JPH1118277A - 過電流検出回路 - Google Patents
過電流検出回路Info
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- JPH1118277A JPH1118277A JP9169973A JP16997397A JPH1118277A JP H1118277 A JPH1118277 A JP H1118277A JP 9169973 A JP9169973 A JP 9169973A JP 16997397 A JP16997397 A JP 16997397A JP H1118277 A JPH1118277 A JP H1118277A
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
- G05F1/573—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
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- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源回路等の過電流状態を高精度かつ高感度
に検出する。 【解決手段】 過電流検出対象である電流の経路の入出
力端子１，２間に接続された第１の抵抗素子４と、入力
端子１に一端が接続された第２の抵抗素子５と、抵抗素
子４の出力端子２側が一方の入力端子に接続され、か
つ、抵抗素子５の他端が他方の入力端子に接続された差
動増幅手段６と、差動増幅手段６の出力信号が加えら
れ、かつ、抵抗素子５に直列接続されて抵抗素子４を流
れる電流に比例する大きさの比例電流を出力させる比例
電流出力手段７と、比例電流出力手段７から出力される
比例電流を監視して抵抗素子４を流れる電流の過電流状
態を検出する電流監視手段８とを備える。
に検出する。 【解決手段】 過電流検出対象である電流の経路の入出
力端子１，２間に接続された第１の抵抗素子４と、入力
端子１に一端が接続された第２の抵抗素子５と、抵抗素
子４の出力端子２側が一方の入力端子に接続され、か
つ、抵抗素子５の他端が他方の入力端子に接続された差
動増幅手段６と、差動増幅手段６の出力信号が加えら
れ、かつ、抵抗素子５に直列接続されて抵抗素子４を流
れる電流に比例する大きさの比例電流を出力させる比例
電流出力手段７と、比例電流出力手段７から出力される
比例電流を監視して抵抗素子４を流れる電流の過電流状
態を検出する電流監視手段８とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体集積回路等
に内蔵可能な過電流検出回路に関し、特に、電源装置の
過負荷時に電源回路を保護するために電源供給線を流れ
る電流の過電流状態を検出する過電流検出回路に関す
る。
に内蔵可能な過電流検出回路に関し、特に、電源装置の
過負荷時に電源回路を保護するために電源供給線を流れ
る電流の過電流状態を検出する過電流検出回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】電源供給線の過電流検出方法としては、
電源供給線に抵抗を挿入し、この抵抗を流れる電流によ
る電圧降下を監視するのが一般的である。この方法に基
づく従来の過電流検出回路の具体例を、図１２、図１
３、図１４に示す。
電源供給線に抵抗を挿入し、この抵抗を流れる電流によ
る電圧降下を監視するのが一般的である。この方法に基
づく従来の過電流検出回路の具体例を、図１２、図１
３、図１４に示す。
【０００３】図１２は一般的なシリーズレギュレータで
あり、抵抗１１４及びトランジスタ１１５により構成さ
れた部分が過電流を検出する。この過電流検出部１１３
は、垂下型過電流保護回路と呼ばれている。電源供給線
２００を流れる電流Ｉ1が過電流となるしきい値をＩ
overとすると、電流Ｉ1がしきい値Ｉoverを超えたとき
に抵抗１１４の電圧降下がトランジスタ１１５のベース
−エミッタ間電圧Ｖbeより大きくなり、トランジスタ１
１５が動作してコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが下が
る。これにより、電源供給用のトランジスタ１１６のベ
ース電圧は下がり、コレクタに流れる電流Ｉ1の変化が
少なくなってトランジスタ１１６のコレクタ−エミッタ
間電圧Ｖceが上昇する。つまり、出力電圧が低下する。
従って、過電流検出部１１３は、トランジスタ１１６の
コレクタを流れる電流Ｉ1を制限し、過電流によるトラ
ンジスタ１１６の破壊を保護する機能がある。なお、図
１２において、１１１は入力端子、１１２は出力端子、
１１７，１１８は分圧抵抗、１１９は基準電圧源、１２
０は演算増幅器である。
あり、抵抗１１４及びトランジスタ１１５により構成さ
れた部分が過電流を検出する。この過電流検出部１１３
は、垂下型過電流保護回路と呼ばれている。電源供給線
２００を流れる電流Ｉ1が過電流となるしきい値をＩ
overとすると、電流Ｉ1がしきい値Ｉoverを超えたとき
に抵抗１１４の電圧降下がトランジスタ１１５のベース
−エミッタ間電圧Ｖbeより大きくなり、トランジスタ１
１５が動作してコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが下が
る。これにより、電源供給用のトランジスタ１１６のベ
ース電圧は下がり、コレクタに流れる電流Ｉ1の変化が
少なくなってトランジスタ１１６のコレクタ−エミッタ
間電圧Ｖceが上昇する。つまり、出力電圧が低下する。
従って、過電流検出部１１３は、トランジスタ１１６の
コレクタを流れる電流Ｉ1を制限し、過電流によるトラ
ンジスタ１１６の破壊を保護する機能がある。なお、図
１２において、１１１は入力端子、１１２は出力端子、
１１７，１１８は分圧抵抗、１１９は基準電圧源、１２
０は演算増幅器である。
【０００４】図１３は図１２と同様なシリーズレギュレ
ータであり、過電流検出部の回路構成が異なっている。
過電流検出部１２１は、トランジスタ１１５及び抵抗１
１４，１２２，１２３によって構成されており、フの字
型過電流保護回路と呼ばれている。過電流検出動作は図
１２の回路とほぼ同じであり、抵抗１１４の電圧降下に
よりトランジスタ１１５が動作し、電源供給用のトラン
ジスタ１１６のベース電圧が低下する。これにより出力
電圧が低下するが、更に抵抗１２２，１２３の働きで電
流Ｉ1が減少し、トランジスタ１１６を過電流による破
壊から保護している。
ータであり、過電流検出部の回路構成が異なっている。
過電流検出部１２１は、トランジスタ１１５及び抵抗１
１４，１２２，１２３によって構成されており、フの字
型過電流保護回路と呼ばれている。過電流検出動作は図
１２の回路とほぼ同じであり、抵抗１１４の電圧降下に
よりトランジスタ１１５が動作し、電源供給用のトラン
ジスタ１１６のベース電圧が低下する。これにより出力
電圧が低下するが、更に抵抗１２２，１２３の働きで電
流Ｉ1が減少し、トランジスタ１１６を過電流による破
壊から保護している。
【０００５】図１４は、過電流を検出する機能のみを有
する回路である。軽負荷のときは抵抗１１４の電圧降下
が小さいので、ダイオード１２４と抵抗１２５との接続
点に接続されたコンパレータ１２７の正入力端子より負
入力端子の方が電圧が高いため、コンパレータ１２７の
出力は「Low」レベルとなる。重負荷となり、電流Ｉ1が
過電流Ｉoverとなって抵抗１１４の電圧降下がダイオー
ド１２４の順方向電圧Ｖfより大きくなると、コンパレ
ータ１２７の負入力端子の電圧が正入力端子の電圧より
低くなり、その出力は「High」レベルとなって過電流を
検出する。コンパレータ１２０の出力は過電流検出信号
として検出端子１２６から出力され、入力側あるいは出
力側にある電源供給用のトランジスタを保護するのに利
用される。
する回路である。軽負荷のときは抵抗１１４の電圧降下
が小さいので、ダイオード１２４と抵抗１２５との接続
点に接続されたコンパレータ１２７の正入力端子より負
入力端子の方が電圧が高いため、コンパレータ１２７の
出力は「Low」レベルとなる。重負荷となり、電流Ｉ1が
過電流Ｉoverとなって抵抗１１４の電圧降下がダイオー
ド１２４の順方向電圧Ｖfより大きくなると、コンパレ
ータ１２７の負入力端子の電圧が正入力端子の電圧より
低くなり、その出力は「High」レベルとなって過電流を
検出する。コンパレータ１２０の出力は過電流検出信号
として検出端子１２６から出力され、入力側あるいは出
力側にある電源供給用のトランジスタを保護するのに利
用される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】出力側と入力側との間
で１Ｖまたはそれ以下の電圧降下が要求されているレギ
ュレータに内蔵された電源供給用のトランジスタを保護
する場合や、電源供給線に挿入されたオン／オフ用のス
イッチングトランジスタを保護する場合等は、図１２〜
図１４に示したような抵抗の電圧降下による過電流検出
は難しくなる。その理由として次の２点を挙げることが
できる。
で１Ｖまたはそれ以下の電圧降下が要求されているレギ
ュレータに内蔵された電源供給用のトランジスタを保護
する場合や、電源供給線に挿入されたオン／オフ用のス
イッチングトランジスタを保護する場合等は、図１２〜
図１４に示したような抵抗の電圧降下による過電流検出
は難しくなる。その理由として次の２点を挙げることが
できる。
【０００７】まず１点目として、トランジスタの電圧降
下を考慮すると、このトランジスタに直列接続された抵
抗の過電流検出時の電圧降下を０．５〔Ｖ〕以下にする
必要があり、バイポーラトランジスタのベース−エミッ
タ間電圧Ｖbeやダイオードの順方向電圧Ｖfを基準の電
圧として使用できなくなることで、ある程度の精度を有
する基準電圧が得られなくなる。２点目として、抵抗の
電圧降下を低くするため、出力電流が数１００〔ｍＡ〕
以上になるとき抵抗値を１〔Ω〕以下に設定するので、
出力電流の僅かな変化に対して抵抗の電圧降下がほとん
ど変化しなくなり、過電流検出の感度が悪くなる。
下を考慮すると、このトランジスタに直列接続された抵
抗の過電流検出時の電圧降下を０．５〔Ｖ〕以下にする
必要があり、バイポーラトランジスタのベース−エミッ
タ間電圧Ｖbeやダイオードの順方向電圧Ｖfを基準の電
圧として使用できなくなることで、ある程度の精度を有
する基準電圧が得られなくなる。２点目として、抵抗の
電圧降下を低くするため、出力電流が数１００〔ｍＡ〕
以上になるとき抵抗値を１〔Ω〕以下に設定するので、
出力電流の僅かな変化に対して抵抗の電圧降下がほとん
ど変化しなくなり、過電流検出の感度が悪くなる。
【０００８】以上の２点の理由により、抵抗の電圧降下
による過電流検出は、一般に検出精度が悪く、バラツキ
が生じ易いという問題がある。更に、電源供給用のトラ
ンジスタやスイッチングトランジスタ自体のオン抵抗が
過電流検出用の抵抗より小さい場合、過電流検出用の抵
抗の大きさがトランジスタを含んだ全体の電圧降下に影
響し、抵抗による電圧降下のロスが大きくなるという問
題がある。
による過電流検出は、一般に検出精度が悪く、バラツキ
が生じ易いという問題がある。更に、電源供給用のトラ
ンジスタやスイッチングトランジスタ自体のオン抵抗が
過電流検出用の抵抗より小さい場合、過電流検出用の抵
抗の大きさがトランジスタを含んだ全体の電圧降下に影
響し、抵抗による電圧降下のロスが大きくなるという問
題がある。
【０００９】そこで本発明は、従来よりも検出精度の高
い過電流検出回路を提供しようとするものである。ま
た、本発明は、電力損失の少ない過電流検出回路を実現
しようとするものである。
い過電流検出回路を提供しようとするものである。ま
た、本発明は、電力損失の少ない過電流検出回路を実現
しようとするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】まず、図１は請求項１記
載の発明に対応する基本的な回路構成図である。本発明
では、入力端子１と出力端子２との間の電源供給線２０
０に第１の抵抗素子４を挿入し、この抵抗素子４の入力
端子１側に第２の抵抗素子５の一端を接続する。そし
て、これらの抵抗素子４，５の他端を演算増幅器等の差
動増幅手段６の二入力端子に各々接続する。第１、第２
の抵抗素子としては、受動抵抗やＭＯＳＦＥＴ等が考え
られる。また、第２の抵抗素子５に接続された差動増幅
手段６の一方の入力端子に、第２の抵抗素子５と直列に
なるようにトランジスタ等からなる比例電流出力手段７
を接続し、その制御端子（ベースまたはゲート）に差動
増幅手段６の出力端子を接続する。比例電流出力手段７
としては、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等が
考えられる。更に、比例電流出力手段７の出力側に電流
監視手段８を接続し、この手段８から過電流検出信号出
力端子３を取り出す。電流監視手段８としては、コンパ
レータや電流比較回路を有するものが考えられる。
載の発明に対応する基本的な回路構成図である。本発明
では、入力端子１と出力端子２との間の電源供給線２０
０に第１の抵抗素子４を挿入し、この抵抗素子４の入力
端子１側に第２の抵抗素子５の一端を接続する。そし
て、これらの抵抗素子４，５の他端を演算増幅器等の差
動増幅手段６の二入力端子に各々接続する。第１、第２
の抵抗素子としては、受動抵抗やＭＯＳＦＥＴ等が考え
られる。また、第２の抵抗素子５に接続された差動増幅
手段６の一方の入力端子に、第２の抵抗素子５と直列に
なるようにトランジスタ等からなる比例電流出力手段７
を接続し、その制御端子（ベースまたはゲート）に差動
増幅手段６の出力端子を接続する。比例電流出力手段７
としては、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等が
考えられる。更に、比例電流出力手段７の出力側に電流
監視手段８を接続し、この手段８から過電流検出信号出
力端子３を取り出す。電流監視手段８としては、コンパ
レータや電流比較回路を有するものが考えられる。
【００１１】上記構成において、第１、第２の抵抗素子
４，５、差動増幅手段６、比例電流出力手段７からなる
回路により、電源供給線２００を流れる電流Ｉ1の大き
さに比例した比例電流Ｉ2を取り出す。第２の抵抗素子
５の抵抗値（ｒ2とする）を第１の抵抗素子４の抵抗値
（ｒ1とする）のｎ倍にすると、取り出される比例電流
Ｉ2の大きさは電源供給線２００に流れる電流Ｉ1のｎ分
の１である。従って、電流監視手段８により比例電流Ｉ
2を電圧に変換して基準電圧と比較するか、または比例
電流Ｉ2を基準電流と比較することで、電源供給線２０
０を流れる電流Ｉ1の大きさを監視して、過電流状態を
検出する。
４，５、差動増幅手段６、比例電流出力手段７からなる
回路により、電源供給線２００を流れる電流Ｉ1の大き
さに比例した比例電流Ｉ2を取り出す。第２の抵抗素子
５の抵抗値（ｒ2とする）を第１の抵抗素子４の抵抗値
（ｒ1とする）のｎ倍にすると、取り出される比例電流
Ｉ2の大きさは電源供給線２００に流れる電流Ｉ1のｎ分
の１である。従って、電流監視手段８により比例電流Ｉ
2を電圧に変換して基準電圧と比較するか、または比例
電流Ｉ2を基準電流と比較することで、電源供給線２０
０を流れる電流Ｉ1の大きさを監視して、過電流状態を
検出する。
【００１２】以下、本発明の作用をより詳細に説明す
る。図１の基本回路において、電源供給線２００の電流
Ｉ1に対する比例電流Ｉ2を取り出す回路について説明す
る。電流Ｉ1による抵抗素子４の電圧降下は、Ｉ1×ｒ1
であるから、差動増幅手段６の入力電圧Ｖ1（＝Ｖo）は
数式１によって表される。
る。図１の基本回路において、電源供給線２００の電流
Ｉ1に対する比例電流Ｉ2を取り出す回路について説明す
る。電流Ｉ1による抵抗素子４の電圧降下は、Ｉ1×ｒ1
であるから、差動増幅手段６の入力電圧Ｖ1（＝Ｖo）は
数式１によって表される。
【００１３】
【数１】Ｖ1＝Ｖi−Ｉ1・ｒ1
【００１４】差動増幅手段６及び比例電流出力手段７
が、差動増幅手段６の二入力が仮想短絡（イマジナリー
ショート）となるように動作する場合、数式２が成り立
つ。
が、差動増幅手段６の二入力が仮想短絡（イマジナリー
ショート）となるように動作する場合、数式２が成り立
つ。
【００１５】
【数２】Ｖ1＝Ｖ2
【００１６】取り出す比例電流をＩ2とすると、抵抗素
子５による電圧降下はＩ2×ｒ2となり、Ｖ2は数式３と
なる。
子５による電圧降下はＩ2×ｒ2となり、Ｖ2は数式３と
なる。
【００１７】
【数３】Ｖ2＝Ｖi−Ｉ2・ｒ2
【００１８】上記数式１、数式２、数式３から、数式４
が導かれる。
が導かれる。
【００１９】
【数４】 Ｖi−Ｉ1・ｒ1＝Ｖi−Ｉ2・ｒ2 Ｉ1・ｒ1＝Ｉ2・ｒ2 Ｉ2＝（ｒ1／ｒ2）・Ｉ1
【００２０】抵抗素子５の抵抗値ｒ2を、次の数式５の
ように抵抗素子４の抵抗値ｒ1のｎ倍とする。
ように抵抗素子４の抵抗値ｒ1のｎ倍とする。
【００２１】
【数５】ｒ2＝ｎ×ｒ1
【００２２】上記数式４、数式５から、数式６が導かれ
る。
る。
【００２３】
【数６】Ｉ2＝Ｉ1／ｎ
【００２４】従って、電源供給線２００の電流Ｉ1の大
きさに比例した電流Ｉ2を取り出すことができる。電源
供給線２００の過電流のしきい値をＩoverとすると、こ
のときの比例電流Ｉ2は数式７で表される。
きさに比例した電流Ｉ2を取り出すことができる。電源
供給線２００の過電流のしきい値をＩoverとすると、こ
のときの比例電流Ｉ2は数式７で表される。
【００２５】
【数７】Ｉ2＝Ｉover／ｎ＝Ｉdct
【００２６】電流監視手段８によって比例電流Ｉ2を基
準電流Ｉrefと比較し、次の数式８が成り立つときに電
源供給線２００の電流Ｉ1が過電流状態であると判断
し、過電流検出信号出力端子３から過電流検出信号を出
力する。
準電流Ｉrefと比較し、次の数式８が成り立つときに電
源供給線２００の電流Ｉ1が過電流状態であると判断
し、過電流検出信号出力端子３から過電流検出信号を出
力する。
【００２７】
【数８】Ｉ2（＝Ｉdct）＞Ｉref
【００２８】また、電流監視手段８により比例電流Ｉ2
を電圧に変換して検出電圧を得、この検出電圧を基準電
圧Ｖrefと比較した場合、電流を電圧に変換する時の抵
抗値をＲとすると、次の数式９が成り立つときに電源供
給線２００の電流Ｉ1が過電流状態であると判断し、過
電流検出信号出力端子３から過電流検出信号を出力す
る。
を電圧に変換して検出電圧を得、この検出電圧を基準電
圧Ｖrefと比較した場合、電流を電圧に変換する時の抵
抗値をＲとすると、次の数式９が成り立つときに電源供
給線２００の電流Ｉ1が過電流状態であると判断し、過
電流検出信号出力端子３から過電流検出信号を出力す
る。
【００２９】
【数９】Ｉ2・Ｒ（＝Ｉdct・Ｒ）＞Ｖref
【００３０】上述した請求項１記載の発明は、以下の請
求項２〜請求項１０記載の発明によって更に具体化され
る。まず、請求項２記載の発明は、図１における第１、
第２の抵抗素子４，５が第１、第２の受動抵抗であり、
差動増幅手段６が演算増幅器であり、比例電流出力手段
７が、演算増幅器の出力信号が制御端子に加えられるバ
イポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタ
であり、電流監視手段８が、比例電流を第３の受動抵抗
により変換して得た検出電圧と基準電圧との比較結果に
応じて過電流検出信号を出力するコンパレータを有する
ものである。
求項２〜請求項１０記載の発明によって更に具体化され
る。まず、請求項２記載の発明は、図１における第１、
第２の抵抗素子４，５が第１、第２の受動抵抗であり、
差動増幅手段６が演算増幅器であり、比例電流出力手段
７が、演算増幅器の出力信号が制御端子に加えられるバ
イポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタ
であり、電流監視手段８が、比例電流を第３の受動抵抗
により変換して得た検出電圧と基準電圧との比較結果に
応じて過電流検出信号を出力するコンパレータを有する
ものである。
【００３１】請求項３記載の発明は、請求項２記載の過
電流検出回路において、コンパレータの基準電圧を、第
３の受動抵抗と同一成分により製造された（すなわち同
一の温度特性を有する）第４の受動抵抗と基準電流とに
より発生させるものである。
電流検出回路において、コンパレータの基準電圧を、第
３の受動抵抗と同一成分により製造された（すなわち同
一の温度特性を有する）第４の受動抵抗と基準電流とに
より発生させるものである。
【００３２】請求項４記載の発明は、請求項１記載の過
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２の受動抵抗であり、差動増幅手段６が演算増
幅器であり、比例電流出力手段７が、演算増幅器の出力
信号が制御端子に加えられるバイポーラトランジスタ、
ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電流監視手段８
が、比例電流と基準電流との比較結果に応じて過電流検
出信号を出力する電流比較回路により構成される。
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２の受動抵抗であり、差動増幅手段６が演算増
幅器であり、比例電流出力手段７が、演算増幅器の出力
信号が制御端子に加えられるバイポーラトランジスタ、
ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電流監視手段８
が、比例電流と基準電流との比較結果に応じて過電流検
出信号を出力する電流比較回路により構成される。
【００３３】請求項５記載の発明は、請求項１記載の過
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチであり、差動増幅手
段６が演算増幅器であり、比例電流出力手段７が、演算
増幅器の出力信号が制御端子に加えられるバイポーラト
ランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電
流監視手段８が、比例電流を受動抵抗により変換して得
た検出電圧と基準電圧との比較結果に応じて過電流検出
信号を出力するコンパレータを有している。そして、コ
ンパレータから出力される過電流検出信号により、第
１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチをオフさせて過電流を
遮断する機能を有するものである。
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチであり、差動増幅手
段６が演算増幅器であり、比例電流出力手段７が、演算
増幅器の出力信号が制御端子に加えられるバイポーラト
ランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電
流監視手段８が、比例電流を受動抵抗により変換して得
た検出電圧と基準電圧との比較結果に応じて過電流検出
信号を出力するコンパレータを有している。そして、コ
ンパレータから出力される過電流検出信号により、第
１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチをオフさせて過電流を
遮断する機能を有するものである。
【００３４】請求項６記載の発明は、請求項１記載の過
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチであり、差動増幅手
段６が演算増幅器であり、比例電流出力手段７が、演算
増幅器の出力信号が制御端子に加えられるバイポーラト
ランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電
流監視手段８が、比例電流と基準電流との比較結果に応
じて過電流検出信号を出力する電流比較回路により構成
される。そして、電流比較回路から出力される過電流検
出信号により、第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチをオ
フさせて過電流を遮断する機能を有するものである。
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチであり、差動増幅手
段６が演算増幅器であり、比例電流出力手段７が、演算
増幅器の出力信号が制御端子に加えられるバイポーラト
ランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電
流監視手段８が、比例電流と基準電流との比較結果に応
じて過電流検出信号を出力する電流比較回路により構成
される。そして、電流比較回路から出力される過電流検
出信号により、第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチをオ
フさせて過電流を遮断する機能を有するものである。
【００３５】請求項７記載の発明は、請求項１記載の過
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチであり、差動増幅手
段６が第１の演算増幅器であり、比例電流出力手段７
が、第１の演算増幅器の出力信号が制御端子に加えられ
るバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジ
スタであり、電流監視手段８が、比例電流を受動抵抗に
より電圧に変換して得た検出電圧と基準電圧とを入力と
して過電流検出信号を出力すると共に、第１のＭＯＳＦ
ＥＴスイッチを流れる電流を一定値に制限するように動
作する第２の演算増幅器を有するものである。
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチであり、差動増幅手
段６が第１の演算増幅器であり、比例電流出力手段７
が、第１の演算増幅器の出力信号が制御端子に加えられ
るバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジ
スタであり、電流監視手段８が、比例電流を受動抵抗に
より電圧に変換して得た検出電圧と基準電圧とを入力と
して過電流検出信号を出力すると共に、第１のＭＯＳＦ
ＥＴスイッチを流れる電流を一定値に制限するように動
作する第２の演算増幅器を有するものである。
【００３６】請求項８記載の発明は、請求項５または７
記載の過電流検出回路において、基準電圧を、検出電圧
を得るための受動抵抗と同一成分により製造された（す
なわち同一の温度特性を有する）別の受動抵抗と基準電
流とにより発生させるものである。
記載の過電流検出回路において、基準電圧を、検出電圧
を得るための受動抵抗と同一成分により製造された（す
なわち同一の温度特性を有する）別の受動抵抗と基準電
流とにより発生させるものである。
【００３７】請求項９記載の発明は、請求項１記載の過
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチであり、差動増幅手
段６が演算増幅器であり、比例電流出力手段７が、演算
増幅器の出力信号が制御端子に加えられるバイポーラト
ランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電
流監視手段８が、比例電流と基準電流とを入力として過
電流検出信号を出力すると共に、第１のＭＯＳＦＥＴス
イッチを流れる電流を一定値に制限するように動作する
ノートンアンプ等の電流差動増幅器を有するものであ
る。
電流検出回路において、第１、第２の抵抗素子４，５が
第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチであり、差動増幅手
段６が演算増幅器であり、比例電流出力手段７が、演算
増幅器の出力信号が制御端子に加えられるバイポーラト
ランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電
流監視手段８が、比例電流と基準電流とを入力として過
電流検出信号を出力すると共に、第１のＭＯＳＦＥＴス
イッチを流れる電流を一定値に制限するように動作する
ノートンアンプ等の電流差動増幅器を有するものであ
る。
【００３８】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図２は本発明の第１実施形態を示してお
り、請求項２記載の発明の実施形態に相当する。この実
施形態は、図１における第１、第２の抵抗素子４，５と
して第１、第２の受動抵抗１２，１３を、差動増幅手段
６として演算増幅器１４を、比例電流出力手段７として
ＮＰＮトランジスタ１５を、電流監視手段８としてコン
パレータ１８、第３の受動抵抗１６、基準電圧源１７を
用いたものである。そして、抵抗１２の一端を演算増幅
器１４の負入力端子に接続すると共に、抵抗１３の一端
を正入力端子に接続して電流Ｉ1に比例する電流Ｉ2を取
り出している。電流監視回路の部分は、ＮＰＮトランジ
スタ１５のエミッタに接続された受動抵抗１６により比
例電流Ｉ2を電圧に変換し、この検出電圧をコンパレー
タ１８により基準電圧Ｖrefと比較して過電流状態を検
出する。なお、９は入力端子、１０は出力端子、１１は
過電流検出信号出力端子である。
態を説明する。図２は本発明の第１実施形態を示してお
り、請求項２記載の発明の実施形態に相当する。この実
施形態は、図１における第１、第２の抵抗素子４，５と
して第１、第２の受動抵抗１２，１３を、差動増幅手段
６として演算増幅器１４を、比例電流出力手段７として
ＮＰＮトランジスタ１５を、電流監視手段８としてコン
パレータ１８、第３の受動抵抗１６、基準電圧源１７を
用いたものである。そして、抵抗１２の一端を演算増幅
器１４の負入力端子に接続すると共に、抵抗１３の一端
を正入力端子に接続して電流Ｉ1に比例する電流Ｉ2を取
り出している。電流監視回路の部分は、ＮＰＮトランジ
スタ１５のエミッタに接続された受動抵抗１６により比
例電流Ｉ2を電圧に変換し、この検出電圧をコンパレー
タ１８により基準電圧Ｖrefと比較して過電流状態を検
出する。なお、９は入力端子、１０は出力端子、１１は
過電流検出信号出力端子である。
【００３９】この実施形態において、第３の受動抵抗１
６の抵抗値をＲとすると、前述した数式９が成り立つと
きにコンパレータ１８の出力が「High」レベルとなり、
電源供給線２００を流れる電流Ｉ1の過電流検出信号が
出力される。
６の抵抗値をＲとすると、前述した数式９が成り立つと
きにコンパレータ１８の出力が「High」レベルとなり、
電源供給線２００を流れる電流Ｉ1の過電流検出信号が
出力される。
【００４０】図３は本発明の第２実施形態であり、これ
も請求項２記載の発明の実施形態に相当する。この実施
形態は、図２におけるＮＰＮトランジスタ１５をＮチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴ１９に置き換えたものである。その
他の構成は図２と同様であり、同一部品には同一符号を
付してある。本実施形態から明らかなように、図１の比
例電流出力手段７はバイポーラトランジスタやＭＯＳＦ
ＥＴによって構成することができる。なお、図４以降の
各実施形態において、図１の比例電流出力手段７に相当
する部分にはすべてＭＯＳＦＥＴが用いられているが、
これらを図２のようにバイポーラトランジスタに置き換
えることも可能である。
も請求項２記載の発明の実施形態に相当する。この実施
形態は、図２におけるＮＰＮトランジスタ１５をＮチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴ１９に置き換えたものである。その
他の構成は図２と同様であり、同一部品には同一符号を
付してある。本実施形態から明らかなように、図１の比
例電流出力手段７はバイポーラトランジスタやＭＯＳＦ
ＥＴによって構成することができる。なお、図４以降の
各実施形態において、図１の比例電流出力手段７に相当
する部分にはすべてＭＯＳＦＥＴが用いられているが、
これらを図２のようにバイポーラトランジスタに置き換
えることも可能である。
【００４１】図３の実施形態に基づいて、電源供給線２
００の電流変化に対する検出感度及び検出精度を従来技
術（図１４）と比較しながら説明する。ここでは、図１
４におけるダイオード１２４を０．１〔Ｖ〕の電圧降下
のある電圧源に置き換えて考える。図１４、図３とも、
電源供給線２００の過電流検出用の抵抗１１４，１２の
抵抗値を０．１〔Ω〕として、過電流検出のしきい値Ｉ
overを１〔Ａ〕とする。
００の電流変化に対する検出感度及び検出精度を従来技
術（図１４）と比較しながら説明する。ここでは、図１
４におけるダイオード１２４を０．１〔Ｖ〕の電圧降下
のある電圧源に置き換えて考える。図１４、図３とも、
電源供給線２００の過電流検出用の抵抗１１４，１２の
抵抗値を０．１〔Ω〕として、過電流検出のしきい値Ｉ
overを１〔Ａ〕とする。
【００４２】いま、電源供給線２００の電流Ｉ1がしき
い値Ｉoverの１０％変化したときを考察すると、Ｉover
の１０％は１００〔ｍＡ〕である。従来の図１４の回路
では、１００〔ｍＡ〕の変化で抵抗１１４の電圧降下の
変化は１０〔ｍＶ〕である。一方、本実施形態の図３の
回路において、比例電流Ｉ2を電源供給線２００の電流
Ｉ1の１０，０００分の１にして抵抗１６の抵抗値を１
０〔ｋΩ〕にした場合、Ｉ1に１００〔ｍＡ〕の変化が
あるとＩ2は１０〔μＡ〕変化し、抵抗１６による電圧
変化は１００〔ｍＶ〕になる。図１４のコンパレータ１
２７及び図３のコンパレータ１８として同一の素子を使
用した場合、入力電圧の１０〔ｍＶ〕の変化と１００
〔ｍＶ〕の変化を検出するときには、コンパレータの反
応は１００〔ｍＶ〕の変化の方が良い。すなわち、本実
施形態によれば、従来よりも電源供給線２００の電流変
化に対する感度が良く、従って、検出精度を高めること
が可能である。なお、この効果は、図２の実施形態を始
めとして、図４以下の実施形態についても同様である。
い値Ｉoverの１０％変化したときを考察すると、Ｉover
の１０％は１００〔ｍＡ〕である。従来の図１４の回路
では、１００〔ｍＡ〕の変化で抵抗１１４の電圧降下の
変化は１０〔ｍＶ〕である。一方、本実施形態の図３の
回路において、比例電流Ｉ2を電源供給線２００の電流
Ｉ1の１０，０００分の１にして抵抗１６の抵抗値を１
０〔ｋΩ〕にした場合、Ｉ1に１００〔ｍＡ〕の変化が
あるとＩ2は１０〔μＡ〕変化し、抵抗１６による電圧
変化は１００〔ｍＶ〕になる。図１４のコンパレータ１
２７及び図３のコンパレータ１８として同一の素子を使
用した場合、入力電圧の１０〔ｍＶ〕の変化と１００
〔ｍＶ〕の変化を検出するときには、コンパレータの反
応は１００〔ｍＶ〕の変化の方が良い。すなわち、本実
施形態によれば、従来よりも電源供給線２００の電流変
化に対する感度が良く、従って、検出精度を高めること
が可能である。なお、この効果は、図２の実施形態を始
めとして、図４以下の実施形態についても同様である。
【００４３】図４は本発明の第３実施形態であり、請求
項３記載の発明の実施形態に相当する。比例電流Ｉ2の
取り出し回路は図３と同じであるが、電流監視回路部分
の基準電圧Ｖrefを、基準電流源２０と、受動抵抗１６
と同一の成分で製造した第４の受動抵抗２１とによって
得る点が異なっている。この実施形態では、上記基準電
圧Ｖrefと、比例電流Ｉ2及び抵抗１６により変換した検
出電圧とをコンパレータ１８で比較し、過電流を検出す
る。この実施形態のように基準電圧Ｖrefを基準電流Ｉ
refと抵抗２１とによって発生させる場合、基準電流Ｉ
refの温度変動が僅かであれば、基準電圧発生用の抵抗
２１と比例電流Ｉ2の検出用抵抗１６とが同一成分で製
造されていて同一の温度特性を有すると考えられるの
で、過電流検出精度の温度変動を小さくすることができ
る。
項３記載の発明の実施形態に相当する。比例電流Ｉ2の
取り出し回路は図３と同じであるが、電流監視回路部分
の基準電圧Ｖrefを、基準電流源２０と、受動抵抗１６
と同一の成分で製造した第４の受動抵抗２１とによって
得る点が異なっている。この実施形態では、上記基準電
圧Ｖrefと、比例電流Ｉ2及び抵抗１６により変換した検
出電圧とをコンパレータ１８で比較し、過電流を検出す
る。この実施形態のように基準電圧Ｖrefを基準電流Ｉ
refと抵抗２１とによって発生させる場合、基準電流Ｉ
refの温度変動が僅かであれば、基準電圧発生用の抵抗
２１と比例電流Ｉ2の検出用抵抗１６とが同一成分で製
造されていて同一の温度特性を有すると考えられるの
で、過電流検出精度の温度変動を小さくすることができ
る。
【００４４】図５は本発明の第４実施形態を示してお
り、請求項４記載の発明の実施形態に相当する。この実
施形態において、比例電流Ｉ2の取り出し回路は図３と
同じである。異なるのは、電流監視回路部分において、
比例電流Ｉ2と基準電流Ｉrefとを電流比較回路２２によ
り直接比較し、比例電流Ｉ2が基準電流Ｉrefより大きく
なった時に過電流を検出する点である。なお、図５では
簡略化した電流比較回路２２を用いており、Ｎチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ及びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴによって
構成されている。
り、請求項４記載の発明の実施形態に相当する。この実
施形態において、比例電流Ｉ2の取り出し回路は図３と
同じである。異なるのは、電流監視回路部分において、
比例電流Ｉ2と基準電流Ｉrefとを電流比較回路２２によ
り直接比較し、比例電流Ｉ2が基準電流Ｉrefより大きく
なった時に過電流を検出する点である。なお、図５では
簡略化した電流比較回路２２を用いており、Ｎチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴ及びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴによって
構成されている。
【００４５】図６は本発明の第５実施形態を示してお
り、請求項５記載の発明の実施形態に相当する。この実
施形態では、図１の第１の抵抗素子４としてＰチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３を用いると共に、比例電流
Ｉ2の取り出し用に、図１の第２の抵抗素子５としてＰ
チャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２４を用いている。そ
の他の構成は図３とほぼ同一であるが、この実施形態で
はコンパレータ１８の出力端子がスイッチ２３，２４の
ゲートに接続されている。ＭＯＳＦＥＴをスイッチとし
て使う場合、トランジスタがオンのときには線形領域で
動作していて、ドレイン−ソース電圧が変化しても抵抗
成分の値は一定となる。すなわち、受動抵抗とほぼ同じ
特性となっている。また、その抵抗値はトランジスタの
チップサイズにほぼ比例している。
り、請求項５記載の発明の実施形態に相当する。この実
施形態では、図１の第１の抵抗素子４としてＰチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３を用いると共に、比例電流
Ｉ2の取り出し用に、図１の第２の抵抗素子５としてＰ
チャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２４を用いている。そ
の他の構成は図３とほぼ同一であるが、この実施形態で
はコンパレータ１８の出力端子がスイッチ２３，２４の
ゲートに接続されている。ＭＯＳＦＥＴをスイッチとし
て使う場合、トランジスタがオンのときには線形領域で
動作していて、ドレイン−ソース電圧が変化しても抵抗
成分の値は一定となる。すなわち、受動抵抗とほぼ同じ
特性となっている。また、その抵抗値はトランジスタの
チップサイズにほぼ比例している。
【００４６】ここで、スイッチ２３，２４のサイズ比が
数式１０で示されるとする。なお、数式１０において、
（Ｗ／Ｌ）23はスイッチ２３のチップの（幅／長さ）を
示すサイズ比、（Ｗ／Ｌ）24はスイッチ２４のチップの
（幅／長さ）を示すサイズ比である。
数式１０で示されるとする。なお、数式１０において、
（Ｗ／Ｌ）23はスイッチ２３のチップの（幅／長さ）を
示すサイズ比、（Ｗ／Ｌ）24はスイッチ２４のチップの
（幅／長さ）を示すサイズ比である。
【００４７】
【数１０】（Ｗ／Ｌ）24＝１／ｎ・（Ｗ／Ｌ）23
【００４８】いま、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ
２３のオン状態の抵抗値をｒm1，ＰチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴスイッチ２４の抵抗値をｒm2とすると、ｒm1，ｒm2
の間には数式１１の関係が成り立つ。
２３のオン状態の抵抗値をｒm1，ＰチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴスイッチ２４の抵抗値をｒm2とすると、ｒm1，ｒm2
の間には数式１１の関係が成り立つ。
【００４９】
【数１１】ｒm2＝ｎ×ｒm1
【００５０】よって、図１の基本回路と同じ作用とな
り、電源供給線２００の電流Ｉ1に比例した電流Ｉ2を取
り出すことができる。また、電流監視回路部分は図３と
同一であるが、過電流検出信号であるコンパレータ１８
の出力端子をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，
２４の各ゲートに接続することにより、過電流検出時に
スイッチ２３，２４をオフして過電流を遮断し、スイッ
チ２３，２４や他の素子の破壊を防ぐことができる。
り、電源供給線２００の電流Ｉ1に比例した電流Ｉ2を取
り出すことができる。また、電流監視回路部分は図３と
同一であるが、過電流検出信号であるコンパレータ１８
の出力端子をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，
２４の各ゲートに接続することにより、過電流検出時に
スイッチ２３，２４をオフして過電流を遮断し、スイッ
チ２３，２４や他の素子の破壊を防ぐことができる。
【００５１】図７は本発明の第６実施形態であり、前後
するが請求項８記載の発明の実施形態に相当する。この
実施形態は、図６と同様にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴス
イッチ２４を用いて比例電流Ｉ2を取り出しており、電
流監視回路部分では図４と同様に基準電流源２０と受動
抵抗２１とによって基準電圧Ｖrefを作り出している。
この実施形態でも、図６と同様にコンパレータ１８の出
力端子をスイッチ２３，２４の各ゲートに接続して、過
電流検出時にこれらのスイッチ２３，２４をオフし、過
電流を遮断する。なお、受動抵抗１６，２１は同一の成
分によって製造されており、同一の温度特性を有するも
のである。
するが請求項８記載の発明の実施形態に相当する。この
実施形態は、図６と同様にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴス
イッチ２４を用いて比例電流Ｉ2を取り出しており、電
流監視回路部分では図４と同様に基準電流源２０と受動
抵抗２１とによって基準電圧Ｖrefを作り出している。
この実施形態でも、図６と同様にコンパレータ１８の出
力端子をスイッチ２３，２４の各ゲートに接続して、過
電流検出時にこれらのスイッチ２３，２４をオフし、過
電流を遮断する。なお、受動抵抗１６，２１は同一の成
分によって製造されており、同一の温度特性を有するも
のである。
【００５２】図８は本発明の第７実施形態であり、請求
項６記載の発明の実施形態に相当する。この実施形態
も、図６、図７と同様にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイ
ッチ２４を用いて比例電流Ｉ2を取り出しており、電流
監視回路部分では図５と同様に電流比較回路２２により
比例電流Ｉ2と基準電流Ｉrefとを直接比較している。ま
た、過電流検出信号出力端子１１をスイッチ２３，２４
の各ゲートに接続して、過電流検出時にこれらのスイッ
チ２３，２４をオフし、過電流を遮断する。
項６記載の発明の実施形態に相当する。この実施形態
も、図６、図７と同様にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイ
ッチ２４を用いて比例電流Ｉ2を取り出しており、電流
監視回路部分では図５と同様に電流比較回路２２により
比例電流Ｉ2と基準電流Ｉrefとを直接比較している。ま
た、過電流検出信号出力端子１１をスイッチ２３，２４
の各ゲートに接続して、過電流検出時にこれらのスイッ
チ２３，２４をオフし、過電流を遮断する。
【００５３】図９は本発明の第８実施形態であり、請求
項７記載の発明の実施形態に相当する。この実施形態
は、図６における電流監視回路部分のコンパレータ１８
を第２の演算増幅器２５（差動増幅手段としての演算増
幅器１４を第１の演算増幅器とする）に置き換え、過負
荷時に電源供給線２００の電流Ｉ1を過電流検出のしき
い値Ｉoverに抑制するように電流制限動作させるもので
ある。なお、２６は演算増幅器２５の出力端子と過電流
検出信号出力端子１１との間に接続された出力バッファ
である。
項７記載の発明の実施形態に相当する。この実施形態
は、図６における電流監視回路部分のコンパレータ１８
を第２の演算増幅器２５（差動増幅手段としての演算増
幅器１４を第１の演算増幅器とする）に置き換え、過負
荷時に電源供給線２００の電流Ｉ1を過電流検出のしき
い値Ｉoverに抑制するように電流制限動作させるもので
ある。なお、２６は演算増幅器２５の出力端子と過電流
検出信号出力端子１１との間に接続された出力バッファ
である。
【００５４】過負荷になって過電流が検出されると、演
算増幅器２５のフィードバック動作によりＰチャンネル
ＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４のゲート電圧が上昇
し、これらのスイッチ２３，２４は線形領域動作から飽
和領域動作に移る。このため、ドレイン−ソース電圧が
上昇しても電源供給線２００に一定電流Ｉoverを流すよ
うになる。従って、過負荷時に電流制限動作が実行され
る。この動作は、従来技術で取り上げた垂下型過電流保
護回路の動作と同様である。本実施形態における出力バ
ッファ２６は、演算増幅器２５の出力レベルが電源電圧
まで振れないようにするためのものである。
算増幅器２５のフィードバック動作によりＰチャンネル
ＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４のゲート電圧が上昇
し、これらのスイッチ２３，２４は線形領域動作から飽
和領域動作に移る。このため、ドレイン−ソース電圧が
上昇しても電源供給線２００に一定電流Ｉoverを流すよ
うになる。従って、過負荷時に電流制限動作が実行され
る。この動作は、従来技術で取り上げた垂下型過電流保
護回路の動作と同様である。本実施形態における出力バ
ッファ２６は、演算増幅器２５の出力レベルが電源電圧
まで振れないようにするためのものである。
【００５５】図１０は本発明の第９実施形態であり、請
求項８記載の発明の実施形態に相当する。この実施形態
では、図７の電流監視回路部分のコンパレータ１８を第
２の演算増幅器２５に置き換えることにより、図９と同
様な電流制限動作をする。また、図９と同様に過電流検
出信号を出力バッファ２６を介して出力させている。図
９の実施形態と異なるのは、演算増幅器２５の基準電圧
Ｖrefを、基準電流Ｉrefと受動抵抗２１とにより作り出
している点である。
求項８記載の発明の実施形態に相当する。この実施形態
では、図７の電流監視回路部分のコンパレータ１８を第
２の演算増幅器２５に置き換えることにより、図９と同
様な電流制限動作をする。また、図９と同様に過電流検
出信号を出力バッファ２６を介して出力させている。図
９の実施形態と異なるのは、演算増幅器２５の基準電圧
Ｖrefを、基準電流Ｉrefと受動抵抗２１とにより作り出
している点である。
【００５６】図１１は本発明の第１０実施形態であり、
請求項９記載の発明の実施形態に相当する。この実施形
態では、図８における電流比較回路２２を、ノートンア
ンプ２７を用いた電流比較回路２８に置き換えることで
図９と同様な電流制限動作をする。また、図９と同様に
過電流検出信号を出力バッファ２６を介して出力させて
いる。
請求項９記載の発明の実施形態に相当する。この実施形
態では、図８における電流比較回路２２を、ノートンア
ンプ２７を用いた電流比較回路２８に置き換えることで
図９と同様な電流制限動作をする。また、図９と同様に
過電流検出信号を出力バッファ２６を介して出力させて
いる。
【００５７】図６〜図１１の実施形態は、電源供給線２
００に挿入したＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３
のオン抵抗成分に着目してこれを過電流検出に利用して
いる。また、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，
２４が過電流によって破壊しないように、過電流検出回
路の出力信号により各スイッチ２３，２４を強制的に遮
断する保護機能を持った過電流保護回路を構成してい
る。電源の供給、遮断を行なうため、電源供給線２００
に低オン抵抗のトランジスタスイッチを挿入する場合
は、図６〜図１１のような回路にすることで電源の供
給、遮断のためのスイッチング機能とスイッチの保護機
能とを併せ持つことができる。電源の供給、遮断を行な
うスイッチでの電圧降下のロスは、トランジスタのオン
抵抗で決まるから、オン抵抗が極めて小さいトランジス
タを選ぶことにより、電圧降下のロスを低減することが
できる。
００に挿入したＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３
のオン抵抗成分に着目してこれを過電流検出に利用して
いる。また、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，
２４が過電流によって破壊しないように、過電流検出回
路の出力信号により各スイッチ２３，２４を強制的に遮
断する保護機能を持った過電流保護回路を構成してい
る。電源の供給、遮断を行なうため、電源供給線２００
に低オン抵抗のトランジスタスイッチを挿入する場合
は、図６〜図１１のような回路にすることで電源の供
給、遮断のためのスイッチング機能とスイッチの保護機
能とを併せ持つことができる。電源の供給、遮断を行な
うスイッチでの電圧降下のロスは、トランジスタのオン
抵抗で決まるから、オン抵抗が極めて小さいトランジス
タを選ぶことにより、電圧降下のロスを低減することが
できる。
【００５８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、極めて小
さい抵抗値を持つ受動抵抗やＭＯＳＦＥＴスイッチを用
いた場合にも、高精度かつ高感度に過電流を検出するこ
とができる。また、レギュレータや電源供給線の過電流
検出に用いる抵抗での電圧降下による電力損失を低減す
ることができる。更に、電源供給線に挿入されたＭＯＳ
ＦＥＴスイッチを過電流検出信号を用いてオフすること
により、過電流を確実に遮断してスイッチ等の素子を保
護することができる。
さい抵抗値を持つ受動抵抗やＭＯＳＦＥＴスイッチを用
いた場合にも、高精度かつ高感度に過電流を検出するこ
とができる。また、レギュレータや電源供給線の過電流
検出に用いる抵抗での電圧降下による電力損失を低減す
ることができる。更に、電源供給線に挿入されたＭＯＳ
ＦＥＴスイッチを過電流検出信号を用いてオフすること
により、過電流を確実に遮断してスイッチ等の素子を保
護することができる。
【図１】請求項１に記載した発明に対応する基本的な回
路構成図である。
路構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図５】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図６】本発明の第５実施形態を示す回路図である。
【図７】本発明の第６実施形態を示す回路図である。
【図８】本発明の第７実施形態を示す回路図である。
【図９】本発明の第８実施形態を示す回路図である。
【図１０】本発明の第９実施形態を示す回路図である。
【図１１】本発明の第１０実施形態を示す回路図であ
る。
る。
【図１２】従来技術を示す回路図である。
【図１３】従来技術を示す回路図である。
【図１４】従来技術を示す回路図である。
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ 過電流検出信号出力端子 ４ 第１の抵抗素子 ５ 第２の抵抗素子 ６ 差動増幅手段 ７ 比例電流出力手段 ８ 電流監視手段 ９ 入力端子 １０ 出力端子 １１ 過電流検出信号出力端子 １２，１３，１６，２１ 受動抵抗 １４，２５ 演算増幅器 １５ ＮＰＮトランジスタ １７ 基準電圧源 １８ コンパレータ １９ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ ２０ 基準電流源 ２２，２８ 電流比較回路 ２３，２４ ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ ２６ 出力バッファ ２７ ノートンアンプ ２００ 電源供給線
Claims (9)
- 【請求項１】 過電流検出対象である電流の経路の入力
端子と出力端子との間に接続された第１の抵抗素子と、 前記入力端子に一端が接続された第２の抵抗素子と、 第１の抵抗素子の前記出力端子側が一方の入力端子に接
続され、かつ、第２の抵抗素子の他端が他方の入力端子
に接続された差動増幅手段と、 この差動増幅手段の出力信号が加えられ、かつ、第２の
抵抗素子に直列接続されて第１の抵抗素子を流れる電流
に比例する大きさの比例電流を出力させる比例電流出力
手段と、 この比例電流出力手段から出力される比例電流を監視し
て第１の抵抗素子を流れる電流の過電流状態を検出する
電流監視手段と、 を備えたことを特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の過電流検出回路におい
て、 第１、第２の抵抗素子が第１、第２の受動抵抗であり、 前記差動増幅手段が演算増幅器であり、 前記比例電流出力手段が、前記演算増幅器の出力信号が
制御端子に加えられるトランジスタであり、 前記電流監視手段が、比例電流を第３の受動抵抗により
変換して得た検出電圧と基準電圧との比較結果に応じて
過電流検出信号を出力するコンパレータを有することを
特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項３】 請求項２記載の過電流検出回路におい
て、 前記基準電圧を、第３の受動抵抗と同一成分により製造
された第４の受動抵抗と基準電流とにより発生させるこ
とを特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項４】 請求項１記載の過電流検出回路におい
て、 第１、第２の抵抗素子が第１、第２の受動抵抗であり、 前記差動増幅手段が演算増幅器であり、 前記比例電流出力手段が、前記演算増幅器の出力信号が
制御端子に加えられるトランジスタであり、 前記電流監視手段が、比例電流と基準電流との比較結果
に応じて過電流検出信号を出力する電流比較回路である
ことを特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項５】 請求項１記載の過電流検出回路におい
て、 第１、第２の抵抗素子が第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイ
ッチであり、 前記差動増幅手段が演算増幅器であり、 前記比例電流出力手段が、前記演算増幅器の出力信号が
制御端子に加えられるトランジスタであり、 前記電流監視手段が、比例電流を受動抵抗により変換し
て得た検出電圧と基準電圧との比較結果に応じて過電流
検出信号を出力するコンパレータを有し、前記過電流検
出信号により第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチをオフ
させることを特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項６】 請求項１記載の過電流検出回路におい
て、 第１、第２の抵抗素子が第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイ
ッチであり、 前記差動増幅手段が演算増幅器であり、 前記比例電流出力手段が、前記演算増幅器の出力信号が
制御端子に加えられるトランジスタであり、 前記電流監視手段が、比例電流と基準電流との比較結果
に応じて過電流検出信号を出力する電流比較回路であ
り、前記過電流検出信号により第１、第２のＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチをオフさせることを特徴とする過電流検出回
路。 - 【請求項７】 請求項１記載の過電流検出回路におい
て、 第１、第２の抵抗素子が第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイ
ッチであり、 前記差動増幅手段が第１の演算増幅器であり、 前記比例電流出力手段が、前記演算増幅器の出力信号が
制御端子に加えられるトランジスタであり、 前記電流監視手段が、比例電流を受動抵抗により変換し
て得た検出電圧と基準電圧とを入力として過電流検出信
号を出力すると共に、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを流
れる電流を一定値に制限するように動作する第２の演算
増幅器を有することを特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項８】 請求項５または７記載の過電流検出回路
において、 前記基準電圧を、検出電圧を得るための受動抵抗と同一
成分により製造された別の受動抵抗と基準電流とにより
発生させることを特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項９】 請求項１記載の過電流検出回路におい
て、 第１、第２の抵抗素子が第１、第２のＭＯＳＦＥＴスイ
ッチであり、 前記差動増幅手段が演算増幅器であり、 前記比例電流出力手段が、前記演算増幅器の出力信号が
制御端子に加えられるトランジスタであり、 前記電流監視手段が、比例電流と基準電流とを入力とし
て過電流検出信号を出力すると共に、第１のＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチを流れる電流を一定値に制限するように動作
する電流差動増幅器を有することを特徴とする過電流検
出回路。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09169973A JP3101998B2 (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | 過電流検出回路 |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09169973A JP3101998B2 (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | 過電流検出回路 |
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|---|---|
| JPH1118277A true JPH1118277A (ja) | 1999-01-22 |
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ID=15896247
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|---|---|---|---|
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| KR101332941B1 (ko) * | 2012-07-01 | 2013-12-02 | 박근철 | 변류기와 mosfet를 이용한 대기전력차단기의 전류 검출 방법 |
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-
1998
- 1998-06-04 US US09/090,259 patent/US5892647A/en not_active Expired - Fee Related
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