JPH11178327A - スイッチング型直流電源装置 - Google Patents
スイッチング型直流電源装置Info
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- JPH11178327A JPH11178327A JP9350205A JP35020597A JPH11178327A JP H11178327 A JPH11178327 A JP H11178327A JP 9350205 A JP9350205 A JP 9350205A JP 35020597 A JP35020597 A JP 35020597A JP H11178327 A JPH11178327 A JP H11178327A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 整流回路に昇圧チョッパ型アクティブフィル
タ回路を用いたスイッチング型直流電源装置において、
多くの高調波成分を含んだ棘状の入力電流が流れること
を防止するようにしたスイッチング型直流電源装置を提
供する。 【解決手段】 交流電源電圧を全波整流する整流回路Ｄ
Ｂ1と、整流した脈流電圧を入力して直流電圧を出力す
る昇圧型チョッパ回路と、回路を流れる脈流電流を検出
する電流検出手段Ｒ２と、検出した脈流電流が交流入力
電圧波形と相似形となるように昇圧型チョッパ回路を制
御する制御回路５とから成るアクティブフィルタ回路１
０を備えたスイッチング型直流電源装置において、電流
検出手段Ｒ２に見掛け上電流が流れているようにせしめ
る電流供給手段Ｒｖを備えた構成としたものである。
タ回路を用いたスイッチング型直流電源装置において、
多くの高調波成分を含んだ棘状の入力電流が流れること
を防止するようにしたスイッチング型直流電源装置を提
供する。 【解決手段】 交流電源電圧を全波整流する整流回路Ｄ
Ｂ1と、整流した脈流電圧を入力して直流電圧を出力す
る昇圧型チョッパ回路と、回路を流れる脈流電流を検出
する電流検出手段Ｒ２と、検出した脈流電流が交流入力
電圧波形と相似形となるように昇圧型チョッパ回路を制
御する制御回路５とから成るアクティブフィルタ回路１
０を備えたスイッチング型直流電源装置において、電流
検出手段Ｒ２に見掛け上電流が流れているようにせしめ
る電流供給手段Ｒｖを備えた構成としたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源から
安定化直流電圧を作り出すスイッチング型直流電源装置
に関し、特に複写機やプリンタ等のように同一機器内に
ヒータやランプ等を有し、その機器全体で多くの高調波
成分を発生させてしまう機器において機器全体で発する
入力電流の高調波成分を低減させるために、機器の定電
圧電源装置の整流平滑回路に昇圧チョッパで構成された
アクティブフィルタを採用したスイッチング型直流電源
装置に関する。
安定化直流電圧を作り出すスイッチング型直流電源装置
に関し、特に複写機やプリンタ等のように同一機器内に
ヒータやランプ等を有し、その機器全体で多くの高調波
成分を発生させてしまう機器において機器全体で発する
入力電流の高調波成分を低減させるために、機器の定電
圧電源装置の整流平滑回路に昇圧チョッパで構成された
アクティブフィルタを採用したスイッチング型直流電源
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】今日、スイッチング型直流電源装置の整
流平滑回路として広く採用されているコンデンサインプ
ット方式の整流回路は、平滑コンデンサの充電期間、い
わゆる導通角の期間のみしか入力電流が流れず、どうし
ても入力電流の実効値に対して数倍のピーク値を持った
パルス状の入力電流が流れてしまい、力率も0.6程度に
止まってしまっているというのが現状であり、この力率
の低下の際に生じる高調波ノイズが最近問題になってい
る。
流平滑回路として広く採用されているコンデンサインプ
ット方式の整流回路は、平滑コンデンサの充電期間、い
わゆる導通角の期間のみしか入力電流が流れず、どうし
ても入力電流の実効値に対して数倍のピーク値を持った
パルス状の入力電流が流れてしまい、力率も0.6程度に
止まってしまっているというのが現状であり、この力率
の低下の際に生じる高調波ノイズが最近問題になってい
る。
【０００３】その理由は、パルス状の電流波形は、多く
の高調波成分を含むためにコンデンサインプット方式の
整流回路を採用した電源装置を持つ機器が同じ商用交流
電源ラインに接続されると、その数が多くなればなる
程、商用交流ライン波形を歪ませることになり、その結
果、他の機器の誤動作を引き起こしたり、また、ピーク
電流とラインインピーダンスにより、商用交流電圧波形
の頂上がつぶれた台形になり、それでも定電力を供給す
るために更に商用交流電流が増加し、益々シャープなパ
ルス波形となってしまう。そして、このことが更に電圧
降下を増大させて悪循環をもたらす、といったような問
題が発生することによるものである。
の高調波成分を含むためにコンデンサインプット方式の
整流回路を採用した電源装置を持つ機器が同じ商用交流
電源ラインに接続されると、その数が多くなればなる
程、商用交流ライン波形を歪ませることになり、その結
果、他の機器の誤動作を引き起こしたり、また、ピーク
電流とラインインピーダンスにより、商用交流電圧波形
の頂上がつぶれた台形になり、それでも定電力を供給す
るために更に商用交流電流が増加し、益々シャープなパ
ルス波形となってしまう。そして、このことが更に電圧
降下を増大させて悪循環をもたらす、といったような問
題が発生することによるものである。
【０００４】近年、これら力率や高調波ノイズの問題を
解決するために様々な方式が提案されているが、その中
で、トランジスタ、ＦＥＴ等のアクティブ素子を高速で
スイッチングしてフィルタ効果を向上させ、同時に、小
型化を実現することができるアクティブフィルタが注目
を集めている。
解決するために様々な方式が提案されているが、その中
で、トランジスタ、ＦＥＴ等のアクティブ素子を高速で
スイッチングしてフィルタ効果を向上させ、同時に、小
型化を実現することができるアクティブフィルタが注目
を集めている。
【０００５】整流部にアクティブフィルタを用いたスイ
ッチング電源装置は、入力電圧が変動しても出力電圧を
常に一定に維持するというスイッチング電源の機能に加
えて、商用交流入力電流、商用交流入力電圧波形を検出
し、商用交流入力電流波形が商用交流入力電圧波形の相
似形となるようにパルス幅制御（ＰＷＭ制御）している
ため、入力電流は、常に正弦波となり、力率の向上、高
調波ノイズの低減が可能で、従来のコンデンサインプッ
ト型の整流回路と比較して平滑コンデンサへの突入電流
も１／１０〜１／５程度に抑制できる。また、電流リッ
プルが小さくなるので、平滑コンデンサの容量が小さく
でき小型化が可能である等の多くのメリットがある。
ッチング電源装置は、入力電圧が変動しても出力電圧を
常に一定に維持するというスイッチング電源の機能に加
えて、商用交流入力電流、商用交流入力電圧波形を検出
し、商用交流入力電流波形が商用交流入力電圧波形の相
似形となるようにパルス幅制御（ＰＷＭ制御）している
ため、入力電流は、常に正弦波となり、力率の向上、高
調波ノイズの低減が可能で、従来のコンデンサインプッ
ト型の整流回路と比較して平滑コンデンサへの突入電流
も１／１０〜１／５程度に抑制できる。また、電流リッ
プルが小さくなるので、平滑コンデンサの容量が小さく
でき小型化が可能である等の多くのメリットがある。
【０００６】図３は、従来のスイッチング型直流電源装
置の構成図である。この電源装置は、昇圧チョッパ型の
アクティブフィルタを用いたスイッチング型直流電源装
置で、入力側が交流電源入力端子１、２に接続され、交
流入力電源電圧を全波整流する整流回路例えば、ダイオ
ードブリッジＤＢ1、ダイオードブリッジＤＢ1から出力
された脈流電圧を平滑して直流電圧を出力する昇圧チョ
ッパ型のアクティブフィルタ回路（以下「アクティブフ
ィルタ」という）１０により構成されている。アクティ
ブフィルタ１０の出力端子３、４には、図示していない
が、一般的には負荷としてアクティブフィルタ１０の直
流出力を入力とするＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、
このＤＣ−ＤＣコンバータは、５Ｖや２４Ｖ等の直流定
電圧を出力し夫々の負荷に供給している。
置の構成図である。この電源装置は、昇圧チョッパ型の
アクティブフィルタを用いたスイッチング型直流電源装
置で、入力側が交流電源入力端子１、２に接続され、交
流入力電源電圧を全波整流する整流回路例えば、ダイオ
ードブリッジＤＢ1、ダイオードブリッジＤＢ1から出力
された脈流電圧を平滑して直流電圧を出力する昇圧チョ
ッパ型のアクティブフィルタ回路（以下「アクティブフ
ィルタ」という）１０により構成されている。アクティ
ブフィルタ１０の出力端子３、４には、図示していない
が、一般的には負荷としてアクティブフィルタ１０の直
流出力を入力とするＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、
このＤＣ−ＤＣコンバータは、５Ｖや２４Ｖ等の直流定
電圧を出力し夫々の負荷に供給している。
【０００７】アクティブフィルタ１０は、ダイオードブ
リッジＤＢ1のプラス（＋）側出力端子に接続されたチ
ョークコイルＬ1、ダイオードブリッジＤＢ1により全波
整流された脈流電圧をスイッチングするスイッチング素
子例えば、電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」とい
う）Ｑ1、チョークコイルＬ1に蓄えられた電磁エネルギ
を転流し、かつ平滑用コンデンサＣ１に蓄えられたエネ
ルギーの逆流を防止して脈流電圧を整流する整流ダイオ
ードＤ1、ダイオードブリッジＤＢ1により整流された入
力電圧（脈流電圧）波形を検出するための正弦波検出抵
抗Ｒ1、回路を流れる電流を検出するための電流検出抵
抗Ｒ2、出力電圧を検出するための出力電圧検出抵抗Ｒ
５、Ｒ６、平滑用コンデンサＣ1、及び出力端子３、４
間の出力電圧が一定で更に交流入力電流波形が正弦波に
なるように、スイッチングＦＥＴＱ1を駆動するための
駆動パルス（ゲートパルス）をＰＷＭ制御（パルス幅変
調制御）するためのアクティブフィルタ制御回路（以下
単に「制御回路」という）５等により構成されている。
リッジＤＢ1のプラス（＋）側出力端子に接続されたチ
ョークコイルＬ1、ダイオードブリッジＤＢ1により全波
整流された脈流電圧をスイッチングするスイッチング素
子例えば、電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」とい
う）Ｑ1、チョークコイルＬ1に蓄えられた電磁エネルギ
を転流し、かつ平滑用コンデンサＣ１に蓄えられたエネ
ルギーの逆流を防止して脈流電圧を整流する整流ダイオ
ードＤ1、ダイオードブリッジＤＢ1により整流された入
力電圧（脈流電圧）波形を検出するための正弦波検出抵
抗Ｒ1、回路を流れる電流を検出するための電流検出抵
抗Ｒ2、出力電圧を検出するための出力電圧検出抵抗Ｒ
５、Ｒ６、平滑用コンデンサＣ1、及び出力端子３、４
間の出力電圧が一定で更に交流入力電流波形が正弦波に
なるように、スイッチングＦＥＴＱ1を駆動するための
駆動パルス（ゲートパルス）をＰＷＭ制御（パルス幅変
調制御）するためのアクティブフィルタ制御回路（以下
単に「制御回路」という）５等により構成されている。
【０００８】制御回路５は、出力定電圧制御のための電
圧エラーアンプＶＥＡ、商用入力電流波形を正弦波に制
御するための電流エラーアンプＩＥＡ、この電流エラー
アンプＩＥＡに所定の閾値を付与するための掛け算器
（ＭＰ）６、発振器（ＯＣＳ）８、駆動パルスの最大Ｏ
Ｎデューティを制限するための最大ＯＮデューティ制限
電圧Ｖｒｅｆ２、電流エラーアンプＩＥＡの出力と最大
ＯＮデューティ制限電圧Ｖｒｅｆ２から低い電圧を選択
しコンパレータＣＯＭＰに供給する最小値電圧選択回路
７、この最小値電圧選択回路７の出力と発振器８の出力
波形とを比較しスイッチングＦＥＴＱ１をＯＮ−ＯＦＦ
するための駆動パルスを出力するコンパレータＣＯＭＰ
等により構成されている。
圧エラーアンプＶＥＡ、商用入力電流波形を正弦波に制
御するための電流エラーアンプＩＥＡ、この電流エラー
アンプＩＥＡに所定の閾値を付与するための掛け算器
（ＭＰ）６、発振器（ＯＣＳ）８、駆動パルスの最大Ｏ
Ｎデューティを制限するための最大ＯＮデューティ制限
電圧Ｖｒｅｆ２、電流エラーアンプＩＥＡの出力と最大
ＯＮデューティ制限電圧Ｖｒｅｆ２から低い電圧を選択
しコンパレータＣＯＭＰに供給する最小値電圧選択回路
７、この最小値電圧選択回路７の出力と発振器８の出力
波形とを比較しスイッチングＦＥＴＱ１をＯＮ−ＯＦＦ
するための駆動パルスを出力するコンパレータＣＯＭＰ
等により構成されている。
【０００９】入力端子１、２から供給された商用交流電
圧は、ダイオードブリッジＤＢ1において全波整流され
て脈流電圧とされアクティブフィルタ１０に供給され
る。アクティブフィルタ１０は、スイッチングＦＥＴＱ
1により供給された脈流電圧を数十ｋＨｚ以上の周波数
で全周期に亘りスイッチングしており、スイッチングＦ
ＥＴＱ1がＯＮしている期間は、チョークコイルＬ1を介
してスイッチングＦＥＴＱ1に電流が流れ、当該チョー
クコイルＬ1に電磁エネルギが蓄えられる。次に、スイ
ッチングＦＥＴＱ1がＯＦＦするとチョークコイルＬ1に
蓄えられていた電磁エネルギが整流ダイオードＤ1を通
して平滑コンデンサＣ1を充電すると共に出力端子３を
介して前述したＤＣ−ＤＣコンバータ等の負荷に供給さ
れる。
圧は、ダイオードブリッジＤＢ1において全波整流され
て脈流電圧とされアクティブフィルタ１０に供給され
る。アクティブフィルタ１０は、スイッチングＦＥＴＱ
1により供給された脈流電圧を数十ｋＨｚ以上の周波数
で全周期に亘りスイッチングしており、スイッチングＦ
ＥＴＱ1がＯＮしている期間は、チョークコイルＬ1を介
してスイッチングＦＥＴＱ1に電流が流れ、当該チョー
クコイルＬ1に電磁エネルギが蓄えられる。次に、スイ
ッチングＦＥＴＱ1がＯＦＦするとチョークコイルＬ1に
蓄えられていた電磁エネルギが整流ダイオードＤ1を通
して平滑コンデンサＣ1を充電すると共に出力端子３を
介して前述したＤＣ−ＤＣコンバータ等の負荷に供給さ
れる。
【００１０】スイッチングＦＥＴＱ１のＯＮ−ＯＦＦ
は、制御回路５により制御されており、出力端子３、４
に直流定電圧を出力すると共に、入力電流波形が正弦波
になるようなＰＷＭ制御（パルス幅制御）が行われてい
る。
は、制御回路５により制御されており、出力端子３、４
に直流定電圧を出力すると共に、入力電流波形が正弦波
になるようなＰＷＭ制御（パルス幅制御）が行われてい
る。
【００１１】制御回路５は、出力電圧検出抵抗Ｒ５、Ｒ
６により出力電圧を、正弦波検出抵抗Ｒ１により全波整
流された脈流電圧波形を、電流検出抵抗Ｒ２により回路
を流れる電流等を検出し、出力端子３、４に直流定電圧
を出力すると共に回路に流れる交流入力電流が正弦波形
になるように、スイッチング素子であるＦＥＴＱ1のゲ
ートに供給する駆動パルス（ゲートパルス）のパルス幅
をコントロールしている。尚、図中電圧Ｖｃｃは、制御
回路５の電源である。
６により出力電圧を、正弦波検出抵抗Ｒ１により全波整
流された脈流電圧波形を、電流検出抵抗Ｒ２により回路
を流れる電流等を検出し、出力端子３、４に直流定電圧
を出力すると共に回路に流れる交流入力電流が正弦波形
になるように、スイッチング素子であるＦＥＴＱ1のゲ
ートに供給する駆動パルス（ゲートパルス）のパルス幅
をコントロールしている。尚、図中電圧Ｖｃｃは、制御
回路５の電源である。
【００１２】制御回路５の動作を詳細に説明する。
【００１３】電圧エラーアンプＶＥＡは、出力直流電圧
を負荷変動や入力変動に対して安定化させるために、出
力電圧分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６によって検出される出力電圧
の分圧値が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、掛
け算器６に入力するための或る直流電圧（この電圧が掛
け算器６の出力である閾値の大きさを決める）を出力し
ている。掛け算器６は、正弦波検出抵抗Ｒ１で検出され
た正弦波波形（この検出波形が掛け算器６の出力の波形
を決める）と電圧エラーアンプＶＥＡの出力と掛け合わ
せ電流エラーアンプＩＥＡに入力する閾値を出力してい
る。
を負荷変動や入力変動に対して安定化させるために、出
力電圧分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６によって検出される出力電圧
の分圧値が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、掛
け算器６に入力するための或る直流電圧（この電圧が掛
け算器６の出力である閾値の大きさを決める）を出力し
ている。掛け算器６は、正弦波検出抵抗Ｒ１で検出され
た正弦波波形（この検出波形が掛け算器６の出力の波形
を決める）と電圧エラーアンプＶＥＡの出力と掛け合わ
せ電流エラーアンプＩＥＡに入力する閾値を出力してい
る。
【００１４】電流エラーアンプＩＥＡは、回路を流れる
電流の電流検出抵抗Ｒ２での電圧降下分が掛け算器６の
出力である閾値と等しくなるように作動し、電流エラー
アンプＩＥＡの出力と発振器８の出力をコンパレータＣ
ＯＭＰに入力することでスイッチングＦＥＴＱ１を駆動
するためのパルスを得ている。このスイッチングＦＥＴ
Ｑ１を駆動するための駆動パルスは、原理上はＯＮデュ
ーティが０〜１００％まで制御可能であるが、このまま
では、入力である商用交流電源の商用サイクルの瞬時値
の０Ｖ付近においてＯＮデューティが１００％近くで動
作し、スイッチングＦＥＴＱ１のオフ時間も考慮する
と、実際にはスイッチングＦＥＴＱ１がきちんとＯＦＦ
できずに、或る一定時間の間チョークコイルＬ１とスイ
ッチングＦＥＴＱ１に電流が流れ続けてしまう可能性が
あるため、最大ＯＮデューティ制限基準電圧Ｖｒｅｆ２
（この電圧は、発振器８の振幅と設定する最大ＯＮデュ
ーティによって決定される）と最小値電圧選択回路７を
設け、この最小値電圧選択回路７において、電流エラー
アンプＩＥＡの出力と最大ＯＮデューティ制限基準電圧
Ｖｒｅｆ２を比較して低い方の電圧をコンパレータＣＯ
ＭＰに入力している。つまり、最大ＯＮデューティ制限
基準電圧Ｖｒｅｆ２が発振器８の出力と比較した場合に
ＯＮデューティを８０％程度になるような電圧に設定さ
れていれば、電流エラーアンプＩＥＡが１００％近いデ
ューティを要求したとしてもＯＮデューティ波８０％以
上になることはない。
電流の電流検出抵抗Ｒ２での電圧降下分が掛け算器６の
出力である閾値と等しくなるように作動し、電流エラー
アンプＩＥＡの出力と発振器８の出力をコンパレータＣ
ＯＭＰに入力することでスイッチングＦＥＴＱ１を駆動
するためのパルスを得ている。このスイッチングＦＥＴ
Ｑ１を駆動するための駆動パルスは、原理上はＯＮデュ
ーティが０〜１００％まで制御可能であるが、このまま
では、入力である商用交流電源の商用サイクルの瞬時値
の０Ｖ付近においてＯＮデューティが１００％近くで動
作し、スイッチングＦＥＴＱ１のオフ時間も考慮する
と、実際にはスイッチングＦＥＴＱ１がきちんとＯＦＦ
できずに、或る一定時間の間チョークコイルＬ１とスイ
ッチングＦＥＴＱ１に電流が流れ続けてしまう可能性が
あるため、最大ＯＮデューティ制限基準電圧Ｖｒｅｆ２
（この電圧は、発振器８の振幅と設定する最大ＯＮデュ
ーティによって決定される）と最小値電圧選択回路７を
設け、この最小値電圧選択回路７において、電流エラー
アンプＩＥＡの出力と最大ＯＮデューティ制限基準電圧
Ｖｒｅｆ２を比較して低い方の電圧をコンパレータＣＯ
ＭＰに入力している。つまり、最大ＯＮデューティ制限
基準電圧Ｖｒｅｆ２が発振器８の出力と比較した場合に
ＯＮデューティを８０％程度になるような電圧に設定さ
れていれば、電流エラーアンプＩＥＡが１００％近いデ
ューティを要求したとしてもＯＮデューティ波８０％以
上になることはない。
【００１５】図４は、図３の各部の波形の一例を示す図
である。図４（ａ）に電流エラーアンプＩＥＡの出力電
圧ＶＩＥＡｏｕｔの波形、図４（ｂ）に交流入力電流Ｉ
ｉｎの波形、図４（ｃ）に交流入力電圧Ｖｉｎの波形を
示す。図４において時刻ｔ１からｔ２は、通常のＰＷＭ
制御（パルス幅制御）が行われている期間である。そし
て、交流入力電圧Ｖｉｎの瞬時値が徐々に低下して、時
刻ｔ２において最大ＯＮデューティでの動作が開始す
る。すると、電流検出抵抗Ｒ２には、掛け算器６の所望
する電流が流れないため、出力電圧ＶＩＥＡｏｕｔが駆
動パルスのＯＮ時間幅を広げる方向に動作し出し、この
状態に張り付いてしまう。
である。図４（ａ）に電流エラーアンプＩＥＡの出力電
圧ＶＩＥＡｏｕｔの波形、図４（ｂ）に交流入力電流Ｉ
ｉｎの波形、図４（ｃ）に交流入力電圧Ｖｉｎの波形を
示す。図４において時刻ｔ１からｔ２は、通常のＰＷＭ
制御（パルス幅制御）が行われている期間である。そし
て、交流入力電圧Ｖｉｎの瞬時値が徐々に低下して、時
刻ｔ２において最大ＯＮデューティでの動作が開始す
る。すると、電流検出抵抗Ｒ２には、掛け算器６の所望
する電流が流れないため、出力電圧ＶＩＥＡｏｕｔが駆
動パルスのＯＮ時間幅を広げる方向に動作し出し、この
状態に張り付いてしまう。
【００１６】そして、交流入力電圧Ｖｉｎが一旦０Ｖと
なり、瞬時値が徐々に上昇し、時刻ｔ３で最大ＯＮデュ
ーティでの動作が解除される電圧に達すると、今度は出
力電圧ＶＩＥＡｏｕｔは、駆動パルスを狭める方向に動
作しだす。しかし、電流エラーアンプＩＥＡは、交流入
力電源周波数の倍の周波数で応答するため、出力電圧Ｖ
ＩＥＡｏｕｔは、ゆっくり低下し、張り付いた状態から
掛け算器６の所望するＯＮ時間幅まで変化するのに時間
が掛かってしまい（時刻ｔ４で出力電圧ＶＩＥＡｏｕｔ
の変化が追いつく）、その間は最大ＯＮデューティ近傍
で動作することとなり、交流入力電流Ｉｉｎの波形に示
すように時刻ｔ３からｔ４にかけて棘状の入力電流が流
れてしまう。尚、図中時刻ｔ４は、時刻ｔ１と同じ状態
である。
なり、瞬時値が徐々に上昇し、時刻ｔ３で最大ＯＮデュ
ーティでの動作が解除される電圧に達すると、今度は出
力電圧ＶＩＥＡｏｕｔは、駆動パルスを狭める方向に動
作しだす。しかし、電流エラーアンプＩＥＡは、交流入
力電源周波数の倍の周波数で応答するため、出力電圧Ｖ
ＩＥＡｏｕｔは、ゆっくり低下し、張り付いた状態から
掛け算器６の所望するＯＮ時間幅まで変化するのに時間
が掛かってしまい（時刻ｔ４で出力電圧ＶＩＥＡｏｕｔ
の変化が追いつく）、その間は最大ＯＮデューティ近傍
で動作することとなり、交流入力電流Ｉｉｎの波形に示
すように時刻ｔ３からｔ４にかけて棘状の入力電流が流
れてしまう。尚、図中時刻ｔ４は、時刻ｔ１と同じ状態
である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】従来の整流回路に昇圧
型チョッパで構成されたアクティブフィルタを用いたス
イッチング型直流電源装置においては、最大ＯＮデュー
ティが制限されている期間、つまり入力である商用交流
電源の瞬時値が０Ｖ付近において、掛け算器出力の所望
の入力電流が流れないため、電流エラーアンプ出力は、
パルス幅を広げる方向に張り付いてしまうことがある。
そして、商用交流電源電圧の瞬時値が徐々に増加し、最
大ＯＮデューティ制限が解除される位まで上昇し、最大
ＯＮデューティ制限が解除されると、電流エラーアンプ
の応答が余り速くないこともあり、その瞬間に交流入力
電流に多くの高調波成分を含んだ棘状の電流が流れてし
まうという問題があった。
型チョッパで構成されたアクティブフィルタを用いたス
イッチング型直流電源装置においては、最大ＯＮデュー
ティが制限されている期間、つまり入力である商用交流
電源の瞬時値が０Ｖ付近において、掛け算器出力の所望
の入力電流が流れないため、電流エラーアンプ出力は、
パルス幅を広げる方向に張り付いてしまうことがある。
そして、商用交流電源電圧の瞬時値が徐々に増加し、最
大ＯＮデューティ制限が解除される位まで上昇し、最大
ＯＮデューティ制限が解除されると、電流エラーアンプ
の応答が余り速くないこともあり、その瞬間に交流入力
電流に多くの高調波成分を含んだ棘状の電流が流れてし
まうという問題があった。
【００１８】本発明は、上述の点に鑑みてなされたもの
で、整流回路に昇圧チョッパ型アクティブフィルタ回路
を用いたスイッチング型直流電源装置において、多くの
高調波成分を含んだ棘状の入力電流が流れることを防止
するようにしたスイッチング型直流電源装置を提供する
ことを目的とする。
で、整流回路に昇圧チョッパ型アクティブフィルタ回路
を用いたスイッチング型直流電源装置において、多くの
高調波成分を含んだ棘状の入力電流が流れることを防止
するようにしたスイッチング型直流電源装置を提供する
ことを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に係るスイッチング型直流電源装
置は、交流電源を入力し、前記交流電源の電圧を全波整
流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を入力して
直流電圧を出力する昇圧型チョッパ回路と、回路を流れ
る前記整流回路により整流された脈流電流を検出する電
流検出手段と、前記電流検出手段により検出した脈流電
流波形が交流入力電圧波形と相似形となるように前記昇
圧型チョッパ回路を制御する制御回路とから成るアクテ
ィブフィルタ回路を備えたスイッチング型直流電源装置
において、前記電流検出手段に見掛け上電流が流れてい
るようにせしめる電流供給手段を備えたことを特徴とす
る。
に、本発明の請求項１に係るスイッチング型直流電源装
置は、交流電源を入力し、前記交流電源の電圧を全波整
流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を入力して
直流電圧を出力する昇圧型チョッパ回路と、回路を流れ
る前記整流回路により整流された脈流電流を検出する電
流検出手段と、前記電流検出手段により検出した脈流電
流波形が交流入力電圧波形と相似形となるように前記昇
圧型チョッパ回路を制御する制御回路とから成るアクテ
ィブフィルタ回路を備えたスイッチング型直流電源装置
において、前記電流検出手段に見掛け上電流が流れてい
るようにせしめる電流供給手段を備えたことを特徴とす
る。
【００２０】請求項２に係わるスイッチング型直流電源
装置は、請求項１に係わるスイッチング型直流電源装置
において、前記電流供給手段は、一端が所定の電源に接
続され、他端が前記電流検出手段に接続される抵抗素子
であることを特徴とする。
装置は、請求項１に係わるスイッチング型直流電源装置
において、前記電流供給手段は、一端が所定の電源に接
続され、他端が前記電流検出手段に接続される抵抗素子
であることを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面を
参照して説明する。
参照して説明する。
【００２２】図１は、本発明に係るスイッチング型直流
電源装置の構成図である。図１において図３と同一の符
号で示されたものは、同一なものであり同一の機能を持
つものとしここでは説明を省略する。
電源装置の構成図である。図１において図３と同一の符
号で示されたものは、同一なものであり同一の機能を持
つものとしここでは説明を省略する。
【００２３】図１において、図３に示すスイッチング型
直流電源装置と異なる点は、制御回路５の電源Ｖｃｃと
電流エラーアンプＩＥＡの反転入力端子間に抵抗Ｒｖが
接続されている点と、最小値電圧選択回路７、最大ＯＮ
デューティ設定電圧Ｖｒｅｆ２が削除されている点であ
る。
直流電源装置と異なる点は、制御回路５の電源Ｖｃｃと
電流エラーアンプＩＥＡの反転入力端子間に抵抗Ｒｖが
接続されている点と、最小値電圧選択回路７、最大ＯＮ
デューティ設定電圧Ｖｒｅｆ２が削除されている点であ
る。
【００２４】以下に回路動作を説明する。
【００２５】定常時における動作は、図３に示す従来の
スイッチング型直流電源装置の場合と同様である。
スイッチング型直流電源装置の場合と同様である。
【００２６】入力端子１、２から供給された商用交流電
圧は、ダイオードブリッジＤＢ1において全波整流され
て脈流電圧とされアクティブフィルタ１０に供給され
る。アクティブフィルタ１０は、スイッチングＦＥＴＱ
1により供給された脈流電圧を数十ｋＨｚ以上の周波数
で全周期にわたりスイッチングしており、スイッチング
ＦＥＴＱ1がＯＮしている期間は、チョークコイルＬ1を
介してスイッチングＦＥＴＱ1に電流が流れ、当該チョ
ークコイルＬ1に電磁エネルギが蓄えられる。次に、ス
イッチングＦＥＴＱ1がＯＦＦするとチョークコイルＬ1
に蓄えられていた電磁エネルギが整流ダイオードＤ1を
通して平滑コンデンサＣ1を充電すると共に出力端子３
を介して前述したＤＣ−ＤＣコンバータ等の負荷に供給
される。
圧は、ダイオードブリッジＤＢ1において全波整流され
て脈流電圧とされアクティブフィルタ１０に供給され
る。アクティブフィルタ１０は、スイッチングＦＥＴＱ
1により供給された脈流電圧を数十ｋＨｚ以上の周波数
で全周期にわたりスイッチングしており、スイッチング
ＦＥＴＱ1がＯＮしている期間は、チョークコイルＬ1を
介してスイッチングＦＥＴＱ1に電流が流れ、当該チョ
ークコイルＬ1に電磁エネルギが蓄えられる。次に、ス
イッチングＦＥＴＱ1がＯＦＦするとチョークコイルＬ1
に蓄えられていた電磁エネルギが整流ダイオードＤ1を
通して平滑コンデンサＣ1を充電すると共に出力端子３
を介して前述したＤＣ−ＤＣコンバータ等の負荷に供給
される。
【００２７】スイッチングＦＥＴＱ１のＯＮ−ＯＦＦ
は、制御回路５により制御されており、出力端子３、４
に直流定電圧を出力すると共に、入力電流波形が正弦波
になるようなＰＷＭ制御（パルス幅制御）が行われてい
る。
は、制御回路５により制御されており、出力端子３、４
に直流定電圧を出力すると共に、入力電流波形が正弦波
になるようなＰＷＭ制御（パルス幅制御）が行われてい
る。
【００２８】制御回路５は、出力電圧検出抵抗Ｒ５、Ｒ
６により出力電圧を、正弦波検出抵抗Ｒ１により全波整
流された脈流電圧波形を、電流検出抵抗Ｒ２により回路
を流れる電流等を検出し、出力端子３、４に直流定電圧
を出力すると共に回路に流れる交流入力電流が正弦波形
になるように、スイッチング素子であるＦＥＴＱ1のゲ
ートに供給する駆動パルス（ゲートパルス）のパルス幅
をコントロールしている。
６により出力電圧を、正弦波検出抵抗Ｒ１により全波整
流された脈流電圧波形を、電流検出抵抗Ｒ２により回路
を流れる電流等を検出し、出力端子３、４に直流定電圧
を出力すると共に回路に流れる交流入力電流が正弦波形
になるように、スイッチング素子であるＦＥＴＱ1のゲ
ートに供給する駆動パルス（ゲートパルス）のパルス幅
をコントロールしている。
【００２９】次に、制御回路５の動作を詳細に説明す
る。
る。
【００３０】電圧エラーアンプＶＥＡは、出力直流電圧
を負荷変動や入力変動に対して安定化させるために、出
力電圧分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６によって検出される出力電圧
の分圧値が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、掛
け算器６に入力するための或る直流電圧（この電圧が掛
け算器６の出力である閾値の大きさを決める）を出力し
ている。掛け算器６は、正弦波検出抵抗Ｒ１で検出され
た正弦波波形（この検出波形が掛け算器６の出力の波形
を決める）と電圧エラーアンプＶＥＡの出力と掛け合わ
せ電流エラーアンプＩＥＡに入力する閾値を出力してい
る。
を負荷変動や入力変動に対して安定化させるために、出
力電圧分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６によって検出される出力電圧
の分圧値が基準電圧Ｖｒｅｆ１と等しくなるように、掛
け算器６に入力するための或る直流電圧（この電圧が掛
け算器６の出力である閾値の大きさを決める）を出力し
ている。掛け算器６は、正弦波検出抵抗Ｒ１で検出され
た正弦波波形（この検出波形が掛け算器６の出力の波形
を決める）と電圧エラーアンプＶＥＡの出力と掛け合わ
せ電流エラーアンプＩＥＡに入力する閾値を出力してい
る。
【００３１】電流エラーアンプＩＥＡは、回路を流れる
電流の電流検出抵抗Ｒ２での電圧降下分が掛け算器６の
出力である閾値と等しくなるように作動し、電流エラー
アンプＩＥＡの出力と発振器８の出力をコンパレータＣ
ＯＭＰに入力することでスイッチングＦＥＴＱ１を駆動
するためのパルスを得ている。
電流の電流検出抵抗Ｒ２での電圧降下分が掛け算器６の
出力である閾値と等しくなるように作動し、電流エラー
アンプＩＥＡの出力と発振器８の出力をコンパレータＣ
ＯＭＰに入力することでスイッチングＦＥＴＱ１を駆動
するためのパルスを得ている。
【００３２】このスイッチングＦＥＴＱ１を駆動するた
めの駆動パルスは、原理上はＯＮデューティが０〜１０
０％まで制御可能であるが、このままでは、入力である
商用交流電源の商用サイクルの瞬時値の０Ｖ付近におい
てＯＮデューティが１００％近くで動作し、スイッチン
グＦＥＴＱ１のオフ時間も考慮すると、実際にはスイッ
チングＦＥＴＱ１がきちんとＯＦＦできずに、或る一定
時間の間チョークコイルＬ１とスイッチングＦＥＴＱ１
に電流が流れ続けてしまう可能性がある。
めの駆動パルスは、原理上はＯＮデューティが０〜１０
０％まで制御可能であるが、このままでは、入力である
商用交流電源の商用サイクルの瞬時値の０Ｖ付近におい
てＯＮデューティが１００％近くで動作し、スイッチン
グＦＥＴＱ１のオフ時間も考慮すると、実際にはスイッ
チングＦＥＴＱ１がきちんとＯＦＦできずに、或る一定
時間の間チョークコイルＬ１とスイッチングＦＥＴＱ１
に電流が流れ続けてしまう可能性がある。
【００３３】そこで、電流供給手段としての抵抗Ｒｖを
追加することにより、電流エラーアンプＩＥＡから見れ
ば、見かけ上電流検出抵抗Ｒ２に電流が流れているよう
に見えるため、商用交流入力電圧の瞬時値が徐々に低下
してくると、或る瞬時値を境に電流エラーアンプＩＥＡ
の出力はパルス幅を絞る方向に動作する。そして、一旦
商用交流入力電圧が０Ｖとなり、瞬時値が上昇してくる
と或る瞬時値を境にして電流エラーアンプＩＥＡは、徐
々にパルス幅を広げる方向に動作するため、商用交流周
波数の各サイクルにおいてソフトスタートが掛かってい
るように動作し、棘状の電流が流れることが防止され
る。
追加することにより、電流エラーアンプＩＥＡから見れ
ば、見かけ上電流検出抵抗Ｒ２に電流が流れているよう
に見えるため、商用交流入力電圧の瞬時値が徐々に低下
してくると、或る瞬時値を境に電流エラーアンプＩＥＡ
の出力はパルス幅を絞る方向に動作する。そして、一旦
商用交流入力電圧が０Ｖとなり、瞬時値が上昇してくる
と或る瞬時値を境にして電流エラーアンプＩＥＡは、徐
々にパルス幅を広げる方向に動作するため、商用交流周
波数の各サイクルにおいてソフトスタートが掛かってい
るように動作し、棘状の電流が流れることが防止され
る。
【００３４】図２は、図１の各部の波形の一例を示す図
である。図２（ａ）に電流エラーアンプＩＥＡの出力電
圧ＶＩＥＡｏｕｔの波形、図２（ｂ）に交流入力電流Ｉ
ｉｎの波形、図２（ｃ）に交流入力電圧Ｖｉｎの波形を
示す。
である。図２（ａ）に電流エラーアンプＩＥＡの出力電
圧ＶＩＥＡｏｕｔの波形、図２（ｂ）に交流入力電流Ｉ
ｉｎの波形、図２（ｃ）に交流入力電圧Ｖｉｎの波形を
示す。
【００３５】図２において時刻ｔ１からｔ２は、通常の
ＰＷＭ制御（パルス幅制御）が行われている期間であ
る。そして、交流入力電圧Ｖｉｎの瞬時値が徐々に低下
して、時刻ｔ２において電圧Ｖｃｃと抵抗Ｒｖによる見
かけ上の電流と逆転し、出力電圧ＶＩＥＡｏｕｔが駆動
パルスのＯＮ時間幅を狭める方向に動作し出す。
ＰＷＭ制御（パルス幅制御）が行われている期間であ
る。そして、交流入力電圧Ｖｉｎの瞬時値が徐々に低下
して、時刻ｔ２において電圧Ｖｃｃと抵抗Ｒｖによる見
かけ上の電流と逆転し、出力電圧ＶＩＥＡｏｕｔが駆動
パルスのＯＮ時間幅を狭める方向に動作し出す。
【００３６】交流入力電圧Ｖｉｎが一旦０Ｖとなり、瞬
時値が徐々に上昇してくると今度は時刻ｔ３で出力電圧
ＶＩＥＡｏｕｔは再度、駆動パルスを広げる方向に動作
し出し、時刻ｔ４まで徐々に駆動パルスを広げていく。
そして、掛け算器６の要求するパルス幅と一致するのが
時刻ｔ４である。この期間、即ち、時刻ｔ３からｔ４の
期間がソフトスタートの掛かっている期間である。尚、
図中時刻ｔ４は、時刻ｔ１と同じ状態である。
時値が徐々に上昇してくると今度は時刻ｔ３で出力電圧
ＶＩＥＡｏｕｔは再度、駆動パルスを広げる方向に動作
し出し、時刻ｔ４まで徐々に駆動パルスを広げていく。
そして、掛け算器６の要求するパルス幅と一致するのが
時刻ｔ４である。この期間、即ち、時刻ｔ３からｔ４の
期間がソフトスタートの掛かっている期間である。尚、
図中時刻ｔ４は、時刻ｔ１と同じ状態である。
【００３７】結果として、入力電流瞬時値のある値以下
の状態では、駆動パルスのＯＮ時間幅が狭められるよう
に電流エラーアンプＩＥＡの出力が動作するため、最大
ＯＮデューティを制限する回路は不用であり、最小値電
圧を選択する回路も不用となる。
の状態では、駆動パルスのＯＮ時間幅が狭められるよう
に電流エラーアンプＩＥＡの出力が動作するため、最大
ＯＮデューティを制限する回路は不用であり、最小値電
圧を選択する回路も不用となる。
【００３８】また、抵抗Ｒｖにより常に或る電流が電流
検出抵抗Ｒ２に流れているように見せかけられるため、
アクティブフィルタ起動時の出力電圧のオーバシュート
も低減させることができる。
検出抵抗Ｒ２に流れているように見せかけられるため、
アクティブフィルタ起動時の出力電圧のオーバシュート
も低減させることができる。
【００３９】このように、入力である商用交流電源の瞬
時値が０Ｖ付近において、掛け算器出力に所望の入力電
流が入力電流検出抵抗に流れているように見せかけるこ
とによりパルス幅を絞る方向に張り付かせることで、多
くの高調波成分を含んだ棘状の入力電流が流れてしまう
ことを防止すると共に、軽負荷時におけるアクティブフ
ィルタ起動時の出力オーバシュートも低減することがで
きる。
時値が０Ｖ付近において、掛け算器出力に所望の入力電
流が入力電流検出抵抗に流れているように見せかけるこ
とによりパルス幅を絞る方向に張り付かせることで、多
くの高調波成分を含んだ棘状の入力電流が流れてしまう
ことを防止すると共に、軽負荷時におけるアクティブフ
ィルタ起動時の出力オーバシュートも低減することがで
きる。
【００４０】尚、上記実施の形態では、抵抗Ｒｖの一方
の端子を制御回路５の電源Ｖｃｃと接続して当該電源Ｖ
ｃｃから電流を供給するようにしたが、これに限るもの
ではなく、基準電圧であるＶｒｅｆ１と接続して、当該
基準電圧Ｖｒｅｆ１より電流を供給するようにしても、
抵抗Ｒｖの抵抗値を適切に選択することで同様の効果を
得ることができる。
の端子を制御回路５の電源Ｖｃｃと接続して当該電源Ｖ
ｃｃから電流を供給するようにしたが、これに限るもの
ではなく、基準電圧であるＶｒｅｆ１と接続して、当該
基準電圧Ｖｒｅｆ１より電流を供給するようにしても、
抵抗Ｒｖの抵抗値を適切に選択することで同様の効果を
得ることができる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように請求項１のスイッチ
ング型直流電源装置によれば、交流電源を入力し、前記
交流電源の電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回
路の出力電圧を入力して直流電圧を出力する昇圧型チョ
ッパ回路と、回路を流れる前記整流回路により整流され
た脈流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手
段により検出した脈流電流波形が交流入力電圧波形と相
似形となるように前記昇圧型チョッパ回路を制御する制
御回路とから成るアクティブフィルタ回路を備えたスイ
ッチング型直流電源装置において、前記電流検出手段に
見掛け上電流が流れているようにせしめる電流供給手段
を備えたことにより、交流入力電流に高調波成分を多く
含んだ棘状の電流が流れることを防止すると共に、最大
ＯＮデューティが１００％近くまで広がりすぎることを
防止することができる。そのため、従来最大ＯＮデュー
ティを制限するために設けていた基準電圧と最小値電圧
選択回路が不用となり、安価な方法で、棘状の入力電流
を防止し、且つ部品点数の削減、コストダウンが可能と
なる。
ング型直流電源装置によれば、交流電源を入力し、前記
交流電源の電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回
路の出力電圧を入力して直流電圧を出力する昇圧型チョ
ッパ回路と、回路を流れる前記整流回路により整流され
た脈流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手
段により検出した脈流電流波形が交流入力電圧波形と相
似形となるように前記昇圧型チョッパ回路を制御する制
御回路とから成るアクティブフィルタ回路を備えたスイ
ッチング型直流電源装置において、前記電流検出手段に
見掛け上電流が流れているようにせしめる電流供給手段
を備えたことにより、交流入力電流に高調波成分を多く
含んだ棘状の電流が流れることを防止すると共に、最大
ＯＮデューティが１００％近くまで広がりすぎることを
防止することができる。そのため、従来最大ＯＮデュー
ティを制限するために設けていた基準電圧と最小値電圧
選択回路が不用となり、安価な方法で、棘状の入力電流
を防止し、且つ部品点数の削減、コストダウンが可能と
なる。
【００４２】請求項２のスイッチング型直流電源装置に
よれば、電流供給手段は、一端が所定の電源に接続さ
れ、他端が電流検出手段に接続される抵抗素子とするこ
とで、極めて簡単に構成することができる。
よれば、電流供給手段は、一端が所定の電源に接続さ
れ、他端が電流検出手段に接続される抵抗素子とするこ
とで、極めて簡単に構成することができる。
【図１】本発明に係るスイッチング型直流電源装置の構
成図である。
成図である。
【図２】図１の各部の波形の一例を示す図である。
【図３】従来のスイッチング型直流電源装置の構成図で
ある。
ある。
【図４】図３の各部の波形の一例を示す図である。
１、２ 入力端子（商用交流電源入力端子） ３、４ アクティブフィルタ出力端子 ５ アクティブフィルタ制御回路 ６ 掛け算器 ８ 発振器 １０ アクティブフィルタ回路 ＶＥＡ 電圧エラーアンプ ＩＥＡ 電流エラーランプ ＣＯＭＰ コンパレータ
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源を入力し、前記交流電源の電圧
を全波整流する整流回路と、 前記整流回路の出力電圧を入力して直流電圧を出力する
昇圧型チョッパ回路と、 回路を流れる前記整流回路により整流された脈流電流を
検出する電流検出手段と、 前記電流検出手段により検出した脈流電流波形が交流入
力電圧波形と相似形となるように前記昇圧型チョッパ回
路を制御する制御回路とから成るアクティブフィルタ回
路を備えたスイッチング型直流電源装置において、 前記電流検出手段に見掛け上電流が流れているようにせ
しめる電流供給手段を備えたことを特徴とするスイッチ
ング型直流電源装置。 - 【請求項２】 前記電流供給手段は、一端が所定の電源
に接続され、他端が前記電流検出手段に接続される抵抗
素子であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング型直流電源装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35020597A JP3962466B2 (ja) | 1997-12-05 | 1997-12-05 | スイッチング型直流電源装置 |
| US09/203,514 US6011707A (en) | 1997-12-05 | 1998-12-01 | Switching-type DC power source apparatus |
| EP98122937A EP0921626B1 (en) | 1997-12-05 | 1998-12-03 | Switching-type DC power source apparatus |
| DE69841954T DE69841954D1 (de) | 1997-12-05 | 1998-12-03 | Schaltendes Gleichstromspeisegerät |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35020597A JP3962466B2 (ja) | 1997-12-05 | 1997-12-05 | スイッチング型直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11178327A true JPH11178327A (ja) | 1999-07-02 |
| JP3962466B2 JP3962466B2 (ja) | 2007-08-22 |
Family
ID=18408936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35020597A Expired - Fee Related JP3962466B2 (ja) | 1997-12-05 | 1997-12-05 | スイッチング型直流電源装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6011707A (ja) |
| EP (1) | EP0921626B1 (ja) |
| JP (1) | JP3962466B2 (ja) |
| DE (1) | DE69841954D1 (ja) |
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