JP3101998B2 - 過電流検出回路 - Google Patents
過電流検出回路Info
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
- G05F1/573—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
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- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体集積回路等
に内蔵可能な過電流検出回路に関し、特に、電源装置の
過負荷時に電源回路を保護するために電源供給線を流れ
る電流の過電流状態を検出し、かつ負荷電流を制限する
過電流検出回路に関する。
に内蔵可能な過電流検出回路に関し、特に、電源装置の
過負荷時に電源回路を保護するために電源供給線を流れ
る電流の過電流状態を検出し、かつ負荷電流を制限する
過電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電源供給線の過電流検出方法としては、
電源供給線に抵抗を挿入し、この抵抗を流れる電流によ
る電圧降下を監視するのが一般的である。この方法に基
づく従来の過電流検出回路の具体例を、図４、図５に示
す。
電源供給線に抵抗を挿入し、この抵抗を流れる電流によ
る電圧降下を監視するのが一般的である。この方法に基
づく従来の過電流検出回路の具体例を、図４、図５に示
す。
【０００３】図４は一般的なシリーズレギュレータであ
り、抵抗１１４及びトランジスタ１１５により構成され
た部分が過電流を検出する。この過電流検出部１１３
は、垂下型過電流保護回路と呼ばれている。電源供給線
２００を流れる電流Ｉ1が過電流となるしきい値をＩ
overとすると、電流Ｉ1がしきい値Ｉoverを超えたとき
に抵抗１１４の電圧降下がトランジスタ１１５のベース
−エミッタ間電圧Ｖbeより大きくなり、トランジスタ１
１５が動作してコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが下が
る。これにより、電源供給用のトランジスタ１１６のベ
ース電圧は下がり、コレクタに流れる電流Ｉ1の変化が
少なくなってトランジスタ１１６のコレクタ−エミッタ
間電圧Ｖceが上昇する。つまり、出力電圧が低下する。
従って、過電流検出部１１３は、トランジスタ１１６の
コレクタを流れる電流Ｉ1を制限し、過電流によるトラ
ンジスタ１１６の破壊を保護する機能がある。なお、図
４において、１１１は入力端子、１１２は出力端子、１
１７，１１８は分圧抵抗、１１９は基準電圧源、１２０
は演算増幅器である。
り、抵抗１１４及びトランジスタ１１５により構成され
た部分が過電流を検出する。この過電流検出部１１３
は、垂下型過電流保護回路と呼ばれている。電源供給線
２００を流れる電流Ｉ1が過電流となるしきい値をＩ
overとすると、電流Ｉ1がしきい値Ｉoverを超えたとき
に抵抗１１４の電圧降下がトランジスタ１１５のベース
−エミッタ間電圧Ｖbeより大きくなり、トランジスタ１
１５が動作してコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが下が
る。これにより、電源供給用のトランジスタ１１６のベ
ース電圧は下がり、コレクタに流れる電流Ｉ1の変化が
少なくなってトランジスタ１１６のコレクタ−エミッタ
間電圧Ｖceが上昇する。つまり、出力電圧が低下する。
従って、過電流検出部１１３は、トランジスタ１１６の
コレクタを流れる電流Ｉ1を制限し、過電流によるトラ
ンジスタ１１６の破壊を保護する機能がある。なお、図
４において、１１１は入力端子、１１２は出力端子、１
１７，１１８は分圧抵抗、１１９は基準電圧源、１２０
は演算増幅器である。
【０００４】図５は図４と同様なシリーズレギュレータ
であり、過電流検出部の回路構成が異なっている。過電
流検出部１２１は、トランジスタ１１５及び抵抗１１
４，１２２，１２３によって構成されており、フの字型
過電流保護回路と呼ばれている。過電流検出動作は図４
の回路とほぼ同じであり、抵抗１１４の電圧降下により
トランジスタ１１５が動作し、電源供給用のトランジス
タ１１６のベース電圧が低下する。これにより出力電圧
が低下するが、更に抵抗１２２，１２３の働きで電流Ｉ
1が減少し、トランジスタ１１６を過電流による破壊か
ら保護している。
であり、過電流検出部の回路構成が異なっている。過電
流検出部１２１は、トランジスタ１１５及び抵抗１１
４，１２２，１２３によって構成されており、フの字型
過電流保護回路と呼ばれている。過電流検出動作は図４
の回路とほぼ同じであり、抵抗１１４の電圧降下により
トランジスタ１１５が動作し、電源供給用のトランジス
タ１１６のベース電圧が低下する。これにより出力電圧
が低下するが、更に抵抗１２２，１２３の働きで電流Ｉ
1が減少し、トランジスタ１１６を過電流による破壊か
ら保護している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】出力側と入力側との間
で１Ｖまたはそれ以下の電圧降下が要求されているレギ
ュレータに内蔵された電源供給用のトランジスタを保護
する場合や、電源供給線に挿入されたオン／オフ用のス
イッチングトランジスタを保護する場合等は、図４，図
５に示したような抵抗の電圧降下による過電流検出は難
しくなる。その理由として次の２点を挙げることができ
る。
で１Ｖまたはそれ以下の電圧降下が要求されているレギ
ュレータに内蔵された電源供給用のトランジスタを保護
する場合や、電源供給線に挿入されたオン／オフ用のス
イッチングトランジスタを保護する場合等は、図４，図
５に示したような抵抗の電圧降下による過電流検出は難
しくなる。その理由として次の２点を挙げることができ
る。
【０００６】まず１点目として、トランジスタの電圧降
下を考慮すると、このトランジスタに直列接続された抵
抗の過電流検出時の電圧降下を０．５〔Ｖ〕以下にする
必要があり、バイポーラトランジスタのベース−エミッ
タ間電圧Ｖbeやダイオードの順方向電圧Ｖfを基準の電
圧として使用できなくなることで、ある程度の精度を有
する基準電圧が得られなくなる。２点目として、抵抗の
電圧降下を低くするため、出力電流が数１００〔ｍＡ〕
以上になるとき抵抗値を１〔Ω〕以下に設定するので、
出力電流の僅かな変化に対して抵抗の電圧降下がほとん
ど変化しなくなり、過電流検出の感度が悪くなる。
下を考慮すると、このトランジスタに直列接続された抵
抗の過電流検出時の電圧降下を０．５〔Ｖ〕以下にする
必要があり、バイポーラトランジスタのベース−エミッ
タ間電圧Ｖbeやダイオードの順方向電圧Ｖfを基準の電
圧として使用できなくなることで、ある程度の精度を有
する基準電圧が得られなくなる。２点目として、抵抗の
電圧降下を低くするため、出力電流が数１００〔ｍＡ〕
以上になるとき抵抗値を１〔Ω〕以下に設定するので、
出力電流の僅かな変化に対して抵抗の電圧降下がほとん
ど変化しなくなり、過電流検出の感度が悪くなる。
【０００７】以上の２点の理由により、抵抗の電圧降下
による過電流検出は、一般に検出精度が悪く、バラツキ
が生じ易いという問題がある。更に、電源供給用のトラ
ンジスタやスイッチングトランジスタ自体のオン抵抗が
過電流検出用の抵抗より小さい場合、過電流検出用の抵
抗の大きさがトランジスタを含んだ全体の電圧降下に影
響し、抵抗による電圧降下のロスが大きくなるという問
題がある。
による過電流検出は、一般に検出精度が悪く、バラツキ
が生じ易いという問題がある。更に、電源供給用のトラ
ンジスタやスイッチングトランジスタ自体のオン抵抗が
過電流検出用の抵抗より小さい場合、過電流検出用の抵
抗の大きさがトランジスタを含んだ全体の電圧降下に影
響し、抵抗による電圧降下のロスが大きくなるという問
題がある。
【０００８】そこで本発明は、従来よりも検出精度の高
い過電流検出回路を提供しようとするものである。ま
た、本発明は、電力損失の少ない過電流検出回路を実現
しようとするものである。
い過電流検出回路を提供しようとするものである。ま
た、本発明は、電力損失の少ない過電流検出回路を実現
しようとするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、入力端子と出力端子との間
の電源供給線に第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを挿入し、
このＭＯＳＦＥＴスイッチの入力端子側に第２のＭＯＳ
ＦＥＴスイッチの一端を接続する。そして、これらの第
１，第２のＭＯＳＦＥＴスイッチの他端を差動増幅手段
の二入力端子に各々接続する。また、第２のＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチに接続された差動増幅手段の一方の入力端子
に、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチと直列になるようにト
ランジスタ等からなる比例電流出力手段を接続し、その
制御端子に差動増幅手段の出力端子を接続する。更に、
比例電流出力手段の出力側に電流監視手段を接続し、こ
の手段により過電流検出を行なう。
め、請求項１記載の発明は、入力端子と出力端子との間
の電源供給線に第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを挿入し、
このＭＯＳＦＥＴスイッチの入力端子側に第２のＭＯＳ
ＦＥＴスイッチの一端を接続する。そして、これらの第
１，第２のＭＯＳＦＥＴスイッチの他端を差動増幅手段
の二入力端子に各々接続する。また、第２のＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチに接続された差動増幅手段の一方の入力端子
に、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチと直列になるようにト
ランジスタ等からなる比例電流出力手段を接続し、その
制御端子に差動増幅手段の出力端子を接続する。更に、
比例電流出力手段の出力側に電流監視手段を接続し、こ
の手段により過電流検出を行なう。
【００１０】上記のように構成された過電流検出回路に
おいて、請求項１記載の発明では、差動増幅手段が差動
増幅器であり、比例電流出力手段が、差動増幅器の出力
信号が制御端子に加えられるバイポーラトランジスタ、
ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電流監視手段
が、比例電流を受動抵抗により電圧に変換して得た検出
電圧と基準電圧とを入力として過電流検出信号を出力す
ると共に、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを流れる電流を
一定値に制限するように動作する演算増幅器を有し、こ
の演算増幅器の出力をロジックの電圧に変換するバッフ
ァ回路によって過電流検出信号を出力するものである。
おいて、請求項１記載の発明では、差動増幅手段が差動
増幅器であり、比例電流出力手段が、差動増幅器の出力
信号が制御端子に加えられるバイポーラトランジスタ、
ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電流監視手段
が、比例電流を受動抵抗により電圧に変換して得た検出
電圧と基準電圧とを入力として過電流検出信号を出力す
ると共に、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを流れる電流を
一定値に制限するように動作する演算増幅器を有し、こ
の演算増幅器の出力をロジックの電圧に変換するバッフ
ァ回路によって過電流検出信号を出力するものである。
【００１１】請求項２記載の発明は、請求項１記載の過
電流検出回路において、基準電圧を、検出電圧を得るた
めの受動抵抗と同一成分により製造された（すなわち同
一の温度特性を有する）別の受動抵抗と基準電流とによ
り発生させるものである。
電流検出回路において、基準電圧を、検出電圧を得るた
めの受動抵抗と同一成分により製造された（すなわち同
一の温度特性を有する）別の受動抵抗と基準電流とによ
り発生させるものである。
【００１２】請求項３記載の発明は、入力端子と出力端
子との間の電源供給線に第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを
挿入し、このＭＯＳＦＥＴスイッチの入力端子側に第２
のＭＯＳＦＥＴスイッチの一端を接続する。そして、こ
れらの第１，第２のＭＯＳＦＥＴスイッチの他端を差動
増幅手段の二入力端子に各々接続する。また、第２のＭ
ＯＳＦＥＴスイッチに接続された差動増幅手段の一方の
入力端子に、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチと直列になる
ようにトランジスタ等からなる比例電流出力手段を接続
し、その制御端子に差動増幅手段の出力端子を接続す
る。更に、比例電流出力手段の出力側に電流監視手段を
接続し、この手段により過電流検出を行なう。
子との間の電源供給線に第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを
挿入し、このＭＯＳＦＥＴスイッチの入力端子側に第２
のＭＯＳＦＥＴスイッチの一端を接続する。そして、こ
れらの第１，第２のＭＯＳＦＥＴスイッチの他端を差動
増幅手段の二入力端子に各々接続する。また、第２のＭ
ＯＳＦＥＴスイッチに接続された差動増幅手段の一方の
入力端子に、第２のＭＯＳＦＥＴスイッチと直列になる
ようにトランジスタ等からなる比例電流出力手段を接続
し、その制御端子に差動増幅手段の出力端子を接続す
る。更に、比例電流出力手段の出力側に電流監視手段を
接続し、この手段により過電流検出を行なう。
【００１３】上記のように構成された過電流検出回路に
おいて、請求項３に記載された発明では、差動増幅手段
が差動増幅器であり、比例電流出力手段が、演算増幅器
の出力信号が制御端子に加えられるバイポーラトランジ
スタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電流監視
手段が、比例電流と基準電流とを入力として、第１のＭ
ＯＳＦＥＴスイッチを流れる電流を一定値に制限するよ
うに動作するノートンアンプ等の電流差動増幅器を有
し、この電流差動増幅器の出力をロジックの電圧に変換
するバッファ回路によって過電流検出信号を出力するも
のである。
おいて、請求項３に記載された発明では、差動増幅手段
が差動増幅器であり、比例電流出力手段が、演算増幅器
の出力信号が制御端子に加えられるバイポーラトランジ
スタ、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタであり、電流監視
手段が、比例電流と基準電流とを入力として、第１のＭ
ＯＳＦＥＴスイッチを流れる電流を一定値に制限するよ
うに動作するノートンアンプ等の電流差動増幅器を有
し、この電流差動増幅器の出力をロジックの電圧に変換
するバッファ回路によって過電流検出信号を出力するも
のである。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１〜図３に示したトランジスタ
（ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４）のサ
イズ比により、電源供給線（過電流検出対象である電流
の経路）２００の電流Ｉ1に比例した電流Ｉ2を取り出す
ことができる。電流Ｉ1とＩ2の関係は、数式１となる。
ここで、ｎはＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４を抵抗素
子として考えた場合のチップサイズに応じたサイズ比
（各ＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４のトランジスタの
幅／長さ）の比である。上記サイズ比については後述す
る。
態を説明する。まず、図１〜図３に示したトランジスタ
（ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４）のサ
イズ比により、電源供給線（過電流検出対象である電流
の経路）２００の電流Ｉ1に比例した電流Ｉ2を取り出す
ことができる。電流Ｉ1とＩ2の関係は、数式１となる。
ここで、ｎはＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４を抵抗素
子として考えた場合のチップサイズに応じたサイズ比
（各ＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４のトランジスタの
幅／長さ）の比である。上記サイズ比については後述す
る。
【００１５】
【数１】Ｉ2＝Ｉ1／ｎ
【００１６】図１は請求項１記載の発明の実施形態に相
当する。入力端子９と出力端子１０との間の電源供給線
２００には第１のＭＯＳＦＥＴスイッチとしてＰチャン
ネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３が接続され、その入力端
子９側の一端（ソース）には第２のＭＯＳＦＥＴスイッ
チとしてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２４の一端
（ソース）が接続されている。これらのＭＯＳＦＥＴス
イッチ２３，２４の他端（ドレイン）はそれぞれ差動増
幅器１４の二入力端子に接続されている。
当する。入力端子９と出力端子１０との間の電源供給線
２００には第１のＭＯＳＦＥＴスイッチとしてＰチャン
ネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３が接続され、その入力端
子９側の一端（ソース）には第２のＭＯＳＦＥＴスイッ
チとしてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２４の一端
（ソース）が接続されている。これらのＭＯＳＦＥＴス
イッチ２３，２４の他端（ドレイン）はそれぞれ差動増
幅器１４の二入力端子に接続されている。
【００１７】差動増幅器１４の出力端子は比例電流出力
手段としてのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１９のゲートに
接続され、そのソースは差動増幅器１４の非反転入力端
子に接続されていると共に、ドレインは受動抵抗１６を
介して接地されている。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１９のドレインは演算増幅器２５の非反転入力端子に
接続され、その反転入力端子には基準電圧源１７の基準
電圧Ｖrefが加えられている。更に、演算増幅器２５の
出力端子はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２
４のゲートに接続されている。
手段としてのＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１９のゲートに
接続され、そのソースは差動増幅器１４の非反転入力端
子に接続されていると共に、ドレインは受動抵抗１６を
介して接地されている。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１９のドレインは演算増幅器２５の非反転入力端子に
接続され、その反転入力端子には基準電圧源１７の基準
電圧Ｖrefが加えられている。更に、演算増幅器２５の
出力端子はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２
４のゲートに接続されている。
【００１８】演算増幅器２５は電流監視手段の主要部を
構成しており、電流Ｉ1に比例する電流Ｉ2と受動抵抗１
６とによって発生する電圧と基準電圧Ｖrefとを比較
し、過負荷による過電流検出時には、電源供給線２００
の電流Ｉ1を過電流検出のしきい値Ｉover以下に抑制す
るように電流制限動作させる。なお、２６は演算増幅器
２５の出力端子と過電流検出信号出力端子１１との間に
接続された出力バッファである。
構成しており、電流Ｉ1に比例する電流Ｉ2と受動抵抗１
６とによって発生する電圧と基準電圧Ｖrefとを比較
し、過負荷による過電流検出時には、電源供給線２００
の電流Ｉ1を過電流検出のしきい値Ｉover以下に抑制す
るように電流制限動作させる。なお、２６は演算増幅器
２５の出力端子と過電流検出信号出力端子１１との間に
接続された出力バッファである。
【００１９】図１の回路において、過負荷により電流Ｉ
1が過電流になると、演算増幅器２５のフィードバック
動作によりＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２
４のゲート電圧が上昇し、これらのスイッチ２３，２４
は線形領域動作から飽和領域動作に移る。このため、各
スイッチ２３，２４のドレイン−ソース電圧が上昇して
も電源供給線２００に一定電流Ｉoverを流すようにな
る。
1が過電流になると、演算増幅器２５のフィードバック
動作によりＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２
４のゲート電圧が上昇し、これらのスイッチ２３，２４
は線形領域動作から飽和領域動作に移る。このため、各
スイッチ２３，２４のドレイン−ソース電圧が上昇して
も電源供給線２００に一定電流Ｉoverを流すようにな
る。
【００２０】以下、動作を詳細に説明する。Ｐチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４のサイズ比が数式２
で示されていたとする。なお、数式１０において、（Ｗ
／Ｌ）23はスイッチ２３のトランジスタの（幅／長さ）
を示すサイズ比、（Ｗ／Ｌ）24はスイッチ２４のトラン
ジスタの（幅／長さ）を示すサイズ比である。
ルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２４のサイズ比が数式２
で示されていたとする。なお、数式１０において、（Ｗ
／Ｌ）23はスイッチ２３のトランジスタの（幅／長さ）
を示すサイズ比、（Ｗ／Ｌ）24はスイッチ２４のトラン
ジスタの（幅／長さ）を示すサイズ比である。
【００２１】
【数２】（Ｗ／Ｌ）24＝１／ｎ・（Ｗ／Ｌ）23
【００２２】ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，
２４のサイズ比により、電源供給線２００の電流Ｉ1に
比例した電流Ｉ2を取り出すことができる。電流Ｉ1，Ｉ
2の関係は前記数式１によって表される。電源供給線２
００の負荷電流Ｉ1が過電流しきい値Ｉoverに達した場
合、電流Ｉ1に比例した電流Ｉ2は、数式３となる。
２４のサイズ比により、電源供給線２００の電流Ｉ1に
比例した電流Ｉ2を取り出すことができる。電流Ｉ1，Ｉ
2の関係は前記数式１によって表される。電源供給線２
００の負荷電流Ｉ1が過電流しきい値Ｉoverに達した場
合、電流Ｉ1に比例した電流Ｉ2は、数式３となる。
【００２３】
【数３】Ｉ2＝Ｉover／ｎ＝Ｉdet
【００２４】電源供給線２００にＩover以上の電流が流
れようとすると、演算増幅器２５の作用により、以下の
数式４が成り立つようにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイ
ッチ２３，２４のゲート電極を制御し、ＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴスイッチ２３の電流値をＩoverに制限する。
れようとすると、演算増幅器２５の作用により、以下の
数式４が成り立つようにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイ
ッチ２３，２４のゲート電極を制御し、ＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴスイッチ２３の電流値をＩoverに制限する。
【００２５】
【数４】Ｉ2・Ｒ＝（Ｉover／ｎ）・Ｒ＝Ｖref
【００２６】従って、過負荷時に電流制限動作が実行さ
れる。この動作は、従来技術で取り上げた垂下型過電流
保護回路の動作と同様である。更に、この実施形態で
は、演算増幅器２５の出力をバッファ２６によりロジッ
クの電圧レベルに変換し、出力端子１１から過電流検出
信号を出力する。
れる。この動作は、従来技術で取り上げた垂下型過電流
保護回路の動作と同様である。更に、この実施形態で
は、演算増幅器２５の出力をバッファ２６によりロジッ
クの電圧レベルに変換し、出力端子１１から過電流検出
信号を出力する。
【００２７】図２は、請求項２に記載した発明の実施形
態に相当する。この実施形態では、図１の実施形態に対
して、演算増幅器２５の基準電圧Ｖre fを、基準電流源
２０による基準電流Ｉrefと受動抵抗２１とによって作
り出している点が異なっている。なお、受動抵抗１６，
２１は同一成分により製造されていて同一の温度特性を
有している。本実施形態の他の構成及び動作は図１の実
施形態と同一であるため、説明を省略する。
態に相当する。この実施形態では、図１の実施形態に対
して、演算増幅器２５の基準電圧Ｖre fを、基準電流源
２０による基準電流Ｉrefと受動抵抗２１とによって作
り出している点が異なっている。なお、受動抵抗１６，
２１は同一成分により製造されていて同一の温度特性を
有している。本実施形態の他の構成及び動作は図１の実
施形態と同一であるため、説明を省略する。
【００２８】図３は、請求項３に記載した発明の実施形
態に相当する。この実施形態では、図１の電流監視手段
を、電流Ｉ1に比例する電流Ｉ2と基準電流源２０の基準
電流Ｉrefとを比較する電流差動増幅器としてのノート
ンアンプ２７に置き換えて電流制限動作を行う。過負荷
時には、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３の電流
が一定値Ｉoverとなり、電流Ｉ2が基準電流Ｉrefと等し
くなるようにノートンアンプ２７がＰチャンネルＭＯＳ
ＦＥＴスイッチ２３，２４を制御する。また、ノートン
アンプ２７の出力をバッファ２６によりロジックの電圧
レベルに変換して、過電流検出信号を出力する。
態に相当する。この実施形態では、図１の電流監視手段
を、電流Ｉ1に比例する電流Ｉ2と基準電流源２０の基準
電流Ｉrefとを比較する電流差動増幅器としてのノート
ンアンプ２７に置き換えて電流制限動作を行う。過負荷
時には、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３の電流
が一定値Ｉoverとなり、電流Ｉ2が基準電流Ｉrefと等し
くなるようにノートンアンプ２７がＰチャンネルＭＯＳ
ＦＥＴスイッチ２３，２４を制御する。また、ノートン
アンプ２７の出力をバッファ２６によりロジックの電圧
レベルに変換して、過電流検出信号を出力する。
【００２９】図１〜図３の実施形態は、電源供給線２０
０に挿入したＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３の
オン抵抗成分に着目してこれを過電流検出に利用してい
る。また、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２
４が過電流によって破壊しないように、演算増幅器２５
や電流差動増幅器（ノートンアンプ２７）の出力信号に
より各スイッチ２３，２４を一定電流値に制限する電流
制限保護機能を持った過電流保護回路を構成している。
０に挿入したＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３の
オン抵抗成分に着目してこれを過電流検出に利用してい
る。また、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ２３，２
４が過電流によって破壊しないように、演算増幅器２５
や電流差動増幅器（ノートンアンプ２７）の出力信号に
より各スイッチ２３，２４を一定電流値に制限する電流
制限保護機能を持った過電流保護回路を構成している。
【００３０】電源の供給、遮断を行なうため、電源供給
線２００に低オン抵抗のトランジスタスイッチを挿入す
る場合は、図１〜図３のような回路にすることで電源の
供給、遮断のためのスイッチング機能と電流制限による
スイッチの保護機能とを併せ持つことができる。電源の
供給、遮断を行なうスイッチにおける電圧降下のロスは
トランジスタのオン抵抗で決まるから、オン抵抗が極め
て小さいトランジスタを選ぶことにより、電圧降下のロ
スを低減することができる。
線２００に低オン抵抗のトランジスタスイッチを挿入す
る場合は、図１〜図３のような回路にすることで電源の
供給、遮断のためのスイッチング機能と電流制限による
スイッチの保護機能とを併せ持つことができる。電源の
供給、遮断を行なうスイッチにおける電圧降下のロスは
トランジスタのオン抵抗で決まるから、オン抵抗が極め
て小さいトランジスタを選ぶことにより、電圧降下のロ
スを低減することができる。
【００３１】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、極めて小
さい抵抗値を持つＭＯＳＦＥＴスイッチを用いた場合に
も、高精度かつ高感度に過電流を検出することができ
る。また、レギュレータや電源供給線の過電流検出に用
いるＭＯＳＦＥＴスイッチでの電圧降下による電力損失
を低減することができる。更に、電源供給線に挿入され
たＭＯＳＦＥＴスイッチを電流制限することにより、過
電流によるスイッチ等の素子の破壊を保護することがで
きる。
さい抵抗値を持つＭＯＳＦＥＴスイッチを用いた場合に
も、高精度かつ高感度に過電流を検出することができ
る。また、レギュレータや電源供給線の過電流検出に用
いるＭＯＳＦＥＴスイッチでの電圧降下による電力損失
を低減することができる。更に、電源供給線に挿入され
たＭＯＳＦＥＴスイッチを電流制限することにより、過
電流によるスイッチ等の素子の破壊を保護することがで
きる。
【図１】 本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】 本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図３】 本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図４】 従来技術を示す回路図である。
【図５】 従来技術を示す回路図である。
９ 入力端子 １０ 出力端子 １１ 過電流検出信号出力端子 １４ 差動増幅器 １６，２１ 受動抵抗 １７ 基準電圧源 １９ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ ２０ 基準電流源 ２３，２４ ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチ ２５ 演算増幅器 ２６ 出力バッファ ２７ ノートンアンプ ２００ 電源供給線
Claims (3)
- 【請求項１】 過電流検出対象である電流の経路の入力
端子と出力端子との間に接続された第１のＭＯＳＦＥＴ
スイッチと、 前記入力端子に一端が接続された第２のＭＯＳＦＥＴス
イッチと、 第１のＭＯＳＦＥＴスイッチの前記出力端子側が一方の
入力端子に接続され、かつ、第２のＭＯＳＦＥＴスイッ
チの他端が他方の入力端子に接続された差動増幅手段
と、 この差動増幅手段の出力信号が加えられ、かつ、第２の
ＭＯＳＦＥＴスイッチに直列接続されて第１のＭＯＳＦ
ＥＴスイッチを流れる電流に比例する大きさの比例電流
を出力させる比例電流出力手段と、 この比例電流出力手段から出力される比例電流を監視し
て第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを流れる電流の過電流状
態を検出する電流監視手段と、 を備えた過電流検出回路において、 前記差動増幅手段が差動増幅器であり、 前記比例電流出力手段が、前記差動増幅器の出力信号が
制御端子に加えられるトランジスタであり、 前記電流監視手段が、比例電流を受動抵抗により変換し
て得た検出電圧と基準電圧とを入力として過電流検出信
号を出力すると共に、第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを流
れる電流を一定値に制限するように動作する演算増幅器
を有し、 前記演算増幅器の出力側にその出力をロジックの電圧レ
ベルに変換するバッファ回路を接続して過電流検出信号
を出力させる ことを特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の過電流検出回路におい
て、前記基準電圧を、検出電圧を得るための受動抵抗と同一
成分により製造された別の受動抵抗と基準電流とにより
発生させる ことを特徴とする過電流検出回路。 - 【請求項３】 過電流検出対象である電流の経路の入力
端子と出力端子との間に接続された第１のＭＯＳＦＥＴ
スイッチと、 前記入力端子に一端が接続された第２のＭＯＳＦＥＴス
イッチと、 第１のＭＯＳＦＥＴスイッチの前記出力端子側が一方の
入力端子に接続され、かつ、第２のＭＯＳＦＥＴスイッ
チの他端が他方の入力端子に接続された差動増幅手段
と、 この差動増幅手段の出力信号が加えられ、かつ、第２の
ＭＯＳＦＥＴスイッチに直列接続されて第１のＭＯＳＦ
ＥＴスイッチを流れる電流に比例する大きさの比例電流
を出力させる比例電流出力手段と、 この比例電流出力手段から出力される比例電流を監視し
て第１のＭＯＳＦＥＴスイッチを流れる電流の過電流状
態を検出する電流監視手段と、 を備えた過電流検出回路において、 前記差動増幅手段が差動増幅器であり、 前記比例電流出力手段が、前記差動増幅器の出力信号が
制御端子に加えられるトランジスタであり、 前記電流監視手段が、比例電流と基準電流とを入力とし
て過電流検出信号を出力すると共に、第１のＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチを流れる電流を一定値に制限するように動作
する電流差動増幅器を有し、 前記電流差動増幅器の出力側にその出力をロジックの電
圧レベルに変換するバッファ回路を接続して過電流検出
信号を出力 させることを特徴とする過電流検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09169973A JP3101998B2 (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | 過電流検出回路 |
| US09/090,259 US5892647A (en) | 1997-06-26 | 1998-06-04 | Overcurrent detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09169973A JP3101998B2 (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | 過電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118277A JPH1118277A (ja) | 1999-01-22 |
| JP3101998B2 true JP3101998B2 (ja) | 2000-10-23 |
Family
ID=15896247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09169973A Expired - Lifetime JP3101998B2 (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | 過電流検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5892647A (ja) |
| JP (1) | JP3101998B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9087714B2 (en) | 2010-09-01 | 2015-07-21 | Ricoh Electronic Devices Co., Ltd. | Semiconductor integrated circuit and semiconductor integrated circuit apparatus |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6570748B2 (en) | 2000-07-13 | 2003-05-27 | Sipex Corporation | Method and apparatus for indicating an over-current condition |
| JP2002182757A (ja) * | 2000-12-19 | 2002-06-26 | Tokai Rika Co Ltd | 入力異常検出機能を有する入力回路及び制御装置 |
| CN100521437C (zh) * | 2002-04-24 | 2009-07-29 | 三洋电机株式会社 | 装有过流保护电路的混合集成电路装置 |
| JP3739361B2 (ja) * | 2003-02-26 | 2006-01-25 | ローム株式会社 | 半導体集積回路装置 |
| EP1604440B1 (en) * | 2003-03-14 | 2016-06-15 | ABB Technology AG | Electronic circuit breaker |
| US6956727B1 (en) * | 2004-01-21 | 2005-10-18 | Analog Devices, Inc. | High side current monitor with extended voltage range |
| US20050275371A1 (en) * | 2004-06-15 | 2005-12-15 | Bersiek Shamel A | Current monitor |
| FR2874138A1 (fr) * | 2004-08-06 | 2006-02-10 | St Microelectronics Sa | Regulation d'une alimentation a decoupage |
| TW200727561A (en) * | 2006-01-03 | 2007-07-16 | Wistron Corp | Power-switching circuit with overload protection from a serial bus interface and method of driving the same |
| US8362748B2 (en) | 2007-09-12 | 2013-01-29 | Rohm Co., Ltd. | Voltage comparison circuit |
| JP2009071963A (ja) * | 2007-09-12 | 2009-04-02 | Rohm Co Ltd | 充電制御回路およびそれを利用した電子機器 |
| KR101725551B1 (ko) | 2011-01-14 | 2017-04-11 | 매그나칩 반도체 유한회사 | 백라이트 구동회로 및 이를 적용한 디스플레이 장치 |
| KR101332941B1 (ko) * | 2012-07-01 | 2013-12-02 | 박근철 | 변류기와 mosfet를 이용한 대기전력차단기의 전류 검출 방법 |
| TWI486602B (zh) * | 2013-10-08 | 2015-06-01 | Wistron Corp | 檢測用負載裝置 |
| US9411349B2 (en) * | 2013-11-14 | 2016-08-09 | Litelfuse, Inc. | Overcurrent detection of load circuits with temperature compensation |
| CN113037508B (zh) * | 2019-12-24 | 2022-10-25 | 华为技术有限公司 | 一种下电控制电路以及下电控制方法 |
| US12003090B2 (en) * | 2020-09-03 | 2024-06-04 | Cypress Semiconductor Corporation | Current controlled architecture for a Vconn switch |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04295222A (ja) * | 1991-03-22 | 1992-10-20 | Nec Corp | 安定化電源回路 |
| US5233287A (en) * | 1992-05-05 | 1993-08-03 | Space Systems/Loral | Current limiting bilateral converter having a ground referenced current sensor |
| JPH0674981A (ja) * | 1992-08-28 | 1994-03-18 | Taiyo Yuden Co Ltd | 電流値検出回路及び過電流遮断回路 |
-
1997
- 1997-06-26 JP JP09169973A patent/JP3101998B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-06-04 US US09/090,259 patent/US5892647A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9087714B2 (en) | 2010-09-01 | 2015-07-21 | Ricoh Electronic Devices Co., Ltd. | Semiconductor integrated circuit and semiconductor integrated circuit apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5892647A (en) | 1999-04-06 |
| JPH1118277A (ja) | 1999-01-22 |
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