JPH11220428A - 干渉波検出回路 - Google Patents
干渉波検出回路Info
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- JPH11220428A JPH11220428A JP10019854A JP1985498A JPH11220428A JP H11220428 A JPH11220428 A JP H11220428A JP 10019854 A JP10019854 A JP 10019854A JP 1985498 A JP1985498 A JP 1985498A JP H11220428 A JPH11220428 A JP H11220428A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
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-
- H—ELECTRICITY
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 干渉の中心を確実に判別できる干渉波検出回
路を提供する。 【解決手段】 入力端子１から入力される同相信号ＲＤ
´と誤差信号ＲＥとの相関を出力する排他的論理和１０
〜１４と、入力端子２から入力される逆相信号ＩＤ´と
誤差信号ＲＥとの相関を出力する排他的論理和１５〜１
９と、排他的論理和１０〜１４の出力を積分してタップ
係数に変換する積分器２０〜２４と、排他的論理和１５
〜１９の出力を積分してタップ係数に変換する積分器２
５〜２９と、積分器２０〜２４および２５〜２９から出
力される時間的に同一の同相側のタップ係数の絶対値と
逆相側のタップ係数の絶対値との加算値をそれぞれ算出
する加算器４０〜４４と、各加算値を比較する比較器４
５とを含んでなり、これら加算値の比較結果に基づいて
干渉波における干渉の中心を判別する。
路を提供する。 【解決手段】 入力端子１から入力される同相信号ＲＤ
´と誤差信号ＲＥとの相関を出力する排他的論理和１０
〜１４と、入力端子２から入力される逆相信号ＩＤ´と
誤差信号ＲＥとの相関を出力する排他的論理和１５〜１
９と、排他的論理和１０〜１４の出力を積分してタップ
係数に変換する積分器２０〜２４と、排他的論理和１５
〜１９の出力を積分してタップ係数に変換する積分器２
５〜２９と、積分器２０〜２４および２５〜２９から出
力される時間的に同一の同相側のタップ係数の絶対値と
逆相側のタップ係数の絶対値との加算値をそれぞれ算出
する加算器４０〜４４と、各加算値を比較する比較器４
５とを含んでなり、これら加算値の比較結果に基づいて
干渉波における干渉の中心を判別する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、干渉波検出回路に
関し、特に、ディジタル無線通信機器の復調デジタル信
号の干渉を補償する干渉補償器で利用される干渉波検出
回路に関するものである。
関し、特に、ディジタル無線通信機器の復調デジタル信
号の干渉を補償する干渉補償器で利用される干渉波検出
回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】マイクロ波通信は、長距離多重通信回線
を構成する主要な伝送方式として、地上通信や衛星通
信、あるいは移動体通信などにおいて使用されており、
また、近年では、デジタル方式のものが広く用いられて
いる。このようなディジタル方式のマイクロ波通信で
は、周波数を有効利用する目的で、送信と受信に同じ搬
送周波数を用いた単一周波数中継方式が用いられ、例え
ばＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）変調信
号（直交振幅変調信号）のような直交デジタル信号（直
交変調信号）が使用されている。
を構成する主要な伝送方式として、地上通信や衛星通
信、あるいは移動体通信などにおいて使用されており、
また、近年では、デジタル方式のものが広く用いられて
いる。このようなディジタル方式のマイクロ波通信で
は、周波数を有効利用する目的で、送信と受信に同じ搬
送周波数を用いた単一周波数中継方式が用いられ、例え
ばＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）変調信
号（直交振幅変調信号）のような直交デジタル信号（直
交変調信号）が使用されている。
【０００３】ところが、このような単一周波数中継を行
った場合、中継局を飛び越したオーバーリーチ干渉や自
局内アンテナの結合などによる自局内干渉、あるいはビ
ル反射などによる遅れ干渉などが生じてしまう。ここ
で、オーバーリーチ干渉は、希望する信号よりも早く到
着する進み干渉を、自局内干渉は干渉波の伝搬距離が短
い遅れ干渉を、ビル反射などによる遅れ干渉は干渉波の
伝搬距離が長くて遅れが大きい干渉を、それぞれ意味す
る。
った場合、中継局を飛び越したオーバーリーチ干渉や自
局内アンテナの結合などによる自局内干渉、あるいはビ
ル反射などによる遅れ干渉などが生じてしまう。ここ
で、オーバーリーチ干渉は、希望する信号よりも早く到
着する進み干渉を、自局内干渉は干渉波の伝搬距離が短
い遅れ干渉を、ビル反射などによる遅れ干渉は干渉波の
伝搬距離が長くて遅れが大きい干渉を、それぞれ意味す
る。
【０００４】上記のような干渉を補償するため、例え
ば、トランスバーサル型等化器からなる干渉補償器が用
いられる。このトランスバーサル型等化器では、所定の
時間間隔で遅延させるタップ付き遅延線の各タップ出力
によって入力信号に重み付けを行うとともに、ＺＦ（Ze
ro-Forcing）法などによって重み付けを調整することで
伝送路の逆特性の等化信号をつくり、この等化信号を復
調されたデジタル信号に合成することにより、干渉波に
よる波形歪を補償する構成としている。
ば、トランスバーサル型等化器からなる干渉補償器が用
いられる。このトランスバーサル型等化器では、所定の
時間間隔で遅延させるタップ付き遅延線の各タップ出力
によって入力信号に重み付けを行うとともに、ＺＦ（Ze
ro-Forcing）法などによって重み付けを調整することで
伝送路の逆特性の等化信号をつくり、この等化信号を復
調されたデジタル信号に合成することにより、干渉波に
よる波形歪を補償する構成としている。
【０００５】ここで、一例として、トランスバーサル型
等化器の入力における信号速度が１５ＭＨｚであり、±
４μＳの範囲の干渉を補償する場合について考察すれ
ば、タップ間隔が信号間隔と同じＴ間隔であれば１２０
タップが、また、タップ間隔が補償劣化のないＴ／２間
隔とすれば２４０タップの数のタップが、それぞれ必要
となり、多数のタップを設けなければならないという欠
点がある。このような欠点を解消しタップ数を削減する
ための提案が種々なされている。
等化器の入力における信号速度が１５ＭＨｚであり、±
４μＳの範囲の干渉を補償する場合について考察すれ
ば、タップ間隔が信号間隔と同じＴ間隔であれば１２０
タップが、また、タップ間隔が補償劣化のないＴ／２間
隔とすれば２４０タップの数のタップが、それぞれ必要
となり、多数のタップを設けなければならないという欠
点がある。このような欠点を解消しタップ数を削減する
ための提案が種々なされている。
【０００６】この一例として、図４に示した構成があ
る。すなわち、図４（ａ）は、従来の干渉補償器に使用
されるトランスバーサル型等化器である。そして、干渉
補償器は、図４（ｂ）に示したように、このトランスバ
ーサル型等化器の出力を全てモニタするともに、この出
力の最大値を検索し、この最大値を出力するタップを干
渉の中心としていた。この場合、最大値の検索は、タッ
プ係数出力３０〜３９を比較器４５に入力し、各タップ
係数の大きさを比較することで行っている。このような
干渉の中心に位置するタップ（センタータップ）を検出
することで、多くの波形歪はセンタータップ周辺の数タ
ップにより等化できることから、適切な位置にタップを
位置させることができ、不要タップ数の削減を図ること
が可能となる。
る。すなわち、図４（ａ）は、従来の干渉補償器に使用
されるトランスバーサル型等化器である。そして、干渉
補償器は、図４（ｂ）に示したように、このトランスバ
ーサル型等化器の出力を全てモニタするともに、この出
力の最大値を検索し、この最大値を出力するタップを干
渉の中心としていた。この場合、最大値の検索は、タッ
プ係数出力３０〜３９を比較器４５に入力し、各タップ
係数の大きさを比較することで行っている。このような
干渉の中心に位置するタップ（センタータップ）を検出
することで、多くの波形歪はセンタータップ周辺の数タ
ップにより等化できることから、適切な位置にタップを
位置させることができ、不要タップ数の削減を図ること
が可能となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術では、タップ係数の大きさを単に比較することで
干渉波の中心を検出する構成であることから、例えば干
渉波の位置（位相）がずれた場合、このずれによってタ
ップ係数が変動することから、干渉の中心を正確に判別
できないという問題があった。
来技術では、タップ係数の大きさを単に比較することで
干渉波の中心を検出する構成であることから、例えば干
渉波の位置（位相）がずれた場合、このずれによってタ
ップ係数が変動することから、干渉の中心を正確に判別
できないという問題があった。
【０００８】なお、このような変動の補償を、例えばコ
ンピュータを用いてソフト的に行う手法が採られる場合
もある。ところが、この手法では、例えば干渉波検出回
路がハード的に大きな構成である場合には、変動に対す
る補償の応答時間が遅くなってしまう。このため、干渉
波における遅延が高速に変化する場合には適用すること
ができない。また、このように応答時間が遅いことか
ら、例えば、干渉波検出回路を移動体に使用される干渉
補償器に適用することが困難であった。
ンピュータを用いてソフト的に行う手法が採られる場合
もある。ところが、この手法では、例えば干渉波検出回
路がハード的に大きな構成である場合には、変動に対す
る補償の応答時間が遅くなってしまう。このため、干渉
波における遅延が高速に変化する場合には適用すること
ができない。また、このように応答時間が遅いことか
ら、例えば、干渉波検出回路を移動体に使用される干渉
補償器に適用することが困難であった。
【０００９】本発明は、上記の課題を解消し、干渉波の
位置ずれに拘らず干渉の中心を確実に判別することがで
きる、干渉波検出回路を提供することを課題とする。
位置ずれに拘らず干渉の中心を確実に判別することがで
きる、干渉波検出回路を提供することを課題とする。
【０００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波検出回路
は、同相信号と直交信号とから構成される直交デジタル
信号内の干渉波を検出する干渉波検出回路において、前
記同相信号に基いて発生され所定の時間間隔を有する複
数の同相側のタップ係数からなる第１のタップ係数群
と、前記逆相信号に基いて発生され所定の時間間隔を有
する複数の逆相側のタップ係数からなる第２のタップ係
数群とを出力する複数のタップ係数出力手段と、前記第
１のタップ係数群と前記第２のタップ係数群を構成する
時間的に同一の同相側のタップ係数の絶対値と逆相側の
タップ係数の絶対値との加算値をそれぞれ算出する加算
手段と、前記算出された各加算値を比較する比較手段と
を含んでなることを特徴とする。
は、同相信号と直交信号とから構成される直交デジタル
信号内の干渉波を検出する干渉波検出回路において、前
記同相信号に基いて発生され所定の時間間隔を有する複
数の同相側のタップ係数からなる第１のタップ係数群
と、前記逆相信号に基いて発生され所定の時間間隔を有
する複数の逆相側のタップ係数からなる第２のタップ係
数群とを出力する複数のタップ係数出力手段と、前記第
１のタップ係数群と前記第２のタップ係数群を構成する
時間的に同一の同相側のタップ係数の絶対値と逆相側の
タップ係数の絶対値との加算値をそれぞれ算出する加算
手段と、前記算出された各加算値を比較する比較手段と
を含んでなることを特徴とする。
【００１１】また、上記構成に加えて、加算値の比較結
果に基づいて干渉波における干渉の中心を判別する判別
手段をさらに含ませる構成とすることもできる。ここ
で、より具体的には、判別手段は、各加算値が最大であ
るタップ係数を干渉の中心と判別する。またタップ係数
は、例えば、同相信号あるいは逆相信号と所定の誤差信
号との相関値信号として得られるものである。
果に基づいて干渉波における干渉の中心を判別する判別
手段をさらに含ませる構成とすることもできる。ここ
で、より具体的には、判別手段は、各加算値が最大であ
るタップ係数を干渉の中心と判別する。またタップ係数
は、例えば、同相信号あるいは逆相信号と所定の誤差信
号との相関値信号として得られるものである。
【００１２】さらに、本発明によれば、干渉波の遅延に
合わせ補償器のタップ位置を変更する干渉補償器に使用
される干渉波検出回路において、誤差信号入力端子より
入力された誤差信号をタップ間隔分だけ遅延させた信号
と同相信号入力端子から入力された復調デジタル信号を
可変遅延素子であるシフトレジスタにより遅延させた信
号とを入力とし各タップに対応する排他的論理和を用い
た同相相関検出器と、前記タップ間隔分だけ遅延した誤
差信号と直交信号入力端子から入力された復調デジタル
信号を可変遅延素子であるシフトレジスタにより遅延さ
せた信号とを入力とし各タップに対応する排他的論理和
を用いた直交相関検出器と、各相関検出器の出力を積分
してタップ制御信号にそれぞれ変換する積分器と、同相
側のタップ制御信号と直交側のタップ制御信号の同一時
間タップ同士をそれぞれ加算する加算器と、前記各加算
器の出力を比較する比較器とを備えて構成される、干渉
波検出回路が得られる。
合わせ補償器のタップ位置を変更する干渉補償器に使用
される干渉波検出回路において、誤差信号入力端子より
入力された誤差信号をタップ間隔分だけ遅延させた信号
と同相信号入力端子から入力された復調デジタル信号を
可変遅延素子であるシフトレジスタにより遅延させた信
号とを入力とし各タップに対応する排他的論理和を用い
た同相相関検出器と、前記タップ間隔分だけ遅延した誤
差信号と直交信号入力端子から入力された復調デジタル
信号を可変遅延素子であるシフトレジスタにより遅延さ
せた信号とを入力とし各タップに対応する排他的論理和
を用いた直交相関検出器と、各相関検出器の出力を積分
してタップ制御信号にそれぞれ変換する積分器と、同相
側のタップ制御信号と直交側のタップ制御信号の同一時
間タップ同士をそれぞれ加算する加算器と、前記各加算
器の出力を比較する比較器とを備えて構成される、干渉
波検出回路が得られる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の干渉波検出回路
の実施の形態を説明する。図１に、実施の形態の干渉波
検出回路を示した。この干渉波検出回路は、遅延合わせ
用のシフトレジスタ４、５、フリップフロップ６〜９、
誤差信号ＲＥと同相信号ＲＤ´あるいは逆相信号ＩＤ´
との相関検出用の排他的論理和１０〜１４あるいは１５
〜１９、これら相関出力を積分してタップ係数にそれぞ
れ変換するための積分器２０〜２４および２５〜２９、
絶対値加算器４０〜４４、並びに比較器４５などから構
成される。
の実施の形態を説明する。図１に、実施の形態の干渉波
検出回路を示した。この干渉波検出回路は、遅延合わせ
用のシフトレジスタ４、５、フリップフロップ６〜９、
誤差信号ＲＥと同相信号ＲＤ´あるいは逆相信号ＩＤ´
との相関検出用の排他的論理和１０〜１４あるいは１５
〜１９、これら相関出力を積分してタップ係数にそれぞ
れ変換するための積分器２０〜２４および２５〜２９、
絶対値加算器４０〜４４、並びに比較器４５などから構
成される。
【００１４】尚、図１において、１は同相信号ＲＤ´の
入力端子、２は直交信号ＩＤ´の入力端子、３は誤差信
号ＲＥの入力端子、３０〜３９は所定の時間間隔を有す
るタップ係数出力、４６は比較出力である。また、同相
側のタップ係数出力３０〜３４により第１のタップ係数
群が、逆相側のタップ係数出力３５〜３９により第２の
タップ係数群が、それぞれ構成されており、これら第１
および第２のタップ係数群は、図２の干渉補償器に入力
される。さらに、積分器２０〜２９はタップ係数出力手
段を構成し、また、絶対値加算器４０〜４４は加算手段
を構成している。
入力端子、２は直交信号ＩＤ´の入力端子、３は誤差信
号ＲＥの入力端子、３０〜３９は所定の時間間隔を有す
るタップ係数出力、４６は比較出力である。また、同相
側のタップ係数出力３０〜３４により第１のタップ係数
群が、逆相側のタップ係数出力３５〜３９により第２の
タップ係数群が、それぞれ構成されており、これら第１
および第２のタップ係数群は、図２の干渉補償器に入力
される。さらに、積分器２０〜２９はタップ係数出力手
段を構成し、また、絶対値加算器４０〜４４は加算手段
を構成している。
【００１５】図２は、図１の干渉波検出回路を用いた干
渉補償器を構成するトランスバーサル型等化器を示した
ものである。このトランスバーサル型等化器は、干渉補
償器のタップ位置移動用のシフトレジスタ（Ｓ／Ｒ）１
０３、１０４、フリップフロップ１０５〜１１２、乗算
器１１３〜１２２、加算器１２３などから構成される。
尚、図２において、１０１は同相信号ＲＤの入力端子、
１０２は直交信号ＩＤの入力端子、１２４は干渉補償器
の出力である。
渉補償器を構成するトランスバーサル型等化器を示した
ものである。このトランスバーサル型等化器は、干渉補
償器のタップ位置移動用のシフトレジスタ（Ｓ／Ｒ）１
０３、１０４、フリップフロップ１０５〜１１２、乗算
器１１３〜１２２、加算器１２３などから構成される。
尚、図２において、１０１は同相信号ＲＤの入力端子、
１０２は直交信号ＩＤの入力端子、１２４は干渉補償器
の出力である。
【００１６】図２の干渉補償器において、入力端子１０
１より入力された同相信号ＲＤはシフトレジスタ１０３
を通り、またフリップフロップ１０５〜１０８を通っ
て、乗算器１１３〜１１７にそれぞれ入力される。乗算
器１１３〜１１７の他方の入力には、タップ係数出力３
０〜３４が入力される。乗算器１１３〜１１７の出力は
加算器１２３にそれぞれ入力される。
１より入力された同相信号ＲＤはシフトレジスタ１０３
を通り、またフリップフロップ１０５〜１０８を通っ
て、乗算器１１３〜１１７にそれぞれ入力される。乗算
器１１３〜１１７の他方の入力には、タップ係数出力３
０〜３４が入力される。乗算器１１３〜１１７の出力は
加算器１２３にそれぞれ入力される。
【００１７】一方、入力端子１０２より入力された直交
信号ＩＤは、シフトレジスタ１０４を通り、またフリッ
プフロップ１０９〜１１２を通って、乗算器１１８〜１
２２に入力される。乗算器１１８〜１２２の他方の入力
にはタップ係数出力３５〜３９がそれぞれ入力される。
乗算器１１８〜１２２の出力はそれぞれ加算器１２３の
他方の入力となる。
信号ＩＤは、シフトレジスタ１０４を通り、またフリッ
プフロップ１０９〜１１２を通って、乗算器１１８〜１
２２に入力される。乗算器１１８〜１２２の他方の入力
にはタップ係数出力３５〜３９がそれぞれ入力される。
乗算器１１８〜１２２の出力はそれぞれ加算器１２３の
他方の入力となる。
【００１８】ここで、図２において、入力端子１０１と
入力端子１０２に干渉波が重畳された信号がそれぞれ入
力された場合を考察する。この場合、トランスバーサル
型等化器で構成されるこの干渉補償器において、各タッ
プには干渉を除去するために干渉の大きさ、あるいは位
相に合わせたタップ係数がそれぞれ乗算される。
入力端子１０２に干渉波が重畳された信号がそれぞれ入
力された場合を考察する。この場合、トランスバーサル
型等化器で構成されるこの干渉補償器において、各タッ
プには干渉を除去するために干渉の大きさ、あるいは位
相に合わせたタップ係数がそれぞれ乗算される。
【００１９】つまり、ＺＦ法によるタップ係数の評価関
数Ｅ・Ｘを、直交も含めた２次元モデルである数式、Ｅ
・Ｘ＝ｅｐｄｐ＋ｅｑｄｑ＋ｅｐｄｑ＋ｅｐｄｐにおい
て、Ｐｃｈにかかる干渉波の大きさは、各タップ係数に
比例するので、ｅｐｄｐ＋ｅｐｄｑ（Ｐｃｈ同相＋Ｐｃ
ｈ直交）となる。また、Ｑｃｈ（Ｑｕａｄ ｃｈａｎｎ
ｎｅｌ）にかかる干渉波の大きさは、ｅｑｄｑ＋ｅｑｄ
ｐ（Ｑｃｈ同相＋Ｑｃｈ直交）となる。尚、ｅｐｄｐは
Ｐｃｈ同相のタップ係数、ｅｑｄｑはＱｃｈ同相のタッ
プ係数、ｅｐｄｑはＰｃｈ直交のタップ係数、ｅｐｄｐ
はＱｃｈ直交のタップ係数である。
数Ｅ・Ｘを、直交も含めた２次元モデルである数式、Ｅ
・Ｘ＝ｅｐｄｐ＋ｅｑｄｑ＋ｅｐｄｑ＋ｅｐｄｐにおい
て、Ｐｃｈにかかる干渉波の大きさは、各タップ係数に
比例するので、ｅｐｄｐ＋ｅｐｄｑ（Ｐｃｈ同相＋Ｐｃ
ｈ直交）となる。また、Ｑｃｈ（Ｑｕａｄ ｃｈａｎｎ
ｎｅｌ）にかかる干渉波の大きさは、ｅｑｄｑ＋ｅｑｄ
ｐ（Ｑｃｈ同相＋Ｑｃｈ直交）となる。尚、ｅｐｄｐは
Ｐｃｈ同相のタップ係数、ｅｑｄｑはＱｃｈ同相のタッ
プ係数、ｅｐｄｑはＰｃｈ直交のタップ係数、ｅｐｄｐ
はＱｃｈ直交のタップ係数である。
【００２０】ここで、タップ係数のいちばん大きなタッ
プが干渉の中心に対応するタップであるが、ＱＡＭ変調
信号のような直交デジタル信号の場合には、直交伝送し
ているために、干渉波の位相が信号の位相に対し変動し
た場合において、同相成分と直交成分との干渉の比率が
変化する。よって、タップ係数の大きさも変動する。し
かしながら、位相が変動しても干渉の大きさは何等変化
したわけではない。
プが干渉の中心に対応するタップであるが、ＱＡＭ変調
信号のような直交デジタル信号の場合には、直交伝送し
ているために、干渉波の位相が信号の位相に対し変動し
た場合において、同相成分と直交成分との干渉の比率が
変化する。よって、タップ係数の大きさも変動する。し
かしながら、位相が変動しても干渉の大きさは何等変化
したわけではない。
【００２１】上記の干渉の大きさの一例を図３に例示し
た。すなわち、位相変化により同相から直交に干渉の大
きさを示すベクトルＶが移動した場合においてもベクト
ル自体の大きさに変化はない。よって、同相側のタップ
係数と直交側のタップ係数の絶対値を加算することで、
ベクトルＶの絶対値を検出することができ、各タップに
かかる干渉の大きさ（つまり、同相側タップと直交側タ
ップの合計の干渉の大きさ）が検出できる。
た。すなわち、位相変化により同相から直交に干渉の大
きさを示すベクトルＶが移動した場合においてもベクト
ル自体の大きさに変化はない。よって、同相側のタップ
係数と直交側のタップ係数の絶対値を加算することで、
ベクトルＶの絶対値を検出することができ、各タップに
かかる干渉の大きさ（つまり、同相側タップと直交側タ
ップの合計の干渉の大きさ）が検出できる。
【００２２】そこで、本実施の形態の干渉波検出回路で
は、絶対値加算器４０〜４４において、上記第１および
第２のタップ係数群を構成する時間的に同一の同相側の
タップ係数の絶対値と逆相側のタップ係数の絶対値との
加算値をそれぞれ算出するとともに、これら算出された
各加算値を比較器４５により比較している。そして、例
えば図示しないコンピュータなどの判別手段により比較
結果に基づいて干渉が最も大きい個所を判別する。具体
的には、上記の加算値が最大であるタップ係数を干渉の
中心と判別し、このタップ係数を出力するタップが中央
のタップとなるように、つまり加算器４２の出力が最も
大きくなるように、シフトレジスタ１０３、１０４を操
作する。これにより、干渉が干渉補償器の中央に来たこ
とになり、このため、最も効率の良い干渉補償ができ
る。
は、絶対値加算器４０〜４４において、上記第１および
第２のタップ係数群を構成する時間的に同一の同相側の
タップ係数の絶対値と逆相側のタップ係数の絶対値との
加算値をそれぞれ算出するとともに、これら算出された
各加算値を比較器４５により比較している。そして、例
えば図示しないコンピュータなどの判別手段により比較
結果に基づいて干渉が最も大きい個所を判別する。具体
的には、上記の加算値が最大であるタップ係数を干渉の
中心と判別し、このタップ係数を出力するタップが中央
のタップとなるように、つまり加算器４２の出力が最も
大きくなるように、シフトレジスタ１０３、１０４を操
作する。これにより、干渉が干渉補償器の中央に来たこ
とになり、このため、最も効率の良い干渉補償ができ
る。
【００２３】そして、このように中央のタップを干渉の
中心に位置させることで、干渉波の位置、つまり干渉の
到着時間が多少変化した場合でも中央のタップの前後の
タップにより干渉波を確実に等化することが出来るし、
また、上記の同様にしてシフトレジスタ１０３、１０４
を操作してこの干渉波の干渉の中心を干渉補償器の中央
に持ってくることができる。なお、ＰｃｈとＱｃｈとの
間の直交誤差は、通常の反射波の場合には非常に小さい
ので、ＰｃｈまたはＱｃｈのどちらか一方のタップ係数
のみを比較器に入力してもほぼ同様の結果が得られる。
中心に位置させることで、干渉波の位置、つまり干渉の
到着時間が多少変化した場合でも中央のタップの前後の
タップにより干渉波を確実に等化することが出来るし、
また、上記の同様にしてシフトレジスタ１０３、１０４
を操作してこの干渉波の干渉の中心を干渉補償器の中央
に持ってくることができる。なお、ＰｃｈとＱｃｈとの
間の直交誤差は、通常の反射波の場合には非常に小さい
ので、ＰｃｈまたはＱｃｈのどちらか一方のタップ係数
のみを比較器に入力してもほぼ同様の結果が得られる。
【００２４】
【発明の効果】以上の通り、本発明の干渉波検出回路に
よれば、干渉波の位置を簡単にかつ高速に検出すること
ができることから、適切な位置にタップを配置すること
で、干渉補償器における不要なタップの削減が可能とな
り、また、広範囲な等化および干渉波の遅延が高速に変
化した場合への対応を容易に行うことができる。
よれば、干渉波の位置を簡単にかつ高速に検出すること
ができることから、適切な位置にタップを配置すること
で、干渉補償器における不要なタップの削減が可能とな
り、また、広範囲な等化および干渉波の遅延が高速に変
化した場合への対応を容易に行うことができる。
【図１】（ａ）と（ｂ）はそれぞれ本発明の実施の形態
の干渉波検出回路の実施例の構成を示す説明図である。
の干渉波検出回路の実施例の構成を示す説明図である。
【図２】図１の干渉波検出回路を実装して構成される干
渉補償器の説明図である。
渉補償器の説明図である。
【図３】干渉波の位相回転をモデル化した説明図であ
る。
る。
【図４】（ａ）と（ｂ）はそれぞれ従来例の説明図であ
る。
る。
４、５ シフトレジスタ ６〜９ フリップフロップ ２０〜２９ 積分器 ４０〜４４ 絶対値加算器 ４５ 比較器 １１３〜１２２ 乗算器
Claims (4)
- 【請求項１】 同相信号と直交信号とから構成される直
交デジタル信号内の干渉波を検出する干渉波検出回路に
おいて、 前記同相信号に基いて発生され所定の時間間隔を有する
複数の同相側のタップ係数からなる第１のタップ係数群
と、前記逆相信号に基いて発生され所定の時間間隔を有
する複数の逆相側のタップ係数からなる第２のタップ係
数群とを出力する複数のタップ係数出力手段と、 前記第１のタップ係数群と前記第２のタップ係数群を構
成する時間的に同一の同相側のタップ係数の絶対値と逆
相側のタップ係数の絶対値との加算値をそれぞれ算出す
る加算手段と、 前記算出された各加算値を比較する比較手段とを含んで
なることを特徴とする干渉波検出回路。 - 【請求項２】 前記加算値の比較結果に基づいて干渉波
における干渉の中心を判別する判別手段をさらに含んで
なることを特徴とする請求項１記載の干渉波検出回路。 - 【請求項３】 前記判別手段は、前記各加算値が最大で
あるタップ係数を干渉の中心と判別することを特徴とす
る請求項２記載の干渉波検出回路。 - 【請求項４】 前記タップ係数は、前記同相信号あるい
は前記逆相信号と所定の誤差信号との相関値信号として
得られるものであることを特徴とする請求項１、２また
は３記載の干渉波検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10019854A JP2932380B1 (ja) | 1998-01-30 | 1998-01-30 | 干渉波検出回路 |
| US09/241,089 US6353631B1 (en) | 1998-01-30 | 1999-02-01 | Quadrature amplitude modulation signal demodulation circuit having improved interference detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10019854A JP2932380B1 (ja) | 1998-01-30 | 1998-01-30 | 干渉波検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2932380B1 JP2932380B1 (ja) | 1999-08-09 |
| JPH11220428A true JPH11220428A (ja) | 1999-08-10 |
Family
ID=12010830
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10019854A Expired - Fee Related JP2932380B1 (ja) | 1998-01-30 | 1998-01-30 | 干渉波検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6353631B1 (ja) |
| JP (1) | JP2932380B1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100914120B1 (ko) * | 2002-04-15 | 2009-08-27 | 마이크로소프트 코포레이션 | 비디오 렌더러와 그래픽 디바이스 드라이버, 및 이들간의 상호 작용을 용이하게 하기 위한 장치, 시스템, 방법 및 전자적으로 액세스 가능한 매체 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55133154A (en) | 1979-03-02 | 1980-10-16 | Nec Corp | Compensation circuit for cross polarized wave |
| JPS61177033A (ja) | 1985-01-31 | 1986-08-08 | Nec Corp | 同一周波数無線通信方式 |
| JPH0642653B2 (ja) | 1985-02-14 | 1994-06-01 | 日本電気株式会社 | 交差偏波補償回路 |
| CA1338153C (en) * | 1987-11-10 | 1996-03-12 | Yoshihiro Nozue | Interference canceller |
| JPH065822B2 (ja) * | 1989-01-19 | 1994-01-19 | 日本電気株式会社 | 並列処理形トランスバーサル等化器 |
| US5790597A (en) * | 1994-06-29 | 1998-08-04 | Nec Corporation | Apparatus and method for interference compensation |
| US5682125A (en) * | 1994-09-21 | 1997-10-28 | Seagate Technology, Inc. | Adaptive analog transversal equalizer |
-
1998
- 1998-01-30 JP JP10019854A patent/JP2932380B1/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-02-01 US US09/241,089 patent/US6353631B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2932380B1 (ja) | 1999-08-09 |
| US6353631B1 (en) | 2002-03-05 |
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