JPH1123290A

JPH1123290A - 多重化光干渉角速度計

Info

Publication number: JPH1123290A
Application number: JP9171921A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Okada; 健一岡田
Original assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Current assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Priority date: 1997-06-27
Filing date: 1997-06-27
Publication date: 1999-01-29

Abstract

(57)【要約】【課題】フェーズランプの周波数と、時分割処理の周
波数とのビート周波数によるスケールファクタの不安定
性を除去する。【解決手段】３軸ファイバコイルに対し、時分割でバ
イアシング位相変調し、その３つの干渉計の干渉光が合
成されて、電気信号Ｖ_aに変換され、その出力は時分割
分離され、それぞれ同期検波され（２１Ｘ，２１Ｙ，２
１Ｚ）、その出力もそれぞれ積分され、更にディジタル
フェーズランプが生成され（２６Ｘ，２６Ｙ，２６
Ｚ）、これらランプ波形がファイバコイルに帰還され
る。各ランプ波形は各時分割のサイクル処理ごとにリセ
ットされる。一方、積分器２３Ｘ，２３Ｙ，２３Ｚはジ
ャイロ出力回路４６Ｘ，４６Ｙ，４６Ｚでそれぞれディ
ジタルランプ波形とされ、これは２ｎπごとにそれぞれ
リセットされて、ジャイロ出力パルスが得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、時分割処理する
多重化された光干渉角速度計、特に時分割の周波数と各
チャネルのフィードバック信号として使われる鋸歯状波
の繰り返し周波数がビートを起こし、ジャイロ出力とし
てのスケールファクタがビート周波数に対応して変動す
ることが無くなり、スケールファクタの安定性のよい、
またスケールファクタリニアリティ誤差が生じない多重
化光干渉角速度計に関する。

【０００２】

【従来の技術】図７は、一軸の光ファイバコイルを用い
たクローズドループ方式光干渉角速度計（以下「ＦＯ
Ｇ」と称す）の従来例を示す。光源１１からの光Ｉ_iは
光カプラ１２を通じて光学素子１３に入射され、光学素
子１３中のＹ分岐結合点１４において２分されて、光フ
ァイバコイル１５の両端に右回り光（ＣＷ光）、左回り
光（ＣＣＷ光）として入射され、光ファイバコイル１５
を透過したＣＷ光、ＣＣＷ光はそれぞれ、Ｙ分岐結合点
１４で合成干渉され、干渉光として、光カプラ１２に戻
って来る。なお、光ファイバコイル１５の一端に入射さ
れる光は、光学素子１３内の光位相変調器１６で位相変
調回路１７からの位相変調電圧Ｖ_pにより、同期的に位
相変調される。

【０００３】光カプラ１２に戻った干渉光はここで分岐
されて干渉光Ｉ_oとして受光器１８に入射されて電気信
号Ｖ_dに変換され、この電気信号Ｖ_dは増幅器２０を通
じてＡ／Ｄ変換器１９へ供給されてディジタル信号に変
換された後、光位相変調の基準波により同期検波回路２
１で同期検波され、その検波出力はフィードバック回路
２２中の積分器２３で積分され、位相変調電圧Ｖ₁の半
周期ごとにその積分値がステップ電圧としてフィードバ
ック信号発生回路２６で加算され鋸歯状波のフィードバ
ック電圧が発生し、これがＤ／Ａ変換器２７でアナログ
電圧Ｖ_fに変換され、光学素子１３中の光位相変調器２
８で光ファイバコイル１５の他端へ光に対し、光位相変
調が行われる。クロック発生回路２９より、基準周波数
信号に同期した各種の信号が生成され、Ａ／Ｄ変換器１
９の変換制御、同期検波回路２１の基準信号、積分器２
３、フィードバック信号発生回路２６の各リセット信
号、位相変調回路１７の変調信号生成用クロックがそれ
ぞれ供給される。

【０００４】このクローズドループのＦＯＧは、フィー
ドバック信号Ｖ_fとして階段状の位相偏移を付与するデ
ィジタルフェーズランプ方式と呼ばれているもので階段
状の一段の幅はこれによる位相偏移か光学路としての光
ファイバコイル１５を通過する光の伝搬時間τと一致す
るように設定されている。また位相変調器１６による光
位相変調もその変調半周期をτとすると、±（ｎπ＋π
／２）（ｒａｄ）の位相偏移を与える矩形波（両光間の
位相差として）とされている。通常は、ｎ＝０の±π／
２（ｒａｄ）が両光間の位相差として与えられる。

【０００５】矩形波位相変調は、パルス幅をτとする矩
形波を光ファイバコイル１５の片端に配置した位相変調
器（バイアシング変調手段）１６に印加し、光ファイバ
コイル１５を伝搬する両光間に±π／２（ｒａｄ）の位
相差を交互に付与する。その結果、受光器１８に到達し
た干渉光Ｉ₀は、図８に示すようになる。位相変調のＩ
の領域は、両光間の位相差が“０”の状態を示し、IIの
領域は光ファイバコイル１５に、その軸心を中心とする
角速度が印加されサニャック位相差Δφ _sが生じた状態
を示す。位相変調のＩの領域の各半周期区間φ₁〜φ₄
に相当する干渉光Ｉ₀の出力Ｉ₁〜Ｉ₄は、図に示すよ
うに同レベルとなり干渉光の強度に差異は生じない。し
かしIIの領域は、半周期区間φ₅，φ₇に対応する干渉
光Ｉ₅，Ｉ₇と、半周期区間φ₆，φ₈に対応する干渉
光Ｉ₆，Ｉ₈の干渉光強度に差異ΔＩが生じる。その差
異ΔＩは、次式で表わされる。

【０００６】 ΔＩ＝Ｐ₀・ｓｉｎΔφ ・・・（１）上記（１）式に示すように区間φ₅，φ₇に対応する干
渉光Ｉ₅，Ｉ₇と区間φ₆，φ₈に対応する干渉光
Ｉ₆，Ｉ₈の干渉光強度の差異ΔＩを検出すれば、サニ
ャック位相差Δφ_sを知ることができる。ここでサニャ
ック位相差Δφ_sは、 Δφ_s＝４πＲＬΩ／（ｃλ）＝Ｋ_s・Ω ・・・（２）Ｒ：光ファイバコイル１５の半径、Ｌ：光ファイバコイ
ル１５の光ファイバ長、ｃ：光速、λ：光源１１の出射
光の波長、Ｋ_s：サニャック係数で表わされ、サニャッ
ク係数Ｋ_sを比例定数として入力角速度Ωに比例する。
このような干渉光出力Ｉ₁〜Ｉ_nは、受光器１８で光電
変換された後、周期τでＡ／Ｄ変換され、その後同期検
波回路２１により（１）式に対応するディジタル量が演
算される。

【０００７】即ち入力角速度の正弦関数に比例したディ
ジタル量を求めることができる。＜クローズドループの方法について説明＞（１）式にお
ける位相差Δφは、光ファイバコイル１５の両光間の位
相差で次式で表わされる。 Δφ＝Δφ_s−Δφ_f ・・・（３）ここでΔφ_sは、光ファイバコイル１５に角速度を印加
したときに生じるサニャック位相差を示し、Δφ_fは、
フィードバック信号Ｖ_fにより生じる位相差を示す。同
期検波回路２１により生成された（１）式に対応したデ
ィジタル量をフィードバック回路２２に負帰還となるよ
う与えると、その積分器２３の入力、即ち同期検波回路
２１の出力は、零となり Δφ_s＝−Δφ_f ・・・（４）の関係が成り立つ。フィードバック位相差Δφ_fを発生
させる方法は、光の伝搬時間τを一段の幅とする階段状
鋸歯状波（ディジタルフェーズランプ）Ｖ_fを、位相変
調器２８に印加して達成することができる。ここで光学
素子１３は、例えばニオブ酸リチューム（ＬｉＮｂ
Ｏ₃）の光学結晶に導波路を形成し、Ｙ分岐結合部１
４、位相変調器１６，２８を集積化した光集積回路（光
ＩＣ）が通常用いられる。

【０００８】今光ファイバコイル１５の片端に配置した
位相変調器（位相差発生手段）２８にディジタルフェー
ズランプＶ_fを印加すると、矩形波位相変調波Ｖ_pが図
９Ａに示す状態でＣＷ光は、図９Ｂの破線で示す位相シ
フトを受け、一方ＣＣＷ光は、実線で示すようにＣＷ光
に対し光の伝搬時間τだけ進んだ位相シフトを受ける。
その結果、両光間の位相差は図９Ｃに示すようにディジ
タルフェーズランプＶ _fの周期Ｔ中のτの期間と残りの
期間とは互いに逆位相でそれぞれ一定値となる。通常デ
ィジタルフェーズランプＶ_fは、干渉光の周期性から丁
度フィードバック位相差が２π（ｒａｄ）の時にリセッ
トされる。その結果、フィードバック位相差Δφ_fが継
続的に補償され、精度の高いクローズドループＦＯＧが
達成可能となる。ここでディジタルフェーズランプＶ_f
の位相が丁度２π（ｒａｄ）でリセットされると、この
ディジタルフェーズランプＶ_fの繰り返し周波数ｆと入
力角速度Ωとの間には、次の関係が成立する。

【０００９】ｆ＝４ＡΩ／（ｎＬλ）・・・（５）Ａ：光ファイバコイル１５において光ファイバが囲む総
面積、ｎ：光ファイバの屈折率すなわちディジタルフェーズランプＶ_fの繰り返し周波
数ｆを計測すれば与えられた入力角速度を知ることがで
きる。＜ディジタルフェーズランプの最大位相偏位Φ_Rの２π
制御＞ディジタルフェーズランプＶ_fの最大位相偏位Φ
_Rの２πからのずれは、ＦＯＧのスケールファクタリニ
アリティの劣化につながる。図１０は、フィードバック
位相差ΔΦ_fと干渉光Ｉ₀の強度との関係を示した図で
ある。で示した期間は、最大位相偏位Φ_Rが丁度２π
の時にリセットされた場合で、リセットされる前後で干
渉光強度のレベル差は見られずフィードバック位相差Δ
Φ_fが継続的に保証される。ところがフェーズランプＶ
_fの最大位相偏位が２πより小さく与えられた場合、
の期間に示すようにリセットされる前後の干渉光強度に
差異が現われる。このように干渉光強度に差異が現われ
ると誤差信号として復調され、（５）式が成り立たなく
なり、ＦＯＧのリニアリティが劣化する。このことは、
ランプ波形の最大位相偏位Φ_Rが２πより大きく与えら
れたの期間でも同様である。

【００１０】そこで及びに示したリセットの前後で
の干渉光強度の差異を検知して、フェーズランプＶ_fの
最大位相偏位Φ_Rが常時２πとなるように制御してやれ
ば、（５）式が保証され、スケールファクタリニアリテ
ィ誤差を最小に保つことができる。フェーズランプ波形
の最大位相偏位Φ_Rが２πのみならず２ｎπ（ｎ＝１，
２，３，…）のいずれの場合も上記と同様の理論が成り
立つ。

【００１１】図１は、多重化された３チャネルＦＯＧの
例を示す。光学素子１３Ｘ，１３Ｙ，１３Ｚと光ファイ
バコイル１５Ｘ，１５Ｙ，１５Ｚにより構成される３チ
ャネルのリング干渉計からの干渉光出力は、光カプラ３
１により結合され、その一部が受光器１８に到達し、そ
こで電気信号Ｖ_dに変換される。光ファイバコイル１５
Ｘ，１５Ｙ，１５Ｚの各軸心は例えば互いに直角とされ
ている。多重化された電気信号Ｖ_dは、一旦Ａ／Ｄ変換
器１９によりディジタル量に変換される。ディジタル量
に変換された多重化データは、ループ制御回路３２にお
いて時分割処理され、各チャネル毎のデータに変換され
それ以降各チャネル毎に時分割シーケンスにもとづいて
上記に説明したような同期検波、積分、フィードバック
信号（ディジタルフェーズランプ）発生の動作が実行さ
れる。その後生成されたディジタルフェーズランプのデ
ィジタル量は、各Ｄ／Ａ変換器２７Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚ
によってそれぞれアナログ電圧に変換され、各チャネル
の光学素子１３Ｘ，１３Ｙ，１３Ｚの位相変調器２８
Ｘ，２８Ｙ，２８Ｚにフィードバック信号Ｖ_fx，Ｖ_fy，
Ｖ_fzとして印加される。光ファイバコイル１５Ｘと光学
素子１３Ｚ、光ファイバコイル１５Ｙと光学素子１３
Ｙ、光ファイバコイル１５Ｚと光学素子１３Ｚはそれぞ
れ光リング干渉計を構成している。

【００１２】図１１はチャネル１のＦＯＧについての動
作について説明するための図で同図Ａに示すように動作
区間３３Ｘとブランキング区間３４とは１：２であって
ジャイロルーブ制御（コントロール）サイクルは、３：
１の割合で動作区間３３Ｘが回って来る。同図Ｂに示す
ように位相変調駆動回路１７Ｘからは動作区間３３Ｘの
み位相変調信号Ｖ_pxが光位相変調器１６Ｘに印加され、
この光位相変調にもとづく、両光間の位相差は図９Ｃに
示すようになり、同図Ｄはチャネル１に対するジャイロ
データ処理区間３５Ｘを示し、同図Ｅはチャネル１のデ
ィジタルフェーズランプ波形を示し、動作区間３３Ｘに
おける実線で示す部分が光位相変調器２８に印加される
が、点線で示すようにブランキング区間３４においても
フェーズランプ波形の累積加算は行われ、同図Ｆに示す
ようにフェーズランプ波形のリセット（フライバック）
ごとにパルスが出力される。

【００１３】この実施例の場合、ジャイロループ制御サ
イクルの１サイクル当り位相変調は３周期（６τ分）実
施され、そのうちの２周期分（４τ分）がジャイロデー
タの処理区間３５Ｘとして使用され、残りの１周期分
（２τ）はブランキングされる。この図１１Ｅでは、フ
ェーズランプ波形のフライバック（リセット）の位置
は、ブランキング部分にあり、ここでの誤差、つまり最
大位相偏位の２πからのずれにもとづく、干渉光強度の
リセット前後の変動にもとづく誤差はジャイロデータと
して処理する領域に含まれてこない。

【００１４】しかしジャイロループ制御サイクルの繰り
返し周波数（この例では１／（３×６τ）と、ディジタ
ルフェーズランプの繰り返し周波数ｆとの差分周波数
（ビート周波数）でフェーズランプ波形のフライバック
点とジャイロ処理サイクルが一致し、フェーズランプ波
形のフライバックによる誤差が上記ビート周波数で波う
つようにジャイロデータに加算され、スケールファクタ
誤差が生じることが判明した。

【００１５】ジャイロループ制御サイクルの繰り返し周
波数とフェーズランプ波形の繰り返し周波数ｆが大きく
離れている時は、前記ビート周波数も高いため無視でき
る場合もあるが接近している場合は、ビート周波数も低
いため深刻である。フェーズランプ波形のフライバック
は、電圧としても高く、高速であるため電気的漏洩が生
じ上記ビート発生の原因になる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の時分割多重光干渉角速度計においては、フィードバッ
ク信号である鋸歯状波信号のフライバックが、時分割処
理のサイクルにビート周波数に対応して現われるのでフ
ライバック時の光学的、電気的誤差がビート周波数に対
応して、ジャイロスケールファクタ変動として現われる
欠点があった。

【００１７】この発明の目的は、ジャイロスケールファ
クタに関し安定度の良い多重光干渉角速度計を提供する
ことにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この発明は、フィードバ
ック信号としての鋸歯状波を発生させる回路において各
チャネルの時分割サイクル毎に累積加算し、そのサイク
ルの終了後、累積加算値をクリアするようにしたことに
よりランプ波形のフライバックが各チャネルの時分割動
作中に生じることがないので、安定度のよいジャイロス
ケールファクタを得ることができる。又前記累積加算値
のクリアは、従来方式のランプ波形のフライバックと等
価と見ることができるが、このクリアはかならずサイク
ルの終了後に実行され、各チャネルの初めの部分に設け
たブランキングによって同一チャネル又は他チャネルへ
の影響は、全く無くなる。

【００１９】

【発明の実施の形態】図２にこの発明の一実施例の要
部、主に図１中のループ制御回路３２の内容について示
し、図１と対応する部分に同一符号を付けてある。まず
受光器１８からの電気信号Ｖ_dはＡ／Ｄ変換器１９によ
ってディジタル量に変換され、その後データ時分割回路
４１によって各チャネル毎のデータに分けられる。各チ
ャネル毎に分けられたデータは、同期検波回路２１Ｘ，
２１Ｙ，２１Ｚに送られ、そこでそれぞれ同期検波され
る。これら同期検波されたデータは、信号切替回路４２
Ｘ，４２Ｙ，４２Ｚを通ってＦＯＧのクローズドループ
制御回路において積分器として機能する累積加算器２３
Ｘ，２３Ｙ，２３Ｚに送られる。累積加算器２３Ｘ，２
３Ｙ，２３Ｚの各出力はそれぞれディジタルフェーズラ
ンプ発生器２６Ｘ，２６Ｙ，２６Ｚに入力され、そこで
入力されたディジタル値を階段の１段の高さとしたディ
ジタルフェーズランプがそれぞれ作られる。これらのデ
ィジタルフェーズランプのディジタル量は、それぞれ加
算器４３Ｘ，４３Ｙ，４３Ｚを経てＤ／Ａ変換器２７
Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚに入力され、アナログ量に変換さ
れ、それぞれ図１中の各光学素子１３Ｘ，１３Ｙ，１３
Ｚ内の位相変調器２８Ｘ，２８Ｙ，２８Ｚにそれぞれ供
給される。

【００２０】一方位相変調は、位相変調用パルス発生回
路４４Ｘ，４４Ｙ，４４Ｚからの時分割クロックの入力
を受けて、光ファイバコイル１５Ｘ，１５Ｙ，１５Ｚの
左右両光間の位相差が±π／２（ｒａｄ）となるよう、
図１中の位相変調駆動回路１７Ｘ，１７Ｙ，１７Ｚから
の矩形波電圧が光学素子１３Ｘ，１３Ｙ，１３Ｚに配置
された位相変調器１６Ｘ，１６Ｙ，１６Ｚにそれぞれ入
力される。

【００２１】図４に図１、図２に示したジャイロループ
制御（コントロール）サイクルを示す。この実施例で
は、各チャネル共３回に１回の割合で動作期間が繰り返
えされている。１回のサイクルでは、各チャネル共位相
変調の３周期分（６τ）が動作状態にあり、その内前半
の１周期分（２τ）は、他チャネルとの干渉をさけるた
めデータ処理上ブランキングされており（図４Ａ中に
「Ｂ」で示す）後の２周期分（４τ）でデータを処理し
更新される。図４Ｂに各チャネルの位相変調信号Ｖ _px，
Ｖ_py，Ｖ_pzを、図４Ｃに各チャネルの位相変調による両
光間の位相差を、同図Ｄに各チャネルのフィードバック
位相偏移信号Ｖ_fx，Ｖ_fy，Ｖ_fzを、図４Ｅに、フィード
バック位相偏移を含む両光の位相差をそれぞれ示す。

【００２２】図４Ｄに示す各フィードバック位相偏移信
号Ｖ_fx，Ｖ_fy，Ｖ_fzは各１チャネルの１動作範囲期間の
６τにおいて２τ目から累積加算を開始し、６τが完了
した時点でそれぞれリセットしている。各チャネルの動
作中において１τ目は、各チャネルの図４Ｅに見られる
ようにフィードバックのフライバックの大きさによって
自在に変わるフィードバック位相差が現われており、誤
差の要因となり、各チャネルの図４Ｃに見られるよう
に、１τ目は本来±π／２の位相差が必要な所、π／４
の位相差しかないため同様に誤差の要因となる。そこで
この実施例では、これら誤差要因を避けるため１τ目は
ブランキングし、データ処理範囲から外した。２τ目は
特に誤差の要因は無いが１τ目と２τ目以降の両光間の
位相差の変化量が大きいため、その余韻（電気回路にお
ける過渡応答など）を避けるためこの実施例では、２τ
目もブランキングとしてデータ処理サイクルから外して
ある。高速の電気部品を使うことができたり、又ＦＯＧ
の精度として問題ない場合は２τ目は、ブランキングし
ないでデータ処理範囲として利用できる。この実施例の
場合、１チャネルの動作範囲３３Ｘ，３３Ｙ，３３Ｚを
それぞれ位相変調の３周期分（６τ）としたが、特にこ
の値に限られるものでない。フィードバックの位相偏移
も１τ目から累積加算を開始してもよい。

【００２３】次に図２において２ｎπコントロール回路
について述べる。２ｎπコントロールは、ジャイロ出力
（パルス列）発生回路４６Ｘ，４６Ｙ，４６Ｚからそれ
ぞれ出力されるパルスに関し、１パルス当りの角度精度
を高めるため、ジャイロ出力発生回路４６Ｘ，４６Ｙ，
４６Ｚの各しきい値を精度よく揃えるための制御回路で
ある。この制御は図６Ｂ又は図６Ｄに示すようにチャネ
ル１，２，３に対する時分割シーケンス（図６Ａ又は
Ｃ）に対して、図６に示すジャイロに制御サイクルの途
中に間欠的に挿入されている。ＦＯＧにおける２ｎπか
らのずれは、ほとんど周囲温度によるものであるため頻
繁にデータを更新する必要はなく、ジャイロ制御サイク
ルの１／１００以下でも十分である。図２において２ｎ
π用レジスタ４７Ｘ，４７Ｙ，４７Ｚよりの各チャネル
の２ｎπ基準値がそれぞれディジタルフェーズランプ発
生器２６Ｘ，２６Ｙ，２６Ｚからの各ディジタル量に２
ｎπコントロールサイクルにもとづいて加算器４３Ｘ，
４３Ｙ，４３Ｚでそれぞれ加算され、Ｄ／Ａ変換器２７
Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚに入力される。

【００２４】Ｄ／Ａ変換器２７Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚは、
加算器４３Ｘ，４３Ｙ，４３Ｚからの各ディジタル量を
アナログ量に変換して図１中の光学素子１３Ｘ，１３
Ｙ，１３Ｚ内に構成されている位相変調器２８Ｘ，２８
Ｙ，２８Ｚへ印加される。図５に２ｎπ制御の各チャネ
ルの様子を示す。図５Ａはチャネル１，２，３の各６τ
の動作区間４８Ｘ，４８Ｙ，４８Ｚとそのブランキング
区間Ｂと、処理区間をそれぞれ示す。各チャネルについ
て、図５Ｂに光位相変調による両光間の位相差を、図５
Ｃにフィードバック位相偏移を示し、図５Ｄに２ｎπ制
御用位相偏移を、図５Ｅに図５Ｃのフィードバック位相
偏移と、図５Ｄの２ｎπ制御用位相偏移との合成位相偏
移、つまりフィードバック制御信号Ｖ_fx，Ｖ_fy，Ｖ
_fzを、図５Ｆにその合成位相偏移による両光間の位相差
をそれぞれ示す。この両光間の位相差は、正しく調整が
とれると、τごとに＋２πと−２πをとる信号に、フェ
ーズランプ波形の一段の位相Δφ_f1が重畳されたものと
なる。

【００２５】ここで２ｎπ制御用位相偏移がｎπ（ｒａ
ｄ）（ｎ＝１，２，３，…）、この実施例では、±π
（ｒａｄ）（位相差としては±２π）、これからずれる
と干渉光において図１０に示したものと同じように強度
の差が現われる。図２の実施例では、この強度変化を同
期検波回路２１Ｘ，２１Ｙ，２１Ｚによって位相弁別し
て取り出し、その後、信号切替回路４２Ｘ，４２Ｙ，４
２Ｚにより累積加算器４９Ｘ，４９Ｙ，４９Ｚに入力す
る。信号切替回路４２Ｘ，４２Ｙ，４２Ｚはそれぞれ図
６に示した２ｎπ制御区間５１と他のジャイロループ制
御区間５２とで同期検波回路２１Ｘ，２１Ｙ，２１Ｚの
出力を、累積加算器４９Ｘ，４９Ｙ，４９Ｚと、累積加
算器２３Ｘ，２３Ｙ，２３Ｚとに切替え供給する。

【００２６】この累積加算器４９Ｘ，４９Ｙ，４９Ｚ
は、２ｎπコントロールループにおいて積分器として機
能し、累積加算器４９Ｘ，４９Ｙ，４９Ｚの各出力のデ
ィジタル量はそれぞれＤ／Ａ変換器５３Ｘ，５３Ｙ，５
３Ｚによってアナログ量に変換され、それぞれＤ／Ａ変
換器２７Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚの利得制御端子に入力され
る。これによって、この２ｎπ制御区間５１において、
累積加算器４９Ｘ，４９Ｙ，４９Ｚの入力、即ち信号切
替回路４２Ｘ，４２Ｙ，４２Ｚの出力が実質的に零とな
るようにＤ／Ａ変換器２７Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚの各利得
が自動的に調整される。ここでは、Ｄ／Ａ変換器２７
Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚの利得を調整したがＤ／Ａ変換器２
７Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚは、利得を固定にし、その各後段
に利得可変型の増幅器をそれぞれ配置し、この利得を制
御しても同様の効果が得られる。つまりＤ／Ａ変換器２
７Ｘ，２７Ｙ，２７Ｚを含むそれより以降のアナログ回
路の利得を制御してランプ波形信号の振幅を調整して累
積加算器４９Ｘ，４９Ｙ，４９Ｚの入力が実質的に零に
なるようにすればよい。

【００２７】以上の一連の２ｎπコントロールにより２
ｎπ用レジスタ４７Ｘ，４７Ｙ，４７Ｚのディジタルデ
ータが光ファイバコイル１５Ｘ，１５Ｙ，１５Ｚにおけ
る両光間の位相差２ｎπと正確に対応したことになる。
そこで各チャネルの２ｎπ用レジスタ４７Ｘ，４７Ｙ，
４７Ｚの値Ｄ_RX，Ｄ_RY，Ｄ_RZをジャイロ出力発生回路４
６Ｘ，４６Ｙ，４６Ｚのしきい値として使用する。この
しきい値としては２Ｐπ（Ｐ＝１，２，３，…）とする
値に相当する値の任意の倍率，つまり２Ｐπのｂ倍又は
１／ｂ倍（ｂは整数でなくてもよい）した値である。ジ
ャイロ出力発生回路４６Ｘ，４６Ｙ，４６Ｚは、累積加
算器２３Ｘ，２３Ｙ，２３Ｚからの各出力をそれぞれ累
積加算し、その値が正又は負のしきい値に達し又は超え
た所で、前記しきい値の分だけ絶対値として減算するよ
うにしたジャイロ出力用のディジタルフェーズランプ
（デジタル量）発生回路で、ジャイロ出力としては、こ
の正及び負のディジタルフェーズランプのフライバック
のたびに正及び負のパルス列を送出する。これにより
（５）式で述べたジャイロ出力ｆが得られるようにな
る。

【００２８】なお時分割シーケンサＳ４により各回路に
おいては時分割処理に必要な各種信号が出力される。以
上の説明では、しきい値の値として、２ｎπ用レジスタ
４７Ｘ，４７Ｙ，４７Ｚの値Ｄ_RX，Ｄ_RY，Ｄ_RZをそのま
ま利用したがこれらのレジスタ値をｎ分の１（Ｄ_R／
ｎ）又はｎ倍（Ｄ_R・ｎ）し、そのｎをいろいろ変え、
ジャイロ出力として出力されるパルスの分解能を調整す
ることもできる。ちなみにＤ_R／２にすると分解能は、
Ｄ_Rをそのまま用いる場合の２倍高くなる。要するにレ
ジスタ４７Ｘ，４７Ｙ，４７Ｚの各基準ｎπ値の任意の
倍率，つまりｎπのｂ倍又は１／ｑ倍（ｑは整数でなく
てもよい）としてもよい。

【００２９】図３は、この発明の別の実施例の要部を示
し、図２で示したものと違っている部分についてのみ述
べる。図２では、２ｎπコントロールループにおいて２
ｎπからのずれを修正するためＤ／Ａ変換器２７Ｘ，２
７Ｙ，２７Ｚの利得を制御したが、図３では、２ｎπ用
レジスタ４７Ｘ，４７Ｙ，４７Ｚの基準データに補正用
のデータを加算器５５Ｘ，５５Ｙ，５５Ｚによって加算
することによって２ｎπからのずれを２ｎπコントロー
ルループによって自動的に修正している。

【００３０】前記補正用のデータは、図２の実施例と同
様に２ｎπ制御区間５１において、干渉光の強度差を同
期検波回路２１Ｘ，２１Ｙ，２１Ｚで位相弁別し、この
出力が零となるよう制御された結果として累積加算器４
９Ｘ，４９Ｙ，４９Ｚにそれぞれ現われた出力である。
したがって加算器５５Ｘ，５５Ｙ，５５Ｚの各出力は、
図２における２ｎπ用レジスタ４７Ｘ，４７Ｙ，４７Ｚ
の各データと同様に、光ファイバコイル１５Ｘ，１５
Ｙ，１５Ｚの各両光間の位相差２ｎπと正確に対応す
る。図３におけるジャイロ出力発生回路４６Ｘ，４６
Ｙ，４６Ｚの動作は、図２のそれと全く等しい。この場
合も加算器５５Ｘ，５５Ｙ，５５Ｚの各出力に任意の倍
率を掛けて出力発生回路４６Ｘ，４６Ｙ，４６Ｚに対す
るしきい値としてもよい。

【００３１】以上の実施例では、フィードバック信号と
して一段の階段の幅をτとするディジタルフェーズラン
プを利用したが、図９Ｄに示すように、一段の階段の幅
がτより小さいディジタルセロダイン波形や、図９Ｅに
示すようにリニアフェーズランプにおきかえても同様の
効果が得られる。更に、上述では、受光器１８の出力を
時分割処理して各チャネルに分割した後、チャネルごと
に同期検波をしたが、受光器１８の出力を同期検波した
後にその同期検波出力を各チャネルごとに分割してもよ
い。この場合は、ジャイロ処理区間５２と２ｎπ制御区
間５１との切替えを行った後に各チャネルごとに分割し
てもよい。またジャイロ出力発生回路４６Ｘ，４６Ｙ，
４６Ｚ及びそのしきい値生成のための回路を省略し、ジ
ャイロ出力としては積分器２３Ｘ，２３Ｙ，２３Ｚの各
値を用いてもよい。２ｎπ用レジスタ４７Ｘ，４７Ｙ，
４７Ｚをチャネルごとに設けることなく，各チャネルに
共通に１個のレジスタ４７を用いてもよい。上述では位
相変調を矩形波で行ったが正弦波としてもよい。

【００３２】

【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、フ
ィードバック位相制御に対するフェーズランプ波形は、
各時分割サイクルの各チャネルごとにリセットするた
め、時分割処理の繰り返し周波数とフェーズランプ波形
の繰り返し周波数との差分（ビート）周波数でランプ波
形のフライバックによる誤差が、ビート周波数で波うつ
おそれはない。

【００３３】ジャイロループ処理の途中でフェーズラン
プのフライバックが生じないためそのフライバックが同
一チャネル、他チャネルに影響を与えるおそれはない。
特に時分割サイクルの各チャネルにおけるジャイロ処理
の始めの部分はその処理を行わずブランキング区間とす
ることにより、フライバックによる同一チャネル、他チ
ャネルへの影響を完全になくすことができる。

【００３４】またジャイロ出力部では、出力パルスがラ
ンプ波形の２ｎπでリセットされ、これよりずれると、
２ｎπ制御区間でそのずれが補正されるため、この点か
らもスケールファクタの安定性が優れたものとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明が適用される多重化光干渉角速度計の
一例を示すブロック図。

【図２】この発明の実施例の要部である図１中のループ
制御回路３２を中心とする具体的構成を示すブロック
図。

【図３】この発明の他の実施例の図２と対応した部分を
示す図。

【図４】時分割ジャイロ処理における各部の波形を示す
タイムチャート。

【図５】２ｎπ制御における各部の波形を示すタイムチ
ャート。

【図６】ジャイロ処理区間と２ｎπ制御区間との関係例
を示す図。

【図７】従来の一軸フェーズループ方式光干渉角速度計
の機能構成を示すブロック図。

【図８】干渉光強度と、両光の位相差と、受光器との関
係を示す図。

【図９】バイアシング変調波（Ａ）と、フィードバック
信号（Ｂ）と、両光間のフィードバック位相差（Ｃ）と
の関係例と、ディジタルセロダイン波形（Ｄ）、リニア
フェーズランプ波形（Ｅ）の例を示す図である。

【図１０】干渉光強度と、両光間の位相差と、フィード
バック位相差の関係例を示す図。

【図１１】多重化光干渉角速度計のチャネル１について
の動作の各部の波形例を示すタイムチャート。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】光ファイバを巻回した光ファイバコイル
を有する光リング干渉計が複数チャネルのそれぞれに設
けられ、これら各チャネルの光リング干渉計からの干渉光が、合
成されて受光器で電気信号に変換され、上記各リング干渉計の互いに逆回りの光に対し、位相変
調手段により位相差バイアシングを与えることが各チャ
ネルに対し、時分割処理手段により時分割的に行われ、上記受光器よりの電気信号が上記バイアシング制御と同
期して同期検波されると共に、その同期検波出力がチャ
ネルごとに時分割的に取出され、上記チャネルごとの同期検波出力が積分され、ランプ波
形信号がフェーズランプ生成手段により生成され、これらランプ波形信号により対応するチャネルのリング
干渉計の互いに逆回りの光の位相差に対し帰還制御が位
相差発生手段によりなされる多重化光干渉角速度計にお
いて、上記ランプ波形信号に対し、上記時分割処理の各サイク
ルごとにその積分をクリアする手段が設けられているこ
とを特徴とする多重化光干渉角速度計。
【請求項２】上記各チャネルごとに上記積分出力が積
分されてそれぞれ出力用ランプ波形を形成する手段と、その出力用ランプ波形が、上記互いに逆回りの両光の位
相差を２Ｐπ（Ｐ＝１，２，３，…）にする値に相当す
る値の倍率のしきい値になるごとにその出力用ランプ波
形をリセットし、そのリセットのタイミングをチャネル
ごとに出力するジャイロ出力手段とを具備することを特
徴とする請求項１記載の多重化光干渉角速度計。
【請求項３】互いに逆回りの両光に対し、ｎπ（ｒａ
ｄ）（ｎ＝１，２，３，…）の位相偏移を与える値に相
当する基準ｎπ値が各チャネルごと又は共通の値として
格納されたレジスタと、上記時分割処理の繰り返し周期より長い周期で、上記時
分割処理を２ｎπ制御に切替える手段と、上記２ｎπ制御の間は、上記各チャネルのランプ波形信
号に上記レジスタからの基準ｎπ値を各チャネルについ
てそれぞれ時分割的に加算する加算手段と、上記２ｎπ制御の間は、上記チャネルごとの各同期検波
出力を累積加算する累積加算手段と、上記２ｎπ制御の間は、上記各チャネル毎の上記累積加
算出力に対応するチャネルの上記同期検波出力が実質的
に零となるように上記ランプ波形信号の増幅を調整制御
する手段とを設けたことを特徴とする請求項２記載の多
重化光干渉角速度計。
【請求項４】上記出力手段の各チャネルごとのしきい
値を、上記レジスタの対応チャネルの基準ｎπ値の任意
の倍率とされていることを特徴とする請求項３記載の多
重化光干渉角速度計。
【請求項５】互いに逆回りの両光に対し、ｎπ（ｒａ
ｄ）（ｎ＝１，２，３，…）の位相差を与える値に相当
する基準ｎπ値が各チャネルごと又は共通の値として格
納されたレジスタと、上記時分割処理の繰り返し周期より長い周期で、上記時
分割処理を２ｎπ制御に切替える手段と、上記２ｎπ制御の間は、上記各チャネルのランプ波形信号に、上記レジスタから
の基準ｎπ値を対応各チャネルについてそれぞれ時分割
的に加算する第１加算手段と、上記チャネルごとの上記各同期検波出力をそれぞれ累積
加算する累積加算手段と、上記累積加算手段より各累積加算値を、上記ランプ波形
信号と加算する基準ｎπ値の対応チャネルのものにそれ
ぞれ加算して、対応チャネルの上記同期検波出力が実質
的に零となるように制御する第２加算手段と、を備えることを特徴とする請求項２記載の多重化光干渉
角速度計。
【請求項６】上記出力手段の各チャネルごとのしきい
値を、上記第２加算手段の対応チャネルの加算値の任意
の倍率とされていることを特徴とする請求項５記載の多
重化光干渉角速度計。
【請求項７】上記各チャネルの時分割処理において、
その各処理区間の初めの部分での処理は行わないブラン
キング部分が設けられていることを特徴とする請求項１
乃至６の何れかに記載の多重化光干渉角速度計。