタ）回路等のように、キ
ャパシタの充放電を繰り返す負荷の場合、或いは複数の
負荷３の内の数負荷の動作状態から数１０負荷の動作状
態に切り替わるように負荷が重くなった場合等に、供給
する基準電圧Vrefが変動するので、これを安定させるた
めに用いられる。
（スイッチドキャパシタフィルタ）回路等のように、キ
ャパシタの充放電を繰り返す負荷の場合、或いは複数の
負荷３の内の数負荷の動作状態から数１０負荷の動作状
態に切り替わるように負荷が重くなった場合等に、供給
する基準電圧Vrefが変動するので、これを安定させるた
めに用いられる。
【０００４】図７はボルテージホロワ回路２を構成する
オペアンプの回路図である。この回路は、差動増幅回路
が差動接続のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２
と、電流源としてのＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３と、
カレントミラー構成の能動負荷としてのＮＭＯＳトラン
ジスタＮＭ１１，ＭＮ１２とから構成されている。
オペアンプの回路図である。この回路は、差動増幅回路
が差動接続のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２
と、電流源としてのＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３と、
カレントミラー構成の能動負荷としてのＮＭＯＳトラン
ジスタＮＭ１１，ＭＮ１２とから構成されている。
【０００５】出力回路は電流源としてのＰＭＯＳトラン
ジスタＭＰ１４と差動増幅回路の出力で制御されるＮＭ
ＯＳトランジスタＭＮ１３とから構成されている。ＭＮ
１４はバイアススイッチ用のＮＭＯＳトランジスタ、Ｍ
Ｐ１５はトランジスタＭＰ１３，ＭＰ１４とで各々カレ
ントミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタであ
る。ＳＷ１１〜ＳＷ１３は通常動作時はオフ、スタンバ
イ時にオンとなるスタンバイ切替用のスイッチである。
ジスタＭＰ１４と差動増幅回路の出力で制御されるＮＭ
ＯＳトランジスタＭＮ１３とから構成されている。ＭＮ
１４はバイアススイッチ用のＮＭＯＳトランジスタ、Ｍ
Ｐ１５はトランジスタＭＰ１３，ＭＰ１４とで各々カレ
ントミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタであ
る。ＳＷ１１〜ＳＷ１３は通常動作時はオフ、スタンバ
イ時にオンとなるスタンバイ切替用のスイッチである。
【０００６】このオペアンプは、動作時においては、ス
イッチＳＷ１１〜ＳＷ１３がオフし、かつ、トランジス
タＭＮ１４のゲートにバイアス電圧ＶＢが入力する。こ
れにより、トランジスタＭＰ１３，ＭＰ１４が電流源と
して動作し、トランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２のゲート
に入力する電圧の差分が増幅されて出力する。一方、ス
タンバイ時においては、ＳＷ１１〜ＳＷ１３がオンし、
回路全体の動作が停止する。
イッチＳＷ１１〜ＳＷ１３がオフし、かつ、トランジス
タＭＮ１４のゲートにバイアス電圧ＶＢが入力する。こ
れにより、トランジスタＭＰ１３，ＭＰ１４が電流源と
して動作し、トランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２のゲート
に入力する電圧の差分が増幅されて出力する。一方、ス
タンバイ時においては、ＳＷ１１〜ＳＷ１３がオンし、
回路全体の動作が停止する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このため、このオペア
ンプをボルテージホロワ回路２として使用すると、スタ
ンバイ時に動作が停止するために、そのスタンバイ期間
中に平滑用コンデンサ４の電荷が漏れて減少するので、
ＳＷ１１〜ＳＷ１３がオフに切り替わってスタンバイ状
態から動作状態に復帰したときに、再度平滑用コンデン
サ４を充電する必要があり、正規の基準電圧Vrefが出力
するまでに時間がかかっていた。
ンプをボルテージホロワ回路２として使用すると、スタ
ンバイ時に動作が停止するために、そのスタンバイ期間
中に平滑用コンデンサ４の電荷が漏れて減少するので、
ＳＷ１１〜ＳＷ１３がオフに切り替わってスタンバイ状
態から動作状態に復帰したときに、再度平滑用コンデン
サ４を充電する必要があり、正規の基準電圧Vrefが出力
するまでに時間がかかっていた。
【０００８】図５はその切替特性を示す図であり、スタ
ンバイ時（スタンバイ信号が「Ｈ」レベルでスイッチＳ
Ｗ１１〜ＳＷ１３がオン）から動作状態（スタンバイ信
号が「Ｌ」レベルでスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１３がオ
フ）に復帰したとき、出力電圧（基準電圧Vref）はその
立上りが遅れている。よって、負荷としてＳＣＦ回路を
接続していたときは、その動作が不完全となるために、
そのＳＣＦ回路の出力をその復帰完了まで停止しておく
対策が必要であった。
ンバイ時（スタンバイ信号が「Ｈ」レベルでスイッチＳ
Ｗ１１〜ＳＷ１３がオン）から動作状態（スタンバイ信
号が「Ｌ」レベルでスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１３がオ
フ）に復帰したとき、出力電圧（基準電圧Vref）はその
立上りが遅れている。よって、負荷としてＳＣＦ回路を
接続していたときは、その動作が不完全となるために、
そのＳＣＦ回路の出力をその復帰完了まで停止しておく
対策が必要であった。
【０００９】なお、出力する基準電圧を負荷の切替等に
よらず安定化するためには、上記した平滑用のコンデン
サ４を使用せず、オペアンプの出力トランジスタＭＰ１
４、ＭＮ１３のサイズを極めて大きくして出力インピー
ダンスを極力小さくすることも考えられ、この方法によ
れば復帰時間を短縮できるが、集積回路の面積が増大し
てコストアップにつながるという別の問題が発生する。
よらず安定化するためには、上記した平滑用のコンデン
サ４を使用せず、オペアンプの出力トランジスタＭＰ１
４、ＭＮ１３のサイズを極めて大きくして出力インピー
ダンスを極力小さくすることも考えられ、この方法によ
れば復帰時間を短縮できるが、集積回路の面積が増大し
てコストアップにつながるという別の問題が発生する。
【００１０】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、チップ面積を増大させること
なく、スタンバイ状態から動作状態への復帰時間を短縮
させ、さらに軽負荷から重負荷に切り替わるときの立上
り時間も短縮できるようにした基準電圧発生回路を提供
することである。
ものであり、その目的は、チップ面積を増大させること
なく、スタンバイ状態から動作状態への復帰時間を短縮
させ、さらに軽負荷から重負荷に切り替わるときの立上
り時間も短縮できるようにした基準電圧発生回路を提供
することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の第１の発明は、基準電圧発生部と、該基準電圧発生部
で発生した基準電圧をインピーダンス変換して出力する
ボルテージホロワ回路と、該ボルテージホロワ回路から
出力する基準電圧を平滑する平滑コンデンサとを有する
基準電圧発生回路において、前記ボルテージホロワ回路
をオペアンプで構成し、無負荷又は軽負荷時に該オペア
ンプの出力電流を大負荷時電流よりも小さい電流に切り
替えて前記平滑コンデンサの基準電圧を保持させる出力
電流切替手段を設けて構成した。第２の発明は、第１の
発明において、前記出力電流切替手段を、前記無負荷又
は軽負荷時に、前記オペアンプの出力回路の電流源トラ
ンジスタのサイズを実質的に大きいサイズから小さいサ
イズに切り換える手段とした。第３の発明は、第１の発
明において、前記出力電流切替手段を、前記無負荷又は
軽負荷時に、前記オペアンプの基準電流の電流値を大き
い値から小さい値に切り換える手段とした。第４の発明
は、第１の発明において、前記出力電流切替手段を、前
記無負荷又は軽負荷時に、前記オペアンプの出力回路の
出力トランジスタのサイズを実質的に大きいサイズから
小さいサイズに切り替えると共に、前記出力回路の電流
源としての抵抗を小さい値から大きい値に切り換える手
段とした。
の第１の発明は、基準電圧発生部と、該基準電圧発生部
で発生した基準電圧をインピーダンス変換して出力する
ボルテージホロワ回路と、該ボルテージホロワ回路から
出力する基準電圧を平滑する平滑コンデンサとを有する
基準電圧発生回路において、前記ボルテージホロワ回路
をオペアンプで構成し、無負荷又は軽負荷時に該オペア
ンプの出力電流を大負荷時電流よりも小さい電流に切り
替えて前記平滑コンデンサの基準電圧を保持させる出力
電流切替手段を設けて構成した。第２の発明は、第１の
発明において、前記出力電流切替手段を、前記無負荷又
は軽負荷時に、前記オペアンプの出力回路の電流源トラ
ンジスタのサイズを実質的に大きいサイズから小さいサ
イズに切り換える手段とした。第３の発明は、第１の発
明において、前記出力電流切替手段を、前記無負荷又は
軽負荷時に、前記オペアンプの基準電流の電流値を大き
い値から小さい値に切り換える手段とした。第４の発明
は、第１の発明において、前記出力電流切替手段を、前
記無負荷又は軽負荷時に、前記オペアンプの出力回路の
出力トランジスタのサイズを実質的に大きいサイズから
小さいサイズに切り替えると共に、前記出力回路の電流
源としての抵抗を小さい値から大きい値に切り換える手
段とした。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明では、出力基準電圧Vrefの
安定化のための平滑用コンデンサ４を使用しながも、そ
の平滑用コンデンサ４に対して、スタンバイ状態時であ
っても微小な電流（自然放電で減少する電荷を補う程度
の電流）を補給して基準電圧Vrefに相当する電圧が常時
保持されるようにして、スタンバイ状態から動作状態に
復帰するときの立上り時間を短縮化する。このために、
ボルテージホロワ回路２を構成するオペアンプの回路
に、スタンバイ状態時に平滑用コンデンサ４に微小電流
を供給する出力電流切替手段を設ける。以下、その実施
の形態を説明する。
安定化のための平滑用コンデンサ４を使用しながも、そ
の平滑用コンデンサ４に対して、スタンバイ状態時であ
っても微小な電流（自然放電で減少する電荷を補う程度
の電流）を補給して基準電圧Vrefに相当する電圧が常時
保持されるようにして、スタンバイ状態から動作状態に
復帰するときの立上り時間を短縮化する。このために、
ボルテージホロワ回路２を構成するオペアンプの回路
に、スタンバイ状態時に平滑用コンデンサ４に微小電流
を供給する出力電流切替手段を設ける。以下、その実施
の形態を説明する。
【００１３】［第１の実施の形態］図１は本発明の第１
の実施の形態のオペアンプの回路図である。この回路
は、差動増幅回路が差動接続のＰＭＯＳトランジスタＭ
Ｐ１，ＭＰ２と、電流源としてのＰＭＯＳトランジスタ
ＭＰ３と、カレントミラー構成の能動負荷としてのＮＭ
ＯＳトランジスタＮＭ１，ＭＮ２とから構成されてい
る。
の実施の形態のオペアンプの回路図である。この回路
は、差動増幅回路が差動接続のＰＭＯＳトランジスタＭ
Ｐ１，ＭＰ２と、電流源としてのＰＭＯＳトランジスタ
ＭＰ３と、カレントミラー構成の能動負荷としてのＮＭ
ＯＳトランジスタＮＭ１，ＭＮ２とから構成されてい
る。
【００１４】出力回路は電流源としてのＰＭＯＳトラン
ジスタＭＰ４，ＭＰ５と差動増幅回路の出力で制御され
るＮＭＯＳトランジスタＭＮ３，ＭＮ４とから構成され
ている。ＭＮ５は基準電流を決めるバイアス用のＮＭＯ
Ｓトランジスタ、ＭＰ６はトランジスタＭＰ３〜ＭＰ５
とで各々カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトラン
ジスタである。Ｃ１は位相補償用コンデンサである。ト
ランジスタＭＰ４はトランジスタＭＰ５に対してそのサ
イズが１／Ｎに、またトランジスタＭＮ３はトランジス
タＭＮ４に対してそのサイズが１／Ｍに設定されてい
る。これらＮ，Ｍの値は、無負荷又は軽負荷時に平滑用
コンデンサ４の電圧（基準電圧Vref）を保持するのに十
分な電流をそのコンデンサ４に供給し得る値にし、一般
的には１０〜数１０に設定することが望ましい。
ジスタＭＰ４，ＭＰ５と差動増幅回路の出力で制御され
るＮＭＯＳトランジスタＭＮ３，ＭＮ４とから構成され
ている。ＭＮ５は基準電流を決めるバイアス用のＮＭＯ
Ｓトランジスタ、ＭＰ６はトランジスタＭＰ３〜ＭＰ５
とで各々カレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトラン
ジスタである。Ｃ１は位相補償用コンデンサである。ト
ランジスタＭＰ４はトランジスタＭＰ５に対してそのサ
イズが１／Ｎに、またトランジスタＭＮ３はトランジス
タＭＮ４に対してそのサイズが１／Ｍに設定されてい
る。これらＮ，Ｍの値は、無負荷又は軽負荷時に平滑用
コンデンサ４の電圧（基準電圧Vref）を保持するのに十
分な電流をそのコンデンサ４に供給し得る値にし、一般
的には１０〜数１０に設定することが望ましい。
【００１５】ＳＷ１，ＳＷ３は通常動作時はオフし、ス
タンバイ時にオンとなるスイッチ、ＳＷ２，ＳＷ４は通
常動作時はオンし、スタンバイ時にオフとなるスイッチ
である。前記した出力電流切替手段は、スイッチＳＷ１
〜ＳＷ４と、トランジスタＭＰ５，ＭＮ４とで構成され
る。以上において、出力電流切替手段は、スイッチＳＷ
１〜ＳＷ４と、トランジスタＭＰ４，ＭＰ５，ＭＮ３，
ＭＮ４により構成される。
タンバイ時にオンとなるスイッチ、ＳＷ２，ＳＷ４は通
常動作時はオンし、スタンバイ時にオフとなるスイッチ
である。前記した出力電流切替手段は、スイッチＳＷ１
〜ＳＷ４と、トランジスタＭＰ５，ＭＮ４とで構成され
る。以上において、出力電流切替手段は、スイッチＳＷ
１〜ＳＷ４と、トランジスタＭＰ４，ＭＰ５，ＭＮ３，
ＭＮ４により構成される。
【００１６】さて、通常動作時では、スイッチＳＷ１，
ＳＷ３がオフ、ＳＷ２，ＳＷ４がオンして、トランジス
タＭＰ４，ＭＰ５が同時に動作し、トランジスタＭＮ
３，ＭＮ４が同時に動作している。
ＳＷ３がオフ、ＳＷ２，ＳＷ４がオンして、トランジス
タＭＰ４，ＭＰ５が同時に動作し、トランジスタＭＮ
３，ＭＮ４が同時に動作している。
【００１７】一方、スタンバイ時では、上記と逆に、ス
イッチＳＷ１，ＳＷ３がオン、ＳＷ２，ＳＷ４がオフし
て、トランジスタＭＰ５，ＭＮ４が動作を停止するの
で、出力回路はサイズの極めて小さなトランジスタＭＰ
４，ＭＮ３によって構成されることになり、その出力電
流は小さくなる。
イッチＳＷ１，ＳＷ３がオン、ＳＷ２，ＳＷ４がオフし
て、トランジスタＭＰ５，ＭＮ４が動作を停止するの
で、出力回路はサイズの極めて小さなトランジスタＭＰ
４，ＭＮ３によって構成されることになり、その出力電
流は小さくなる。
【００１８】従って、このオペアンプで構成されるボル
テージホロワ回路２の出力側に接続された平滑用コンデ
ンサ４に対し、スタンバイ時に漏れ電流により減少する
電荷分だけを供給する程度の電流を出力できるようにト
ランジスタＭＰ４，ＭＮ３のサイズを設定しておけば、
平滑用コンデンサ４にはほぼ基準電圧Vrefに対応した電
圧が保持されるので、スタンバイ状態から復帰したと
き、平滑用コンデンサ４の電圧は瞬時に正常な基準電圧
Vrefに戻る。
テージホロワ回路２の出力側に接続された平滑用コンデ
ンサ４に対し、スタンバイ時に漏れ電流により減少する
電荷分だけを供給する程度の電流を出力できるようにト
ランジスタＭＰ４，ＭＮ３のサイズを設定しておけば、
平滑用コンデンサ４にはほぼ基準電圧Vrefに対応した電
圧が保持されるので、スタンバイ状態から復帰したと
き、平滑用コンデンサ４の電圧は瞬時に正常な基準電圧
Vrefに戻る。
【００１９】図４は出力電圧（基準電圧Vref）の復帰特
性を示す図である。スタンバイ信号が「Ｌ」レベルのと
きスイッチＳＷ１，ＳＷ３がオフ、ＳＷ２，ＳＷ４がオ
ンし、「Ｈ」レベルとのきその逆となる。
性を示す図である。スタンバイ信号が「Ｌ」レベルのと
きスイッチＳＷ１，ＳＷ３がオフ、ＳＷ２，ＳＷ４がオ
ンし、「Ｈ」レベルとのきその逆となる。
【００２０】このとき、スタンバイ時に動作させるトラ
ンジスタＭＰ４，ＭＮ３はそのサイズが極めて小さくて
済むので、チップ面積増大の問題は生じない。
ンジスタＭＰ４，ＭＮ３はそのサイズが極めて小さくて
済むので、チップ面積増大の問題は生じない。
【００２１】［第２の実施の形態］図２は第２の実施の
形態のオペアンプの回路図である。ここでは、図１に示
した回路において、トランジスタＭＰ４，ＭＮ３、スイ
ッチＳＷ１〜ＳＷ４を削除した上で、バイアス用のＮＭ
ＯＳトランジスタＭＮ６に並列にバイアススイッチ用の
ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５を接続して、トランジスタ
ＭＮ５をスイッチＳＷ５,ＳＷ６により制御するよう構
成した。トランジスタＭＮ６はトランジスタＭＮ５に対
してそのサイズが１／Ｍに設定されている。この実施の
形態における出力電流切替手段は、トランジスタＭＮ
５，ＭＮ６とスイッチＳＷ５，ＳＷ６により構成され
る。
形態のオペアンプの回路図である。ここでは、図１に示
した回路において、トランジスタＭＰ４，ＭＮ３、スイ
ッチＳＷ１〜ＳＷ４を削除した上で、バイアス用のＮＭ
ＯＳトランジスタＭＮ６に並列にバイアススイッチ用の
ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５を接続して、トランジスタ
ＭＮ５をスイッチＳＷ５,ＳＷ６により制御するよう構
成した。トランジスタＭＮ６はトランジスタＭＮ５に対
してそのサイズが１／Ｍに設定されている。この実施の
形態における出力電流切替手段は、トランジスタＭＮ
５，ＭＮ６とスイッチＳＷ５，ＳＷ６により構成され
る。
【００２２】通常動作時では、スイッチＳＷ５がオン
し、ＳＷ６がオフして、基準電流を決めるトランジスタ
ＭＮ５，ＭＮ６が並列状態に接続されてトランジスタＭ
Ｐ６にゲート電流、ドレイン電流を供給し、電流源とし
てのトランジスタＭＰ３，ＭＰ５のドレイン電流をその
基準電流に対応した正規の値に設定する。
し、ＳＷ６がオフして、基準電流を決めるトランジスタ
ＭＮ５，ＭＮ６が並列状態に接続されてトランジスタＭ
Ｐ６にゲート電流、ドレイン電流を供給し、電流源とし
てのトランジスタＭＰ３，ＭＰ５のドレイン電流をその
基準電流に対応した正規の値に設定する。
【００２３】一方、スタンバイ時では、スイッチＳＷ５
がオフし、ＳＷ６がオンして、トランジスタＭＮ５がオ
フするので、トランジスタＭＰ６のゲート電流、ドレイ
ン電流が大幅に減少し、トランジスタＭＰ３，ＭＰ５の
ドレイン電流も大幅に減少する。
がオフし、ＳＷ６がオンして、トランジスタＭＮ５がオ
フするので、トランジスタＭＰ６のゲート電流、ドレイ
ン電流が大幅に減少し、トランジスタＭＰ３，ＭＰ５の
ドレイン電流も大幅に減少する。
【００２４】従って、この第２の実施の形態でも、出力
側に接続された平滑用コンデンサ４に対し、スタンバイ
時に微小電流が供給され、そのコンデンサ４の電荷が保
持されるので、スタンバイから動作状態に復帰したと
き、平滑用コンデンサ４の電圧は瞬時に正常な基準電圧
に戻る。
側に接続された平滑用コンデンサ４に対し、スタンバイ
時に微小電流が供給され、そのコンデンサ４の電荷が保
持されるので、スタンバイから動作状態に復帰したと
き、平滑用コンデンサ４の電圧は瞬時に正常な基準電圧
に戻る。
【００２５】［第３の実施の形態］図３は第３の実施の
形態のオペアンプの回路図である。ここでは、差動増幅
回路が差動接続のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ
１２と、電流源としてのＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３
と、カレントミラー構成の能動負荷としてのＰＭＯＳト
ランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２とから構成されている。
形態のオペアンプの回路図である。ここでは、差動増幅
回路が差動接続のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ
１２と、電流源としてのＮＭＯＳトランジスタＭＮ１３
と、カレントミラー構成の能動負荷としてのＰＭＯＳト
ランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２とから構成されている。
【００２６】出力回路は差動増幅回路の出力で制御され
るＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３，ＭＰ１４と、電流源
としての抵抗Ｒ１，Ｒ２とから構成されている。ＭＰ１
５は基準電流を決めるバイアス用のＮＭＯＳトランジス
タ、ＭＮ１４はトランジスタＭＮ１３とでカレントミラ
ー回路を構成するＮＭＯＳトランジスタである。トラン
ジスタＭＰ１３はトランジスタＭＰ１４に対してそのサ
イズが１／Ｎに設定されている。Ｃ２は位相補償用コン
デンサである。
るＰＭＯＳトランジスタＭＰ１３，ＭＰ１４と、電流源
としての抵抗Ｒ１，Ｒ２とから構成されている。ＭＰ１
５は基準電流を決めるバイアス用のＮＭＯＳトランジス
タ、ＭＮ１４はトランジスタＭＮ１３とでカレントミラ
ー回路を構成するＮＭＯＳトランジスタである。トラン
ジスタＭＰ１３はトランジスタＭＰ１４に対してそのサ
イズが１／Ｎに設定されている。Ｃ２は位相補償用コン
デンサである。
【００２７】ＳＷ１１、ＳＷ１２は通常動作時オフし、
スタンバイ時オンするスイッチ、ＳＷ１３はその逆に通
常動作時オンし、スタンバイ時オフするスイッチであ
る。
スタンバイ時オンするスイッチ、ＳＷ１３はその逆に通
常動作時オンし、スタンバイ時オフするスイッチであ
る。
【００２８】この実施の形態における出力電流切替手段
は、トランジスタＭＰ１３，ＭＰ１４、スイッチＳＷ１
１〜ＳＷ１３、抵抗Ｒ１，Ｒ２により構成される。
は、トランジスタＭＰ１３，ＭＰ１４、スイッチＳＷ１
１〜ＳＷ１３、抵抗Ｒ１，Ｒ２により構成される。
【００２９】通常動作時では、スイッチＳＷ１１，ＳＷ
１２がオフ、ＳＷ１３がオンして、トランジスタＭＰ１
３，ＭＰ１４が同時に動作し、抵抗Ｒ２が短絡されるの
で、差動増幅回路の出力電流は実質的に大きなサイズの
出力トランジスタを駆動し、また出力回路の電流源は抵
抗Ｒ２で決まる正規の電流に設定される。
１２がオフ、ＳＷ１３がオンして、トランジスタＭＰ１
３，ＭＰ１４が同時に動作し、抵抗Ｒ２が短絡されるの
で、差動増幅回路の出力電流は実質的に大きなサイズの
出力トランジスタを駆動し、また出力回路の電流源は抵
抗Ｒ２で決まる正規の電流に設定される。
【００３０】スタンバイ状態では、スイッチＳＷ１１，
ＳＷ１２がオン、ＳＷ１３がオフして、出力回路の電流
が正規の電流の１／Ｎになり、電流源抵抗が大きな値
（Ｒ１＋Ｒ２）に設定されるので、出力側に接続される
平滑用コンデンサ４には微小電流が供給されその電荷が
保持される。
ＳＷ１２がオン、ＳＷ１３がオフして、出力回路の電流
が正規の電流の１／Ｎになり、電流源抵抗が大きな値
（Ｒ１＋Ｒ２）に設定されるので、出力側に接続される
平滑用コンデンサ４には微小電流が供給されその電荷が
保持される。
【００３１】［その他の実施の形態］なお、以上はスタ
ンバイ状態／動作状態の切り替えに連動して、出力回路
の電流源トランジスタや出力駆動トランジスタのサイズ
を切り替えたり、動作電流を切り替えたり、電流源抵抗
を切り替えたりしたが、複数の負荷を接続しておいて、
そのうちの実際に動作させる負荷の数を切り替える場合
にも適用することができる。この場合は、同時に動作さ
せる負荷の重さ（要求される負荷電流）に応じて前記ト
ランジスタサイズ、動作電流、出力抵抗等を複数段にわ
たって切り替えればよい。
ンバイ状態／動作状態の切り替えに連動して、出力回路
の電流源トランジスタや出力駆動トランジスタのサイズ
を切り替えたり、動作電流を切り替えたり、電流源抵抗
を切り替えたりしたが、複数の負荷を接続しておいて、
そのうちの実際に動作させる負荷の数を切り替える場合
にも適用することができる。この場合は、同時に動作さ
せる負荷の重さ（要求される負荷電流）に応じて前記ト
ランジスタサイズ、動作電流、出力抵抗等を複数段にわ
たって切り替えればよい。
【００３２】
【発明の効果】以上から本発明によれば、平滑用コンデ
ンサに対して、スタンバイ時に微小電流が供給されてそ
のコンデンサの電荷が保持されるので、スタンバイから
復帰したとき、平滑用コンデンサの電圧は瞬時に正常な
基準電圧に戻るため、ＳＣＦ回路に適用したときスタン
バイ解除後直ちにそのＳＣＦ回路を安定して動作させる
ことができる。また、追加する素子はサイズの極めて小
さなトランジスタや抵抗、スイッチ素子であるので、チ
ップ面積増大の問題は生じない。さらに、負荷の重さに
応じて平滑用コンデンサに供給する電流を切り替えるこ
とができるので、消費電流も必要最小限に抑えることが
できる。
ンサに対して、スタンバイ時に微小電流が供給されてそ
のコンデンサの電荷が保持されるので、スタンバイから
復帰したとき、平滑用コンデンサの電圧は瞬時に正常な
基準電圧に戻るため、ＳＣＦ回路に適用したときスタン
バイ解除後直ちにそのＳＣＦ回路を安定して動作させる
ことができる。また、追加する素子はサイズの極めて小
さなトランジスタや抵抗、スイッチ素子であるので、チ
ップ面積増大の問題は生じない。さらに、負荷の重さに
応じて平滑用コンデンサに供給する電流を切り替えるこ
とができるので、消費電流も必要最小限に抑えることが
できる。
【図１】 第１の実施の形態のオペアンプの回路図であ
る。
る。
【図２】 第２の実施の形態のオペアンプの回路図であ
る。
る。
【図３】 第３の実施の形態のオペアンプの回路図であ
る。
る。
【図４】 図１のオペアンプをボルテージホロワ回路と
して使用した基準電圧発生回路のスタンバイ／動作の切
替特性図である。
して使用した基準電圧発生回路のスタンバイ／動作の切
替特性図である。
【図５】 従来のオペアンプをボルテージホロワ回路と
して使用した基準電圧発生回路のスタンバイ／動作の切
替特性図である。
して使用した基準電圧発生回路のスタンバイ／動作の切
替特性図である。
【図６】 一般的な基準電圧発生回路のブロック図であ
る。
る。
【図７】 従来のオペアンプの回路図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊理 哲郎 東京都豊島区西池袋１丁目17番10号 株式 会社エヌ・ジェイ・アールセミコンダクタ 内
Claims (4)
- 【請求項１】基準電圧発生部と、該基準電圧発生部で発
生した基準電圧をインピーダンス変換して出力するボル
テージホロワ回路と、該ボルテージホロワ回路から出力
する基準電圧を平滑する平滑コンデンサとを有する基準
電圧発生回路において、 前記ボルテージホロワ回路をオペアンプで構成し、無負
荷又は軽負荷時に該オペアンプの出力電流を大負荷時電
流よりも小さい電流に切り替えて前記平滑コンデンサの
基準電圧を保持させる出力電流切替手段を設けたことを
特徴とする基準電圧発生回路。 - 【請求項２】前記出力電流切替手段を、前記無負荷又は
軽負荷時に、前記オペアンプの出力回路の電流源トラン
ジスタのサイズを実質的に大きいサイズから小さいサイ
ズに切り換える手段としたことを特徴とする請求項１に
記載の基準電圧発生回路。 - 【請求項３】前記出力電流切替手段を、前記無負荷又は
軽負荷時に、前記オペアンプの基準電流の電流値を大き
い値から小さい値に切り換える手段としたことを特徴と
する請求項１に記載の基準電圧発生回路。 - 【請求項４】前記出力電流切替手段を、前記無負荷又は
軽負荷時に、前記オペアンプの出力回路の出力トランジ
スタのサイズを実質的に大きいサイズから小さいサイズ
に切り替えると共に、前記出力回路の電流源としての抵
抗を小さい値から大きい値に切り換える手段としたこと
を特徴とする請求項１に記載の基準電圧発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10040996A JPH11234061A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 基準電圧発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10040996A JPH11234061A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 基準電圧発生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11234061A true JPH11234061A (ja) | 1999-08-27 |
Family
ID=12596047
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10040996A Withdrawn JPH11234061A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 基準電圧発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11234061A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003079133A (ja) * | 2001-08-30 | 2003-03-14 | Fuji Electric Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ回路 |
| JP2009246741A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Nec Electronics Corp | 出力増幅回路及びそれを用いた表示装置のデータドライバ |
| JP2010018028A (ja) * | 2008-07-08 | 2010-01-28 | Toshiba Tec Corp | 静電容量性アクチュエータの駆動装置およびインクジェットヘッドの駆動装置 |
| JP2010205038A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Ricoh Co Ltd | 基準電圧発生回路及び温度検出回路 |
| JP2011082836A (ja) * | 2009-10-07 | 2011-04-21 | Renesas Electronics Corp | 出力増幅回路及びそれを用いた表示装置のデータドライバ |
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| JP2014230246A (ja) * | 2013-05-27 | 2014-12-08 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | リングアンプ及びそのスイッチトキャパシタ回路 |
-
1998
- 1998-02-09 JP JP10040996A patent/JPH11234061A/ja not_active Withdrawn
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2014230246A (ja) * | 2013-05-27 | 2014-12-08 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | リングアンプ及びそのスイッチトキャパシタ回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050510 |