JPH11168520A - ディジタル放送受信機 - Google Patents
ディジタル放送受信機Info
- Publication number
- JPH11168520A JPH11168520A JP9348719A JP34871997A JPH11168520A JP H11168520 A JPH11168520 A JP H11168520A JP 9348719 A JP9348719 A JP 9348719A JP 34871997 A JP34871997 A JP 34871997A JP H11168520 A JPH11168520 A JP H11168520A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- phase error
- circuit
- signal
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0067—Phase error detectors
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0071—Control of loops
- H04L2027/0075—Error weighting
- H04L2027/0077—Error weighting stop and go
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0083—Signalling arrangements
- H04L2027/0089—In-band signals
- H04L2027/0093—Intermittant signals
- H04L2027/0095—Intermittant signals in a preamble or similar structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 速くキャリア再生ができて高速に希望信号を
捕捉することができるディジタル放送受信機を提供す
る。 【解決手段】 ヘッダ区間内の予め定めた区間の被変調
波を復調した復調出力に基づきキャリア再生位相誤差検
出回路６によって位相誤差電圧を検出し、位相誤差電圧
に基づいてピーク数算出回路９２にて希望受信周波数と
再生キャリアの周波数との差の誤差周波数が算出し、微
分係数算出回路９４によって誤差周波数の極性を算出す
る。この算出した極性を有する算出誤差周波数が自動周
波数制御のためのステップ周波数幅にステップ周波数コ
ントロール回路９６にて変換し、フレーム同期が検出さ
れた後、変換したステップ周波数幅でフレーム同期が確
立するまで再生キャリア周波数を周波数スキャンニング
することにより、速くキャリア再生ができて高速に希望
信号が捕捉できる。
捕捉することができるディジタル放送受信機を提供す
る。 【解決手段】 ヘッダ区間内の予め定めた区間の被変調
波を復調した復調出力に基づきキャリア再生位相誤差検
出回路６によって位相誤差電圧を検出し、位相誤差電圧
に基づいてピーク数算出回路９２にて希望受信周波数と
再生キャリアの周波数との差の誤差周波数が算出し、微
分係数算出回路９４によって誤差周波数の極性を算出す
る。この算出した極性を有する算出誤差周波数が自動周
波数制御のためのステップ周波数幅にステップ周波数コ
ントロール回路９６にて変換し、フレーム同期が検出さ
れた後、変換したステップ周波数幅でフレーム同期が確
立するまで再生キャリア周波数を周波数スキャンニング
することにより、速くキャリア再生ができて高速に希望
信号が捕捉できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、必要とするＣ／Ｎ
（搬送波電力対雑音電力比）値が異なる複数の変調方式
による被変調波が時間軸多重されて伝送されるディジタ
ル被変調波を受信するディジタル放送受信機に関する。
（搬送波電力対雑音電力比）値が異なる複数の変調方式
による被変調波が時間軸多重されて伝送されるディジタ
ル被変調波を受信するディジタル放送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】必要とするＣ／Ｎ値が異なる複数の変調
方式で伝送されてくるディジタル被変調波、例えば８Ｐ
ＳＫ変調波、ＱＰＳＫ変調波、ＢＰＳＫ変調波が時間毎
に組み合わされ、フレーム毎に繰り返し伝送される階層
化伝送方式が知られている。かかる階層化伝送方式で伝
送されてくるディジタル被変調波を受信するディジタル
放送受信機では、受信する希望信号のセンター周波数が
規格周波数の約±１．５ＭＨｚ程度ずれることから、キ
ャリア再生のための自動周波数制御回路を備えている。
方式で伝送されてくるディジタル被変調波、例えば８Ｐ
ＳＫ変調波、ＱＰＳＫ変調波、ＢＰＳＫ変調波が時間毎
に組み合わされ、フレーム毎に繰り返し伝送される階層
化伝送方式が知られている。かかる階層化伝送方式で伝
送されてくるディジタル被変調波を受信するディジタル
放送受信機では、受信する希望信号のセンター周波数が
規格周波数の約±１．５ＭＨｚ程度ずれることから、キ
ャリア再生のための自動周波数制御回路を備えている。
【０００３】階層化伝送方式で伝送されてくるディジタ
ル被変調波を受信するディジタル放送受信機のキャリア
再生のための自動周波数制御回路（以下、単にＡＦＣ回
路と記す）は、受信Ｃ／Ｎが最悪の場合に復調器がキャ
リア再生を行える範囲（キャプチャーレンジ）を基本と
した周波数スキャンニングを行い、キャリアを捕捉した
ときキャリア再生がロックしたこと検出し、検知出力に
よって周波数スキャンニングを止めていた。
ル被変調波を受信するディジタル放送受信機のキャリア
再生のための自動周波数制御回路（以下、単にＡＦＣ回
路と記す）は、受信Ｃ／Ｎが最悪の場合に復調器がキャ
リア再生を行える範囲（キャプチャーレンジ）を基本と
した周波数スキャンニングを行い、キャリアを捕捉した
ときキャリア再生がロックしたこと検出し、検知出力に
よって周波数スキャンニングを止めていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ディジタル放送受信機ではＡＦＣ回路におけるスキャン
ニングステップ幅が狭いため、キャリア再生がロックす
るまでに時間がかかるために、周波数スキャンニングを
行っている期間が長期間になるという問題点があった。
ディジタル放送受信機ではＡＦＣ回路におけるスキャン
ニングステップ幅が狭いため、キャリア再生がロックす
るまでに時間がかかるために、周波数スキャンニングを
行っている期間が長期間になるという問題点があった。
【０００５】本発明は、速くキャリア再生ができて高速
に希望信号を捕捉することができるディジタル放送受信
機を提供することを目的とする。
に希望信号を捕捉することができるディジタル放送受信
機を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明にかかるディジタ
ル放送受信機は、キャリア再生を行うための自動周波数
制御回路を備えて階層化ディジタル被変調波を受信する
ディジタル放送受信機において、ヘッダ区間内の予め定
めた区間の被変調波を復調した復調出力に基づいて位相
誤差電圧値を検出する位相誤差検出手段と、検出された
位相誤差電圧値に基づいて希望受信周波数と再生キャリ
アの周波数との差の誤差周波数を算出する誤差周波数算
出手段と、検出された位相誤差電圧値に基づいて誤差周
波数の極性を算出する極性算出手段と、算出された極性
を有する検出誤差周波数を自動周波数制御のためのステ
ップ周波数幅に変換する変換手段とを備えて、フレーム
同期が検出された後、変換されたステップ周波数幅でス
キャンニングしてフレーム同期が確立するまで再生キャ
リア周波数を周波数スキャンニングさせることを特徴と
する。
ル放送受信機は、キャリア再生を行うための自動周波数
制御回路を備えて階層化ディジタル被変調波を受信する
ディジタル放送受信機において、ヘッダ区間内の予め定
めた区間の被変調波を復調した復調出力に基づいて位相
誤差電圧値を検出する位相誤差検出手段と、検出された
位相誤差電圧値に基づいて希望受信周波数と再生キャリ
アの周波数との差の誤差周波数を算出する誤差周波数算
出手段と、検出された位相誤差電圧値に基づいて誤差周
波数の極性を算出する極性算出手段と、算出された極性
を有する検出誤差周波数を自動周波数制御のためのステ
ップ周波数幅に変換する変換手段とを備えて、フレーム
同期が検出された後、変換されたステップ周波数幅でス
キャンニングしてフレーム同期が確立するまで再生キャ
リア周波数を周波数スキャンニングさせることを特徴と
する。
【０００７】本発明にかかるディジタル放送受信機は、
フレーム同期が検出された後ヘッダ区間内の予め定めた
区間の被変調波を復調した復調出力に基づいて位相誤差
電圧値が検出され、検出された位相誤差電圧値に基づい
て希望受信周波数と再生キャリアの周波数との差の誤差
周波数が算出され、検出された位相誤差電圧値に基づい
て誤差周波数の極性が算出される。この算出された極性
を有する検出誤差周波数が自動周波数制御のためのステ
ップ周波数幅に変換されて、変換されたステップ周波数
幅でフレーム同期が確立するまで再生キャリア周波数が
周波数スキャンニングされる。したがって、フレーム同
期の検出後フレーム同期が確立されるまで誤差周波数に
基づくステップ周波数幅で周波数スキャンニングが行わ
れて、速くキャリア再生ができて高速に希望信号が捕捉
される。
フレーム同期が検出された後ヘッダ区間内の予め定めた
区間の被変調波を復調した復調出力に基づいて位相誤差
電圧値が検出され、検出された位相誤差電圧値に基づい
て希望受信周波数と再生キャリアの周波数との差の誤差
周波数が算出され、検出された位相誤差電圧値に基づい
て誤差周波数の極性が算出される。この算出された極性
を有する検出誤差周波数が自動周波数制御のためのステ
ップ周波数幅に変換されて、変換されたステップ周波数
幅でフレーム同期が確立するまで再生キャリア周波数が
周波数スキャンニングされる。したがって、フレーム同
期の検出後フレーム同期が確立されるまで誤差周波数に
基づくステップ周波数幅で周波数スキャンニングが行わ
れて、速くキャリア再生ができて高速に希望信号が捕捉
される。
【０００８】本発明にかかるディジタル放送受信機は、
さらに、位相誤差電圧値に基づくトラッキング信号を発
生するトラッキング回路を備え、フレーム同期が確立し
た後トラッキング信号に基づいて再生キャリアの周波数
を希望受信周波数の変動に追従させることを特徴とす
る。
さらに、位相誤差電圧値に基づくトラッキング信号を発
生するトラッキング回路を備え、フレーム同期が確立し
た後トラッキング信号に基づいて再生キャリアの周波数
を希望受信周波数の変動に追従させることを特徴とす
る。
【０００９】本発明にかかるディジタル放送受信機は、
さらにフレーム同期が確立した後トラッキング回路から
出力されるトラッキング信号によって希望受信周波数の
変動にキャリアの周波数を追従させることによって、同
期が維持される。
さらにフレーム同期が確立した後トラッキング回路から
出力されるトラッキング信号によって希望受信周波数の
変動にキャリアの周波数を追従させることによって、同
期が維持される。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるディジタル
放送受信機を実施の形態によって説明する。
放送受信機を実施の形態によって説明する。
【００１１】図１は本発明の実施の一形態にかかるディ
ジタル放送受信機の主要部の構成を示すブロック図であ
り、ＡＦＣ回路を含む部分を示している。
ジタル放送受信機の主要部の構成を示すブロック図であ
り、ＡＦＣ回路を含む部分を示している。
【００１２】本発明の実施の一形態にかかるディジタル
放送受信機の説明の前に階層化伝送方式のフレーム構成
について説明する。図２（ａ）は階層化伝送方式におけ
るフレーム構成の一例を示す図である。１フレームは、
１つのヘッダ部１９２シンボルと、２０３シンボルと４
シンボルからなる対が複数対とで形成された３９９３６
シンボルで構成されている。
放送受信機の説明の前に階層化伝送方式のフレーム構成
について説明する。図２（ａ）は階層化伝送方式におけ
るフレーム構成の一例を示す図である。１フレームは、
１つのヘッダ部１９２シンボルと、２０３シンボルと４
シンボルからなる対が複数対とで形成された３９９３６
シンボルで構成されている。
【００１３】さらに詳細には、フレーム同期パターン
（ＢＰＳＫ）３２シンボル（所定の２０シンボルを同期
検出に使用する）、伝送多重構成識別のためのＴＭＣＣ
(Transmission and Multiplexing Configuration Contr
ol)パターン（ＢＰＳＫ）１２８シンボル、スーパーフ
レーム識別情報パターン３２シンボル、主信号（ＴＣ８
ＰＳＫ）２０３シンボル、１フレーム期間毎にセットさ
れる疑似ランダム信号でＢＰＳＫ変調されるバーストシ
ンボル信号（図２（ａ）においてＢＳと記載してある）
４シンボル、主信号（ＴＣ８ＰＳＫ）２０３シンボル、
バーストシンボル信号４シンボル、……、主信号（ＱＰ
ＳＫ）２０３シンボル、バーストシンボル信号４シンボ
ル、主信号（ＱＰＳＫ）２０３シンボル、バーストシン
ボル信号４シンボルの順序で形成されている。ここで、
８フレームをスーパーフレームと称し、スーパーフレー
ム識別情報パターンはスーパーフレーム識別のための情
報である。なお、フレーム同期パターンからスーパーフ
レーム識別情報パターン終了までの１９２シンボルはヘ
ッダとも称される。
（ＢＰＳＫ）３２シンボル（所定の２０シンボルを同期
検出に使用する）、伝送多重構成識別のためのＴＭＣＣ
(Transmission and Multiplexing Configuration Contr
ol)パターン（ＢＰＳＫ）１２８シンボル、スーパーフ
レーム識別情報パターン３２シンボル、主信号（ＴＣ８
ＰＳＫ）２０３シンボル、１フレーム期間毎にセットさ
れる疑似ランダム信号でＢＰＳＫ変調されるバーストシ
ンボル信号（図２（ａ）においてＢＳと記載してある）
４シンボル、主信号（ＴＣ８ＰＳＫ）２０３シンボル、
バーストシンボル信号４シンボル、……、主信号（ＱＰ
ＳＫ）２０３シンボル、バーストシンボル信号４シンボ
ル、主信号（ＱＰＳＫ）２０３シンボル、バーストシン
ボル信号４シンボルの順序で形成されている。ここで、
８フレームをスーパーフレームと称し、スーパーフレー
ム識別情報パターンはスーパーフレーム識別のための情
報である。なお、フレーム同期パターンからスーパーフ
レーム識別情報パターン終了までの１９２シンボルはヘ
ッダとも称される。
【００１４】図１に示した本発明の実施の一形態にかか
るディジタル放送受信機に戻って説明する。ディジタル
放送受信機には、演算回路１、数値制御発振器２、ディ
ジタルフィルタからなるレイズドコサイン特性のロール
オフフィルタ３、フレーム同期タイミング回路４、伝送
モード判別回路５、キャリア再生用位相誤差検出回路
６、ローパスディジタルフィルタからなるキャリアフィ
ルタ７、ゲインコントロール回路８、ＡＦＣ回路９、Ｃ
ＮＲ測定回路１０、論理ゲート回路１１およびトラッキ
ング回路１２を備えている。
るディジタル放送受信機に戻って説明する。ディジタル
放送受信機には、演算回路１、数値制御発振器２、ディ
ジタルフィルタからなるレイズドコサイン特性のロール
オフフィルタ３、フレーム同期タイミング回路４、伝送
モード判別回路５、キャリア再生用位相誤差検出回路
６、ローパスディジタルフィルタからなるキャリアフィ
ルタ７、ゲインコントロール回路８、ＡＦＣ回路９、Ｃ
ＮＲ測定回路１０、論理ゲート回路１１およびトラッキ
ング回路１２を備えている。
【００１５】ＡＦＣ回路９について説明する。ＡＦＣ回
路９は、ステップ周波数コントロール回路９６によって
初期設定に基づく所定周波数ステップ幅、例えば６００
ｋＨｚ幅による周波数スキャンニングをさせるためのス
テップ周波数制御電圧を生成し加算器９７へ送出すると
共に、ステップ周波数制御電圧を加算器９７へ出力する
毎にロード信号をカウンタ９８へ送出し加算器９７の出
力をカウンタ９８にロードして１フレーム周期にわたっ
て加算器９７と協働して累積加算し、カウンタ９８の計
数値を加算器９９へ出力し、フレーム同期検出後、誤差
周波数と極性を算出して導通状態に制御されているゲー
ト回路１００を介して供給される後記するゲインコント
ロール回路８からの出力とカウンタ９８の計数値と加算
器９９によって加算し加算出力を数値制御発振器２へ送
出し周波数制御発振器２を制御する自動周波数制御して
キャリアを生成する。
路９は、ステップ周波数コントロール回路９６によって
初期設定に基づく所定周波数ステップ幅、例えば６００
ｋＨｚ幅による周波数スキャンニングをさせるためのス
テップ周波数制御電圧を生成し加算器９７へ送出すると
共に、ステップ周波数制御電圧を加算器９７へ出力する
毎にロード信号をカウンタ９８へ送出し加算器９７の出
力をカウンタ９８にロードして１フレーム周期にわたっ
て加算器９７と協働して累積加算し、カウンタ９８の計
数値を加算器９９へ出力し、フレーム同期検出後、誤差
周波数と極性を算出して導通状態に制御されているゲー
ト回路１００を介して供給される後記するゲインコント
ロール回路８からの出力とカウンタ９８の計数値と加算
器９９によって加算し加算出力を数値制御発振器２へ送
出し周波数制御発振器２を制御する自動周波数制御して
キャリアを生成する。
【００１６】フレーム同期検出中はゲート回路１００を
遮断状態に制御してある。
遮断状態に制御してある。
【００１７】フレーム同期検出後の動作について詳細に
説明する。ＡＦＣ回路９は、キャリア再生用位相誤差検
出回路６から出力される位相誤差電圧値をディジタルフ
ィルタ９１および９３に供給してノイズ除去を行い、デ
ィジタルフィルタ９１を介して出力される位相誤差電圧
値出力のＴＭＣＣ区間における希望受信周波数とキャリ
アの周波数との差（誤差周波数）であるピーク数をピー
ク数算出回路９２によって算出し、ディジタルフィルタ
９３を介して出力される位相誤差電圧値出力のＴＭＣＣ
区間における誤差周波数の極性を示す微分係数の方向を
微分係数算出回路９４によって算出し、算出ピーク数お
よび算出微分係数の方向を受けてステップ周波数変換回
路９５において予め定めたステップ周波数例えば６５ｋ
Ｈｚのピーク数倍の周波数ステップ幅でかつ微分係数の
方向に基づく方向の周波数スキャンニング幅に変換し、
初期設定に基づく所定周波数ステップ幅に代わってステ
ップ周波数変換回路９５での変換出力に基づく周波数ス
テップ幅による周波数スキャンニングをさせるためのス
テップ周波数制御電圧を生成し加算器９７へ送出して、
自動周波数制御を行わせる。
説明する。ＡＦＣ回路９は、キャリア再生用位相誤差検
出回路６から出力される位相誤差電圧値をディジタルフ
ィルタ９１および９３に供給してノイズ除去を行い、デ
ィジタルフィルタ９１を介して出力される位相誤差電圧
値出力のＴＭＣＣ区間における希望受信周波数とキャリ
アの周波数との差（誤差周波数）であるピーク数をピー
ク数算出回路９２によって算出し、ディジタルフィルタ
９３を介して出力される位相誤差電圧値出力のＴＭＣＣ
区間における誤差周波数の極性を示す微分係数の方向を
微分係数算出回路９４によって算出し、算出ピーク数お
よび算出微分係数の方向を受けてステップ周波数変換回
路９５において予め定めたステップ周波数例えば６５ｋ
Ｈｚのピーク数倍の周波数ステップ幅でかつ微分係数の
方向に基づく方向の周波数スキャンニング幅に変換し、
初期設定に基づく所定周波数ステップ幅に代わってステ
ップ周波数変換回路９５での変換出力に基づく周波数ス
テップ幅による周波数スキャンニングをさせるためのス
テップ周波数制御電圧を生成し加算器９７へ送出して、
自動周波数制御を行わせる。
【００１８】上記ステップ周波数幅を変更した自動周波
数制御の実行後、遮断状態に制御されていたゲート回路
１００が導通状態に制御され、キャプチャレンジである
所定周波数ステップ幅、例えば８ｋＨｚ幅にてフレーム
同期が確定するまで周波数スキャンニングが行われる。
フレーム同期の確定後、位相誤差電圧値に基づきトラッ
キング回路１２から出力されるトラッキング信号によっ
て希望受信信号の周波数の変動にキャリアの周波数が追
従させられる。
数制御の実行後、遮断状態に制御されていたゲート回路
１００が導通状態に制御され、キャプチャレンジである
所定周波数ステップ幅、例えば８ｋＨｚ幅にてフレーム
同期が確定するまで周波数スキャンニングが行われる。
フレーム同期の確定後、位相誤差電圧値に基づきトラッ
キング回路１２から出力されるトラッキング信号によっ
て希望受信信号の周波数の変動にキャリアの周波数が追
従させられる。
【００１９】数値制御発振器２は図３に示すように、加
算器９９からの加算出力を受けて互いに逆極性の正弦波
データ２３ａ、２３ｂを出力する正弦波テーブル２３
と、加算器９９からの加算出力を受けて余弦波データ２
４ａ、２４ｂを出力する余弦波テーブル２４とを備え
て、加算器９９からの加算出力に基づいて互いに逆極性
の正弦波データ２３ａ、２３ｂおよび余弦波データ２４
ａ、２４ｂを出力し、ＡＦＣ回路９と協働して実質的に
再生キャリアを形成する互いに逆極性の正弦波信号およ
び余弦波信号が演算回路１へ出力される。
算器９９からの加算出力を受けて互いに逆極性の正弦波
データ２３ａ、２３ｂを出力する正弦波テーブル２３
と、加算器９９からの加算出力を受けて余弦波データ２
４ａ、２４ｂを出力する余弦波テーブル２４とを備え
て、加算器９９からの加算出力に基づいて互いに逆極性
の正弦波データ２３ａ、２３ｂおよび余弦波データ２４
ａ、２４ｂを出力し、ＡＦＣ回路９と協働して実質的に
再生キャリアを形成する互いに逆極性の正弦波信号およ
び余弦波信号が演算回路１へ出力される。
【００２０】演算回路１は図３に示すように、準同期検
波されたＩ軸のベースバンド信号ｉと正弦波データ２３
ａとを乗算する乗算器１ａと、ベースバンド信号ｉと余
弦波データ２４ａとを乗算する乗算器１ｂと、準同期検
波されたＱ軸のベースバンド信号ｑと逆極性の正弦波デ
ータ２３ｂとを乗算する乗算器１ｄと、ベースバンド信
号ｑと余弦波データ２４ｂとを乗算する乗算器１ｅと、
乗算器１ｂの出力と乗算器１ｄの出力とを加算してベー
スバンド信号Ｉとして出力する加算器１ｃと、乗算器１
ａの出力と乗算器１ｅの出力とを加算してベースバンド
信号Ｑとして出力する加算器１ｆとを備えて、数値制御
発振器２からの出力受けてベースバンド信号ｉ、ｑを周
波数同調させて、周波数同調出力であるベースバンド信
号Ｉ、Ｑがそれぞれロールオフフィルタ３へ送出され
る。
波されたＩ軸のベースバンド信号ｉと正弦波データ２３
ａとを乗算する乗算器１ａと、ベースバンド信号ｉと余
弦波データ２４ａとを乗算する乗算器１ｂと、準同期検
波されたＱ軸のベースバンド信号ｑと逆極性の正弦波デ
ータ２３ｂとを乗算する乗算器１ｄと、ベースバンド信
号ｑと余弦波データ２４ｂとを乗算する乗算器１ｅと、
乗算器１ｂの出力と乗算器１ｄの出力とを加算してベー
スバンド信号Ｉとして出力する加算器１ｃと、乗算器１
ａの出力と乗算器１ｅの出力とを加算してベースバンド
信号Ｑとして出力する加算器１ｆとを備えて、数値制御
発振器２からの出力受けてベースバンド信号ｉ、ｑを周
波数同調させて、周波数同調出力であるベースバンド信
号Ｉ、Ｑがそれぞれロールオフフィルタ３へ送出され
る。
【００２１】フレーム同期タイミング回路４はロールオ
フフィルタ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、Ｑ
Ｄを受けて、ＴＭＣＣパターンを伝送モード判定回路５
へ送出する。伝送モード判定回路５はＴＭＣＣパターン
をデコードした結果に基づいて図４に示す階層組み合わ
せ、すなわち高階層信号である８ＰＳＫ信号（８ＰＳＫ
被変調波を復調した復調出力を８ＰＳＫ信号と記す）、
低階層信号であるＱＰＳＫ信号（ＱＰＳＫ被変調波を復
調した復調出力をＱＰＳＫ信号と記す）、８ＰＳＫ信号
とＱＰＳＫ信号、８ＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号（ＢＰＳ
Ｋ被変調波を復調した復調出力をＢＰＳＫ信号と記す）
を２ビットの伝送モード信号とし、この伝送モード信号
がフレーム同期タイミング回路４へ送出される。
フフィルタ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、Ｑ
Ｄを受けて、ＴＭＣＣパターンを伝送モード判定回路５
へ送出する。伝送モード判定回路５はＴＭＣＣパターン
をデコードした結果に基づいて図４に示す階層組み合わ
せ、すなわち高階層信号である８ＰＳＫ信号（８ＰＳＫ
被変調波を復調した復調出力を８ＰＳＫ信号と記す）、
低階層信号であるＱＰＳＫ信号（ＱＰＳＫ被変調波を復
調した復調出力をＱＰＳＫ信号と記す）、８ＰＳＫ信号
とＱＰＳＫ信号、８ＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号（ＢＰＳ
Ｋ被変調波を復調した復調出力をＢＰＳＫ信号と記す）
を２ビットの伝送モード信号とし、この伝送モード信号
がフレーム同期タイミング回路４へ送出される。
【００２２】伝送モード信号は図４に示すごとく、例え
ば、８ＰＳＫ信号のときは〃００〃、ＱＰＳＫ信号のと
きは〃０１〃、８ＰＳＫ信号とＱＰＳＫ信号のときは〃
１０〃、８ＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号のときは〃１１〃
である。
ば、８ＰＳＫ信号のときは〃００〃、ＱＰＳＫ信号のと
きは〃０１〃、８ＰＳＫ信号とＱＰＳＫ信号のときは〃
１０〃、８ＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号のときは〃１１〃
である。
【００２３】フレーム同期タイミング回路４は、ベース
バンド信号ＩＤ、ＱＤを受けて同期パターンを検出して
フレーム同期信号ＦＳＹＮＣを出力すると共に、伝送モ
ード信号を受けて、ヘッダ区間およびバーストシンボル
信号区間高電位の図２（ｂ）に示す信号Ａ１と、ＱＰＳ
Ｋ信号区間高電位の図２（ｃ）に示す信号Ａ０とを出力
する。
バンド信号ＩＤ、ＱＤを受けて同期パターンを検出して
フレーム同期信号ＦＳＹＮＣを出力すると共に、伝送モ
ード信号を受けて、ヘッダ区間およびバーストシンボル
信号区間高電位の図２（ｂ）に示す信号Ａ１と、ＱＰＳ
Ｋ信号区間高電位の図２（ｃ）に示す信号Ａ０とを出力
する。
【００２４】キャリア再生用位相誤差検出回路６はベー
スバンド信号ＩＤ、ＱＤおよび信号Ａ１、Ａ０を受け
て、位相誤差を検出し位相誤差に基づく位相誤差電圧値
を送出する。さらに詳細には、キャリア再生用位相誤差
検出回路６には図５に示す復調ＲＯＭテーブル、図７に
示すＢＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブル、図８に示
すＱＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブルおよび図９に
示す８ＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブルを備えて、
信号Ａ１、Ａ０に基づいて伝送モードを判別し、判別さ
れた伝送モードに基づいて位相誤差テーブルを選択し、
ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点配置から位相を求
め、該位相に対する位相誤差電圧値を求めて、キャリア
フィルタ７、ディジタルフィルタ９１および９３へ送出
する。
スバンド信号ＩＤ、ＱＤおよび信号Ａ１、Ａ０を受け
て、位相誤差を検出し位相誤差に基づく位相誤差電圧値
を送出する。さらに詳細には、キャリア再生用位相誤差
検出回路６には図５に示す復調ＲＯＭテーブル、図７に
示すＢＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブル、図８に示
すＱＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブルおよび図９に
示す８ＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブルを備えて、
信号Ａ１、Ａ０に基づいて伝送モードを判別し、判別さ
れた伝送モードに基づいて位相誤差テーブルを選択し、
ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点配置から位相を求
め、該位相に対する位相誤差電圧値を求めて、キャリア
フィルタ７、ディジタルフィルタ９１および９３へ送出
する。
【００２５】キャリア再生用位相誤差検出回路６におい
て、例えば伝送モードがＢＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０
が〃１、０〃）であると判別されたときは、ＢＰＳＫ信
号の信号点の基準位置は０（２π）ラジアンおよびπラ
ジアンであり、図７に示す位相誤差テーブルが選択さ
れ、位相が３π／２ラジアン以上から０（２π）ラジア
ンまでの増加方向の位相のときは位相に対して図７
（ａ）に示す負の位相誤差電圧値が、位相がπ／２ラジ
アン未満から０（２π）ラジアンまでの減少方向の位相
のときは位相に対して図７（ａ）に示す正の位相誤差電
圧値が出力され、位相がπ／２ラジアン以上からπラジ
アンまでの増加方向の位相のときは位相に対して図７
（ａ）に示す負の位相誤差電圧値が、位相が３π／２ラ
ジアン未満からπラジアンまでの減少方向の位相のとき
は位相に対して図７（ａ）に示す正の位相誤差電圧値が
出力される。この場合において位相誤差電圧値は位相が
３π／４ラジアン、π／４ラジアンのときが＋方向最大
値または−方向最大値である。
て、例えば伝送モードがＢＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０
が〃１、０〃）であると判別されたときは、ＢＰＳＫ信
号の信号点の基準位置は０（２π）ラジアンおよびπラ
ジアンであり、図７に示す位相誤差テーブルが選択さ
れ、位相が３π／２ラジアン以上から０（２π）ラジア
ンまでの増加方向の位相のときは位相に対して図７
（ａ）に示す負の位相誤差電圧値が、位相がπ／２ラジ
アン未満から０（２π）ラジアンまでの減少方向の位相
のときは位相に対して図７（ａ）に示す正の位相誤差電
圧値が出力され、位相がπ／２ラジアン以上からπラジ
アンまでの増加方向の位相のときは位相に対して図７
（ａ）に示す負の位相誤差電圧値が、位相が３π／２ラ
ジアン未満からπラジアンまでの減少方向の位相のとき
は位相に対して図７（ａ）に示す正の位相誤差電圧値が
出力される。この場合において位相誤差電圧値は位相が
３π／４ラジアン、π／４ラジアンのときが＋方向最大
値または−方向最大値である。
【００２６】キャリア再生用位相誤差検出回路６におい
て、例えば伝送モードがＱＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０
が〃０、１〃）であると判別されたときは、図８に示す
位相誤差テーブルが選択され、ＱＰＳＫ信号の信号点の
基準位置はπ／４ラジアン、３π／４ラジアン、５π／
４ラジアン、７π／４ラジアンであり、この場合におい
て位相誤差電圧値は位相が０（２π）ラジアン、π／２
ラジアン、πラジアン、３π／４ラジアンのときが＋方
向最大値または−方向最大値であって、ＢＰＳＫ信号の
ときの最大値に対して１／２である。伝送モードがＱＰ
ＳＫ信号であると判別されたときの位相誤差電圧値の送
出についての説明は省略するが、伝送モードがＢＰＳＫ
信号の場合の説明から容易に理解されよう。
て、例えば伝送モードがＱＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０
が〃０、１〃）であると判別されたときは、図８に示す
位相誤差テーブルが選択され、ＱＰＳＫ信号の信号点の
基準位置はπ／４ラジアン、３π／４ラジアン、５π／
４ラジアン、７π／４ラジアンであり、この場合におい
て位相誤差電圧値は位相が０（２π）ラジアン、π／２
ラジアン、πラジアン、３π／４ラジアンのときが＋方
向最大値または−方向最大値であって、ＢＰＳＫ信号の
ときの最大値に対して１／２である。伝送モードがＱＰ
ＳＫ信号であると判別されたときの位相誤差電圧値の送
出についての説明は省略するが、伝送モードがＢＰＳＫ
信号の場合の説明から容易に理解されよう。
【００２７】キャリア再生用位相誤差検出回路６におい
て、伝送モードが８ＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０が〃
０、０〃）であると判別されたときは、図９に示す位相
誤差テーブルが選択され、８ＰＳＫ信号の信号点の基準
位置は０（２π）ラジアン、π／４ラジアン、π／２ラ
ジアン、３π／４ラジアン、πラジアン、５π／４ラジ
アン、３π／２ラジアンおよび７π／４ラジアンであ
り、この場合において位相誤差電圧値は位相がπ／８ラ
ジアン、３π／８ラジアン、５π／８ラジアン、７π／
８ラジアン、９π／８ラジアン、１１π／８ラジアン、
１３π／８ラジアン、１５π／８ラジアンのときが＋方
向最大値または−方向最大値であって、バーストシンボ
ル信号のときの最大値に対して１／４である。伝送モー
ドが８ＰＳＫ信号であると判別されたときの位相誤差電
圧値の送出についての説明は省略するが、伝送モードが
ＢＰＳＫ信号の場合の説明から容易に理解されよう。
て、伝送モードが８ＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０が〃
０、０〃）であると判別されたときは、図９に示す位相
誤差テーブルが選択され、８ＰＳＫ信号の信号点の基準
位置は０（２π）ラジアン、π／４ラジアン、π／２ラ
ジアン、３π／４ラジアン、πラジアン、５π／４ラジ
アン、３π／２ラジアンおよび７π／４ラジアンであ
り、この場合において位相誤差電圧値は位相がπ／８ラ
ジアン、３π／８ラジアン、５π／８ラジアン、７π／
８ラジアン、９π／８ラジアン、１１π／８ラジアン、
１３π／８ラジアン、１５π／８ラジアンのときが＋方
向最大値または−方向最大値であって、バーストシンボ
ル信号のときの最大値に対して１／４である。伝送モー
ドが８ＰＳＫ信号であると判別されたときの位相誤差電
圧値の送出についての説明は省略するが、伝送モードが
ＢＰＳＫ信号の場合の説明から容易に理解されよう。
【００２８】キャリア再生用位相誤差検出回路６から出
力された位相誤差電圧値は、ディジタルローパスフィル
タからなるキャリアフィルタ７に供給され位相誤差電圧
値が平滑化される。この場合において後記する論理ゲー
ト回路１１から出力されるＣＮＲコードおよび信号Ａ
１、Ａ０によって求めたモードにしたがうキャリアフィ
ルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）によって選択的にフィル
タ動作が行われる。
力された位相誤差電圧値は、ディジタルローパスフィル
タからなるキャリアフィルタ７に供給され位相誤差電圧
値が平滑化される。この場合において後記する論理ゲー
ト回路１１から出力されるＣＮＲコードおよび信号Ａ
１、Ａ０によって求めたモードにしたがうキャリアフィ
ルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）によって選択的にフィル
タ動作が行われる。
【００２９】キャリアフィルタ７からの出力はゲインコ
ントロール回路８に供給されて、ゲインコントロール回
路８において論理ゲート回路１１から高Ｃ／Ｎ値、中Ｃ
／Ｎ値のときに出力されるゲイン制御信号（ＧＣＯＮ
Ｔ）によって、例えば図６に示すように、ゲイン制御信
号（ＧＣＯＮＴ）が高電位のときにはキャリアフィルタ
７の出力を２倍するなどの高ゲインに制御され、ゲイン
制御信号（ＧＣＯＮＴ）が低高電位のときにはキャリア
フィルタ７の出力をそのまま出力するなどの低ゲインに
制御されて、ゲインコントロール回路８からの出力がゲ
ート回路１００を介して加算器９９に供給され、加算器
９９に供給されているカウンタ９８の計数値に加算さ
れ、数値制御発振器２の発振周波数の変化が早められ
る。
ントロール回路８に供給されて、ゲインコントロール回
路８において論理ゲート回路１１から高Ｃ／Ｎ値、中Ｃ
／Ｎ値のときに出力されるゲイン制御信号（ＧＣＯＮ
Ｔ）によって、例えば図６に示すように、ゲイン制御信
号（ＧＣＯＮＴ）が高電位のときにはキャリアフィルタ
７の出力を２倍するなどの高ゲインに制御され、ゲイン
制御信号（ＧＣＯＮＴ）が低高電位のときにはキャリア
フィルタ７の出力をそのまま出力するなどの低ゲインに
制御されて、ゲインコントロール回路８からの出力がゲ
ート回路１００を介して加算器９９に供給され、加算器
９９に供給されているカウンタ９８の計数値に加算さ
れ、数値制御発振器２の発振周波数の変化が早められ
る。
【００３０】ＣＮＲ測定回路１０はベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＱＤを受けて、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤから求
めた信号点配置データの分散値を求め、該分散値を所定
の閾値と比較し、閾値を超える分散値の所定単位時間中
における発生回数（ＤＳＭＳ）を計数して、発生回数
（ＤＳＭＳ）に基づいて実験にて求めた図１０に示すテ
ーブルを参照してＣ／Ｎ値を求め２ビットのＣＮＲコー
ドとして出力する。このＣＮＲコードは、例えば図１１
に示すように、９ｄＢ以上のときは高ＣＮＲとして〃０
０〃に定め、４ｄＢ以上９ｄＢ未満のときは中ＣＮＲと
して〃０１〃に定め、４ｄＢ未満のときは低ＣＮＲとし
て〃１０〃に定めてある。
Ｄ、ＱＤを受けて、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤから求
めた信号点配置データの分散値を求め、該分散値を所定
の閾値と比較し、閾値を超える分散値の所定単位時間中
における発生回数（ＤＳＭＳ）を計数して、発生回数
（ＤＳＭＳ）に基づいて実験にて求めた図１０に示すテ
ーブルを参照してＣ／Ｎ値を求め２ビットのＣＮＲコー
ドとして出力する。このＣＮＲコードは、例えば図１１
に示すように、９ｄＢ以上のときは高ＣＮＲとして〃０
０〃に定め、４ｄＢ以上９ｄＢ未満のときは中ＣＮＲと
して〃０１〃に定め、４ｄＢ未満のときは低ＣＮＲとし
て〃１０〃に定めてある。
【００３１】論理ゲート回路１１はフレーム同期タイミ
ング回路４から出力される信号Ａ１、Ａ０とＣＮＲ測定
回路１０から出力されるＣＮＲコードとを受けて、キャ
リアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）およびゲイン制
御信号（ＧＣＯＮＴ）を出力する。
ング回路４から出力される信号Ａ１、Ａ０とＣＮＲ測定
回路１０から出力されるＣＮＲコードとを受けて、キャ
リアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）およびゲイン制
御信号（ＧＣＯＮＴ）を出力する。
【００３２】さらに詳細には、論理ゲート回路１１は図
１２に示すように、ＣＮＲコードとを受けて、高Ｃ／
Ｎ、中Ｃ／Ｎ、低Ｃ／Ｎに基づく信号を出力するナンド
ゲート１１１、１１２、１１３、信号Ａ１、Ａ０を受け
て図２（ｄ）に示すようにＢＰＳＫ信号、バーストシン
ボル信号、またはＱＰＳＫ信号のときに高電位出力を発
生する信号Ｇを出力するオアゲート１１４、高Ｃ／Ｎの
ときに高電位出力を発生するインバータ１１５、中Ｃ／
Ｎのとき信号Ｇを送出するナンドゲート１１６、低Ｃ／
Ｎのとき信号Ａ１を送出するナンドゲート１１７、イン
バータ１１５の出力とナンドゲート１１６の出力とナン
ドゲート１１７の出力を入力としてキャリアフィルタ制
御信号（ＣＲＦＬＧＰ）を出力するオアゲート１１８、
高ＣＮＲまたは低ＣＮＲのときに高電位のゲイン制御信
号（ＧＣＯＮＴ）を出力するナンドゲート１１９から構
成してある。
１２に示すように、ＣＮＲコードとを受けて、高Ｃ／
Ｎ、中Ｃ／Ｎ、低Ｃ／Ｎに基づく信号を出力するナンド
ゲート１１１、１１２、１１３、信号Ａ１、Ａ０を受け
て図２（ｄ）に示すようにＢＰＳＫ信号、バーストシン
ボル信号、またはＱＰＳＫ信号のときに高電位出力を発
生する信号Ｇを出力するオアゲート１１４、高Ｃ／Ｎの
ときに高電位出力を発生するインバータ１１５、中Ｃ／
Ｎのとき信号Ｇを送出するナンドゲート１１６、低Ｃ／
Ｎのとき信号Ａ１を送出するナンドゲート１１７、イン
バータ１１５の出力とナンドゲート１１６の出力とナン
ドゲート１１７の出力を入力としてキャリアフィルタ制
御信号（ＣＲＦＬＧＰ）を出力するオアゲート１１８、
高ＣＮＲまたは低ＣＮＲのときに高電位のゲイン制御信
号（ＧＣＯＮＴ）を出力するナンドゲート１１９から構
成してある。
【００３３】したがって、論理ゲート回路１１から高Ｃ
／Ｎのときには識別モードに無関係に（ヘッダ期間、バ
ーストシンボル信号期間、ＱＰＳＫ信号期間、８ＰＳＫ
信号期間の何れの期間においても）高電位のキャリアフ
ィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力され、中Ｃ／Ｎ
のときにはヘッダ期間、バーストシンボル信号期間、Ｑ
ＰＳＫ信号期間期間の何れの期間においても高電位のキ
ャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力され、
低Ｃ／Ｎのときにはヘッダ期間、バーストシンボル信号
期間の何れの期間においても高電位のキャリアフィルタ
制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力される。その他のとき
には低電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧ
Ｐ）が出力される。さらに、論理ゲート回路１１から高
Ｃ／Ｎまたは中Ｃ／Ｎのときに高電位のゲイン制御信号
（ＧＣＯＮＴ）が出力され、低Ｃ／Ｎのときには低電位
のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が出力される。
／Ｎのときには識別モードに無関係に（ヘッダ期間、バ
ーストシンボル信号期間、ＱＰＳＫ信号期間、８ＰＳＫ
信号期間の何れの期間においても）高電位のキャリアフ
ィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力され、中Ｃ／Ｎ
のときにはヘッダ期間、バーストシンボル信号期間、Ｑ
ＰＳＫ信号期間期間の何れの期間においても高電位のキ
ャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力され、
低Ｃ／Ｎのときにはヘッダ期間、バーストシンボル信号
期間の何れの期間においても高電位のキャリアフィルタ
制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力される。その他のとき
には低電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧ
Ｐ）が出力される。さらに、論理ゲート回路１１から高
Ｃ／Ｎまたは中Ｃ／Ｎのときに高電位のゲイン制御信号
（ＧＣＯＮＴ）が出力され、低Ｃ／Ｎのときには低電位
のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が出力される。
【００３４】高電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲ
ＦＬＧＰ）が出力されるときはキャリアフィルタ８はフ
ィルタ動作を行って、位相誤差電圧値が平滑化されて出
力される。低電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦ
ＬＧＰ）が出力されるときはキャリアフィルタ８はフィ
ルタ動作を停止し、その直前における出力がホールドさ
れて、出力される。高電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮ
Ｔ）が出力されるときは、ゲインコントロール回路８は
キャリアフィルタ７からの出力が２倍されて送出され
る。低電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が出力され
るときは、ゲインコントロール回路８はキャリアフィル
タ７からの出力がそのまま出力される。
ＦＬＧＰ）が出力されるときはキャリアフィルタ８はフ
ィルタ動作を行って、位相誤差電圧値が平滑化されて出
力される。低電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦ
ＬＧＰ）が出力されるときはキャリアフィルタ８はフィ
ルタ動作を停止し、その直前における出力がホールドさ
れて、出力される。高電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮ
Ｔ）が出力されるときは、ゲインコントロール回路８は
キャリアフィルタ７からの出力が２倍されて送出され
る。低電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が出力され
るときは、ゲインコントロール回路８はキャリアフィル
タ７からの出力がそのまま出力される。
【００３５】一方、キャリア再生用位相誤差検出回路６
からの位相誤差電圧値を受けてピーク数算出回路９２へ
出力を送出するディジタルフィルタ９１はピーク数を検
出ができる程度の比較的長い時定数に設定されており、
位相誤差電圧値を受けて微分係数算出回路９４へ出力を
送出するディジタルフィルタ９３は微分係数の算出を誤
らないようにするために比較的短い時定数に設定されて
いる。
からの位相誤差電圧値を受けてピーク数算出回路９２へ
出力を送出するディジタルフィルタ９１はピーク数を検
出ができる程度の比較的長い時定数に設定されており、
位相誤差電圧値を受けて微分係数算出回路９４へ出力を
送出するディジタルフィルタ９３は微分係数の算出を誤
らないようにするために比較的短い時定数に設定されて
いる。
【００３６】ディジタルフィルタ９１にてノイズ除去さ
れた位相誤差電圧値を受けるピーク数算出回路９２は、
図１３（ａ）に示すように、第１の閾値ＬＳと位相誤差
電圧値とを比較器２０１にて比較し、第１閾値以上の位
相誤差電圧値の期間高電位出力を送出させ、比較器２０
１の出力の立上りエッジを立上りエッジ検出回路２０２
にて検出し、第１閾値より大きい第２閾値ＨＳと位相誤
差電圧値とを比較器２０３にて比較し、第１閾値以上の
位相誤差電圧値の期間高電位出力を送出させ、比較器２
０３の出力の立上りエッジを立上りエッジ検出回路２０
４にて検出し、エッジ検出回路２０２および２０４にて
検出したエッジに基づいてＪＫフリップフロップ２０５
をセット、リセットして、ＪＫフリップフロップ２０５
のＱ出力の立上りエッジを立上りエッジ検出回路２０６
にて検出し、立上りエッジ検出回路２０６にて検出した
出力をカウンタ２０７にて計数して、ピーク数を得る。
このピーク数は希望受信周波数と再生キャリアの周波数
との差である誤差周波数に対応している。
れた位相誤差電圧値を受けるピーク数算出回路９２は、
図１３（ａ）に示すように、第１の閾値ＬＳと位相誤差
電圧値とを比較器２０１にて比較し、第１閾値以上の位
相誤差電圧値の期間高電位出力を送出させ、比較器２０
１の出力の立上りエッジを立上りエッジ検出回路２０２
にて検出し、第１閾値より大きい第２閾値ＨＳと位相誤
差電圧値とを比較器２０３にて比較し、第１閾値以上の
位相誤差電圧値の期間高電位出力を送出させ、比較器２
０３の出力の立上りエッジを立上りエッジ検出回路２０
４にて検出し、エッジ検出回路２０２および２０４にて
検出したエッジに基づいてＪＫフリップフロップ２０５
をセット、リセットして、ＪＫフリップフロップ２０５
のＱ出力の立上りエッジを立上りエッジ検出回路２０６
にて検出し、立上りエッジ検出回路２０６にて検出した
出力をカウンタ２０７にて計数して、ピーク数を得る。
このピーク数は希望受信周波数と再生キャリアの周波数
との差である誤差周波数に対応している。
【００３７】例えばピーク数算出回路９２へ供給される
ＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧値が図１３（ｂ）に示す場
合には、図１３（ｃ）に示すように、比較器２０１から
は出力ａが送出され、立上りエッジ検出回路２０２から
は出力ｂが送出され、比較器２０３からは出力ｃが送出
され、立上りエッジ検出回路２０４からは出力ｄが送出
され、ＪＫフリップフロップ２０５からは出力ｅが送出
され、立上りエッジ検出回路２０６からは出力ｆが送出
されて、カウンタ２０７において計数されてピーク数が
〃１〃であることが算出される。
ＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧値が図１３（ｂ）に示す場
合には、図１３（ｃ）に示すように、比較器２０１から
は出力ａが送出され、立上りエッジ検出回路２０２から
は出力ｂが送出され、比較器２０３からは出力ｃが送出
され、立上りエッジ検出回路２０４からは出力ｄが送出
され、ＪＫフリップフロップ２０５からは出力ｅが送出
され、立上りエッジ検出回路２０６からは出力ｆが送出
されて、カウンタ２０７において計数されてピーク数が
〃１〃であることが算出される。
【００３８】ディジタルフィルタ９３にてノイズ除去さ
れた位相誤差電圧値を受ける微分係数算出回路９２は、
図１４に示すように、位相誤差電圧値を単位時間遅延回
路２１１に供給して遅延させ、単位時間遅延回路２１１
にて遅延された位相誤差電圧値から遅延されていない位
相誤差電圧値を減算回路２１２にて減算し、減算回路２
１２の出力と単位時間遅延回路２１５にて遅延された位
相誤差電圧値とを加算回路２１４にて加算し、加算回路
２１４の出力を単位時間遅延回路２１５に供給して遅延
させ、かつ減算回路２１２の出力と閾値ＤＶとを比較器
２１３において比較し、減算回路２１２の出力が閾値Ｄ
Ｖを超えていないときの出力によって単位時間遅延回路
２１５をイネーブルにして、微分係数の傾斜の小さい方
のみを演算して、単位時間遅延回路２１５の出力の極性
から微分係数の傾斜方向を求める。
れた位相誤差電圧値を受ける微分係数算出回路９２は、
図１４に示すように、位相誤差電圧値を単位時間遅延回
路２１１に供給して遅延させ、単位時間遅延回路２１１
にて遅延された位相誤差電圧値から遅延されていない位
相誤差電圧値を減算回路２１２にて減算し、減算回路２
１２の出力と単位時間遅延回路２１５にて遅延された位
相誤差電圧値とを加算回路２１４にて加算し、加算回路
２１４の出力を単位時間遅延回路２１５に供給して遅延
させ、かつ減算回路２１２の出力と閾値ＤＶとを比較器
２１３において比較し、減算回路２１２の出力が閾値Ｄ
Ｖを超えていないときの出力によって単位時間遅延回路
２１５をイネーブルにして、微分係数の傾斜の小さい方
のみを演算して、単位時間遅延回路２１５の出力の極性
から微分係数の傾斜方向を求める。
【００３９】例えば微分係数算出回路９４において閾値
ＤＶは〃２〃に設定してある。微分係数算出回路９４に
おいて減算回路２１２の出力は｛Ｐｎ−（Ｐｎ＋１）｝
であり、単位時間遅延回路２１５は｛Ｐｎ−（Ｐｎ＋
１）｝＜ＤＶのときに動作する。したがって、微分係数
算出回路９４へ供給されるＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧
値が図１３（ｂ）に示す場合において、単位時間間隔毎
の位相誤差電圧値をＰｉ（ｉ＝１〜１６）としたときは
各位相誤差電圧値Ｐｉは図１３（ｂ）に示すごとくであ
る
ＤＶは〃２〃に設定してある。微分係数算出回路９４に
おいて減算回路２１２の出力は｛Ｐｎ−（Ｐｎ＋１）｝
であり、単位時間遅延回路２１５は｛Ｐｎ−（Ｐｎ＋
１）｝＜ＤＶのときに動作する。したがって、微分係数
算出回路９４へ供給されるＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧
値が図１３（ｂ）に示す場合において、単位時間間隔毎
の位相誤差電圧値をＰｉ（ｉ＝１〜１６）としたときは
各位相誤差電圧値Ｐｉは図１３（ｂ）に示すごとくであ
る
【００４０】したがって、単位時間遅延回路２１５の出
力は（Ｐ１−Ｐ２）＋（Ｐ２−Ｐ３）＋（Ｐ３−Ｐ４）
＋（Ｐ４−Ｐ５）＋（Ｐ５−Ｐ６）＋（Ｐ６−Ｐ７）＋
（Ｐ７−Ｐ８）＋（Ｐ８−Ｐ９）＋（Ｐ９−Ｐ１０）＋
（Ｐ１０−Ｐ１１）＋（Ｐ１１−Ｐ１２）＋（Ｐ１２−
Ｐ１３）＋（Ｐ１３−Ｐ１４）＋（Ｐ１４−Ｐ１５）＋
（Ｐ１５−Ｐ１６）＝−１＋−１＋−１＋−１＋−１＋
−１＋−１＋２＋（３（＝Ｐ１０−Ｐ１１）＞２のため
に加算されない）＋２＋−１＋−１＋−１＋−１＋−１
＝−８となって、その符号は−（マイナス）であって、
微分係数の方向が求められることになる。
力は（Ｐ１−Ｐ２）＋（Ｐ２−Ｐ３）＋（Ｐ３−Ｐ４）
＋（Ｐ４−Ｐ５）＋（Ｐ５−Ｐ６）＋（Ｐ６−Ｐ７）＋
（Ｐ７−Ｐ８）＋（Ｐ８−Ｐ９）＋（Ｐ９−Ｐ１０）＋
（Ｐ１０−Ｐ１１）＋（Ｐ１１−Ｐ１２）＋（Ｐ１２−
Ｐ１３）＋（Ｐ１３−Ｐ１４）＋（Ｐ１４−Ｐ１５）＋
（Ｐ１５−Ｐ１６）＝−１＋−１＋−１＋−１＋−１＋
−１＋−１＋２＋（３（＝Ｐ１０−Ｐ１１）＞２のため
に加算されない）＋２＋−１＋−１＋−１＋−１＋−１
＝−８となって、その符号は−（マイナス）であって、
微分係数の方向が求められることになる。
【００４１】上記のように閾値ＤＶを設けて微分係数の
方向を求めるのは、微分係数の方向を求めるために増加
方向の部分の差（ｐｉ−Ｐｉ＋１）と減少方向の差（ｐ
ｉ−Ｐｉ＋１）を共に求めて加算したときは、加算結果
は常に〃０〃となって微分係数の方向は求められないた
めである。
方向を求めるのは、微分係数の方向を求めるために増加
方向の部分の差（ｐｉ−Ｐｉ＋１）と減少方向の差（ｐ
ｉ−Ｐｉ＋１）を共に求めて加算したときは、加算結果
は常に〃０〃となって微分係数の方向は求められないた
めである。
【００４２】希望信号の周波数が再生キャリアの周波数
より高い周波数にある場合において、ディジタルフィル
タ９３を介して出力されるＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧
値は図１５（ａ）に示すごとくであり、図１３（ｂ）に
よって例示した場合のとおりである。希望信号の周波数
が再生キャリアの周波数より低い周波数にある場合にお
いて、ディジタルフィルタ９３を介して出力されるＴＭ
ＣＣ区間の位相誤差電圧値は図１５（ｂ）に示すごとく
であって、微分係数の方向は＋（プラス）と求められ
る。これからも明らかなように微分係数の方向は誤差周
波数の極性に対応していることが判る。
より高い周波数にある場合において、ディジタルフィル
タ９３を介して出力されるＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧
値は図１５（ａ）に示すごとくであり、図１３（ｂ）に
よって例示した場合のとおりである。希望信号の周波数
が再生キャリアの周波数より低い周波数にある場合にお
いて、ディジタルフィルタ９３を介して出力されるＴＭ
ＣＣ区間の位相誤差電圧値は図１５（ｂ）に示すごとく
であって、微分係数の方向は＋（プラス）と求められ
る。これからも明らかなように微分係数の方向は誤差周
波数の極性に対応していることが判る。
【００４３】受信する希望信号のセンタ周波数が規格周
波数の約±１．５ＭＨｚ程度ずれることからＡＦＣによ
って希望信号の周波数と周波数同調している再生キャリ
ア周波数に対して約±１．５ＭＨｚの範囲にわたって再
生キャリアの周波数をスキャンニングさせた場合を模式
的に示せば、図１６に示すことができる。図１６におい
てＦＣは希望信号の周波数と周波数同調している再生キ
ャリアの周波数を示している。
波数の約±１．５ＭＨｚ程度ずれることからＡＦＣによ
って希望信号の周波数と周波数同調している再生キャリ
ア周波数に対して約±１．５ＭＨｚの範囲にわたって再
生キャリアの周波数をスキャンニングさせた場合を模式
的に示せば、図１６に示すことができる。図１６におい
てＦＣは希望信号の周波数と周波数同調している再生キ
ャリアの周波数を示している。
【００４４】約±１．５ＭＨｚの範囲にわたって再生キ
ャリアの周波数をスキャンニングさせた場合、フレーム
同期が引き込めるが、ＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧値か
ら誤差周波数およびその極性が推測しにくいために周波
数スキャンニングする周波数範囲は、ＦＣを挟む±６
７．７ｋＨｚの範囲である。すなわちこの周波数範囲は
希望信号の周波数に近いために位相誤差電値圧からピー
クが検出されず、さらに傾斜角が小さいために微分係数
の方向が求めにくい周波数範囲であって、｛（ＢＰＳＫ
の位相マージン１８０°／ＴＭＣＣ区間のビット数１９
２）×シンボルレート２６Ｍｓｐｓ｝／３６０°＝６
７．７ｋＨｚによって求められる。
ャリアの周波数をスキャンニングさせた場合、フレーム
同期が引き込めるが、ＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧値か
ら誤差周波数およびその極性が推測しにくいために周波
数スキャンニングする周波数範囲は、ＦＣを挟む±６
７．７ｋＨｚの範囲である。すなわちこの周波数範囲は
希望信号の周波数に近いために位相誤差電値圧からピー
クが検出されず、さらに傾斜角が小さいために微分係数
の方向が求めにくい周波数範囲であって、｛（ＢＰＳＫ
の位相マージン１８０°／ＴＭＣＣ区間のビット数１９
２）×シンボルレート２６Ｍｓｐｓ｝／３６０°＝６
７．７ｋＨｚによって求められる。
【００４５】また、フレーム同期は引き込め、かつＴＭ
ＣＣ区間の位相誤差電圧値から誤差周波数およびその方
向が推測できる周波数範囲は図１６において斜線を施し
ている。すなわちこの周波数範囲は位相誤差電圧値から
ピーク数が求められかつ微分係数の方向が求められる周
波数範囲であって、｛（ＢＰＳＫの位相マージン１８０
°／同期パターンのビット数２０）×シンボルレート２
６Ｍｓｐｓ｝／３６０°＝６５０ｋＨｚの範囲で、６
７．７ｋＨｚから６５０ｋＨｚの範囲および−６７．７
ｋＨｚから−６５０ｋＨｚの範囲である。したがって、
フレーム同期検出後、例えば６５ｋＨｚ幅×ピーク数に
よるスキャンニングを行う。
ＣＣ区間の位相誤差電圧値から誤差周波数およびその方
向が推測できる周波数範囲は図１６において斜線を施し
ている。すなわちこの周波数範囲は位相誤差電圧値から
ピーク数が求められかつ微分係数の方向が求められる周
波数範囲であって、｛（ＢＰＳＫの位相マージン１８０
°／同期パターンのビット数２０）×シンボルレート２
６Ｍｓｐｓ｝／３６０°＝６５０ｋＨｚの範囲で、６
７．７ｋＨｚから６５０ｋＨｚの範囲および−６７．７
ｋＨｚから−６５０ｋＨｚの範囲である。したがって、
フレーム同期検出後、例えば６５ｋＨｚ幅×ピーク数に
よるスキャンニングを行う。
【００４６】＋６５０ｋＨｚから＋１．５ＭＨｚの範囲
および−６５０ｋＨｚから−１．５ＭＨｚの範囲はフレ
ーム同期が引き込めない範囲である。
および−６５０ｋＨｚから−１．５ＭＨｚの範囲はフレ
ーム同期が引き込めない範囲である。
【００４７】以上のように構成された本発明にかかるデ
ィジタル放送受信機において、ＡＦＣ回路を含む作用を
図１７に示すフローチャートに基づいて説明する。
ィジタル放送受信機において、ＡＦＣ回路を含む作用を
図１７に示すフローチャートに基づいて説明する。
【００４８】ステップ周波数コントロール回路９６から
の出力に基づいて前記した６５０ｋＨｚに対して余裕を
みて６００ｋＨｚ幅の周波数ステップによるＡＦＣが行
われ（ステップＳ１）、受信Ｃ／Ｎ比の測定がなされて
（ステップＳ２）、同期パターンの検出がなされたか否
かがチェックされ、同期パターンが検出されるまでステ
ップＳ１から繰り返して実行される。周波数スキャンニ
ング幅±１．５ＭＨｚに対して６００ｋＨｚの周波数ス
テップによって周波数スキャンニングが行われるために
フレーム同期に達する期間は少なくてすむ。
の出力に基づいて前記した６５０ｋＨｚに対して余裕を
みて６００ｋＨｚ幅の周波数ステップによるＡＦＣが行
われ（ステップＳ１）、受信Ｃ／Ｎ比の測定がなされて
（ステップＳ２）、同期パターンの検出がなされたか否
かがチェックされ、同期パターンが検出されるまでステ
ップＳ１から繰り返して実行される。周波数スキャンニ
ング幅±１．５ＭＨｚに対して６００ｋＨｚの周波数ス
テップによって周波数スキャンニングが行われるために
フレーム同期に達する期間は少なくてすむ。
【００４９】ステップＳ１〜ステップＳ３における動作
をさらに詳細に説明すれば次の如くである。
をさらに詳細に説明すれば次の如くである。
【００５０】ベースバンド信号ｉ、ｑに数値制御発振器
２から出力される直交する再生キャリアが演算回路１に
おいて乗算されてベースバンド信号ｉ、ｑが直交検波さ
れ、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤとしてロールオフフィ
ルタ３を介してフレーム同期タイミング回路４に送出さ
れる。フレーム同期タイミング回路４からＴＭＣＣパタ
ーンが伝送モード判定回路５に供給されてＴＭＣＣパタ
ーンがデコードされて伝送モード信号がフレーム同期タ
イミング回路４へ送出される。
２から出力される直交する再生キャリアが演算回路１に
おいて乗算されてベースバンド信号ｉ、ｑが直交検波さ
れ、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤとしてロールオフフィ
ルタ３を介してフレーム同期タイミング回路４に送出さ
れる。フレーム同期タイミング回路４からＴＭＣＣパタ
ーンが伝送モード判定回路５に供給されてＴＭＣＣパタ
ーンがデコードされて伝送モード信号がフレーム同期タ
イミング回路４へ送出される。
【００５１】ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤおよび伝送モ
ード信号を受けたフレーム同期タイミング回路４にてフ
レーム同期パターンが検出されてフレーム同期信号ＳＹ
ＮＣと信号Ａ１、Ａ０が送出される。フレーム同期信号
ＦＳＹＮＣはゲインコントロール回路８へ送出され、フ
レーム同期検出毎にゲインコントロール回路８の動作が
リセットされる。信号Ａ１、Ａ０はキャリア再生用位相
誤差検出回路６および論理ゲート回路１１へ送出され
る。
ード信号を受けたフレーム同期タイミング回路４にてフ
レーム同期パターンが検出されてフレーム同期信号ＳＹ
ＮＣと信号Ａ１、Ａ０が送出される。フレーム同期信号
ＦＳＹＮＣはゲインコントロール回路８へ送出され、フ
レーム同期検出毎にゲインコントロール回路８の動作が
リセットされる。信号Ａ１、Ａ０はキャリア再生用位相
誤差検出回路６および論理ゲート回路１１へ送出され
る。
【００５２】ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤと信号Ａ１、
Ａ０とを受けたキャリア再生用位相誤差検出回路６では
ベースバンド信号と信号Ａ１、Ａ０とに基づいて位相誤
差テーブルが選択され、位相誤差電圧値が検出されて、
検出された位相誤差電圧値はキャリアフィルタ７へ送出
されて、平滑化される。一方、ベースバンド信号ＩＤ、
ＱＤを受けたＣＮＲ測定回路１０ではベースバンド信号
ＩＤ、ＱＤの信号点配置に基づきＤＳＭＳが計数され、
計数されたＤＳＭＳに基づいてＣ／Ｎ値が求められ、Ｃ
ＮＲコードで出力される。
Ａ０とを受けたキャリア再生用位相誤差検出回路６では
ベースバンド信号と信号Ａ１、Ａ０とに基づいて位相誤
差テーブルが選択され、位相誤差電圧値が検出されて、
検出された位相誤差電圧値はキャリアフィルタ７へ送出
されて、平滑化される。一方、ベースバンド信号ＩＤ、
ＱＤを受けたＣＮＲ測定回路１０ではベースバンド信号
ＩＤ、ＱＤの信号点配置に基づきＤＳＭＳが計数され、
計数されたＤＳＭＳに基づいてＣ／Ｎ値が求められ、Ｃ
ＮＲコードで出力される。
【００５３】ＣＮＲコードおよび信号Ａ１、Ａ０を受け
た論理ゲート回路１１では、高Ｃ／Ｎ、中Ｃ／Ｎ、低Ｃ
／Ｎであるかが検出され、高Ｃ／Ｎ、または中Ｃ／Ｎの
ときは高電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）がゲイン
コントロール回路８に送出され、ゲインコントロール回
路８が高ループゲインに制御されて、キャリアフィルタ
７から出力される位相誤差電圧値が２倍されて送出され
る。論理ゲート回路１１において低Ｃ／Ｎと検出された
ときは低電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）がゲイン
コントロール回路８に送出され、ゲイン制御信号（ＧＣ
ＯＮＴ）によってゲインコントロール回路８が低ループ
ゲインに制御され、キャリアフィルタ７から出力される
位相誤差電圧値がそのまま送出される。
た論理ゲート回路１１では、高Ｃ／Ｎ、中Ｃ／Ｎ、低Ｃ
／Ｎであるかが検出され、高Ｃ／Ｎ、または中Ｃ／Ｎの
ときは高電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）がゲイン
コントロール回路８に送出され、ゲインコントロール回
路８が高ループゲインに制御されて、キャリアフィルタ
７から出力される位相誤差電圧値が２倍されて送出され
る。論理ゲート回路１１において低Ｃ／Ｎと検出された
ときは低電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）がゲイン
コントロール回路８に送出され、ゲイン制御信号（ＧＣ
ＯＮＴ）によってゲインコントロール回路８が低ループ
ゲインに制御され、キャリアフィルタ７から出力される
位相誤差電圧値がそのまま送出される。
【００５４】ステップＳ３において同期パターンが検出
されると、ゲート回路１００は遮断状態にされ（ステッ
プＳ４）、ＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧値が検出される
（ステップＳ５）。ステップＳ５において検出された位
相誤差電圧値に基づいて、位相誤差電圧値の微分係数の
方向が算出される（ステップＳ６）。ステップＳ６にお
いて微分係数の方向が算出されると続いて位相誤差電圧
値のピーク数が算出される（ステップＳ７）。
されると、ゲート回路１００は遮断状態にされ（ステッ
プＳ４）、ＴＭＣＣ区間の位相誤差電圧値が検出される
（ステップＳ５）。ステップＳ５において検出された位
相誤差電圧値に基づいて、位相誤差電圧値の微分係数の
方向が算出される（ステップＳ６）。ステップＳ６にお
いて微分係数の方向が算出されると続いて位相誤差電圧
値のピーク数が算出される（ステップＳ７）。
【００５５】ステップＳ７に続いて、ステップＳ７にお
いて算出されたピーク数と６５ｋＨｚとの乗算したステ
ップ周波数制御電圧にステップ周波数変換回路９５にお
いて変換され、この変換されたステップ周波数制御電圧
が設定されて（ステップＳ８）、ステップＳ３における
スキャニング時の再生キャリアの周波数からステップＳ
８において設定されたステップ周波数制御電圧に基づく
周波数ステップによる周波数スキャンニングがなされる
（ステップＳ９）。ここで、６５ｋＨｚは前記の６７．
７ｋＨｚに対して余裕をみた周波数にした結果の周波数
である。
いて算出されたピーク数と６５ｋＨｚとの乗算したステ
ップ周波数制御電圧にステップ周波数変換回路９５にお
いて変換され、この変換されたステップ周波数制御電圧
が設定されて（ステップＳ８）、ステップＳ３における
スキャニング時の再生キャリアの周波数からステップＳ
８において設定されたステップ周波数制御電圧に基づく
周波数ステップによる周波数スキャンニングがなされる
（ステップＳ９）。ここで、６５ｋＨｚは前記の６７．
７ｋＨｚに対して余裕をみた周波数にした結果の周波数
である。
【００５６】ステップＳ８およびステップＳ９による周
波数ステップの方向は、ステップＳ６において算出され
た位相誤差電圧値の微分係数の方向に基づく方向であっ
て、位相誤差電圧値から算出された微分係数の方向が
（−）の時には希望信号の周波数が再生キャリアの周波
数より高い場合であるために、再生キャリアの周波数を
減少させる方向に変化させていく。ステップＳ６におい
て算出された位相誤差電圧値から算出された微分係数の
方向が（＋）の時には希望信号の周波数が再生キャリア
の周波数より低い場合であるために、再生キャリアの周
波数を増加させる方向に変化させていく。
波数ステップの方向は、ステップＳ６において算出され
た位相誤差電圧値の微分係数の方向に基づく方向であっ
て、位相誤差電圧値から算出された微分係数の方向が
（−）の時には希望信号の周波数が再生キャリアの周波
数より高い場合であるために、再生キャリアの周波数を
減少させる方向に変化させていく。ステップＳ６におい
て算出された位相誤差電圧値から算出された微分係数の
方向が（＋）の時には希望信号の周波数が再生キャリア
の周波数より低い場合であるために、再生キャリアの周
波数を増加させる方向に変化させていく。
【００５７】ステップＳ９に続いて、ゲート回路１００
が導通状態に制御され（ステップＳ１０）、次いでフレ
ーム同期が複数回連続して捕捉されたか否か、すなわち
フレーム同期が確立したか否かがチェックされる（ステ
ップＳ１１）。ステップＳ１１においてフレーム同期が
確立していないと判別されたときは、キャプチャレンジ
である例えば８ｋＨｚ幅の周波数で周波数スキャンニン
グが行われてフレーム同期の確立が図られる（ステップ
Ｓ１２）。
が導通状態に制御され（ステップＳ１０）、次いでフレ
ーム同期が複数回連続して捕捉されたか否か、すなわち
フレーム同期が確立したか否かがチェックされる（ステ
ップＳ１１）。ステップＳ１１においてフレーム同期が
確立していないと判別されたときは、キャプチャレンジ
である例えば８ｋＨｚ幅の周波数で周波数スキャンニン
グが行われてフレーム同期の確立が図られる（ステップ
Ｓ１２）。
【００５８】ステップＳ１１においてフレーム同期が確
立したと判別されたときは、キャリア再生位相誤差検出
回路６において検出された位相誤差電圧値に基づきトラ
ッキング回路１２によって生成されたトラッキング信号
によってカウンタ９８がインクリメント、あるいはデク
リメントされて、希望受信周波数の変動に対して再生キ
ャリアの周波数を追従させられて、フレーム同期が維持
され、フレーム同期が外れたと判別されたときは（ステ
ップＳ１３）、ステップＳ１から再び繰して実行され
る。
立したと判別されたときは、キャリア再生位相誤差検出
回路６において検出された位相誤差電圧値に基づきトラ
ッキング回路１２によって生成されたトラッキング信号
によってカウンタ９８がインクリメント、あるいはデク
リメントされて、希望受信周波数の変動に対して再生キ
ャリアの周波数を追従させられて、フレーム同期が維持
され、フレーム同期が外れたと判別されたときは（ステ
ップＳ１３）、ステップＳ１から再び繰して実行され
る。
【００５９】以上説明したように本発明の実施の一形態
にかかるディジタル放送受信機によれば、同期引込みが
でき、かつＴＭＣＣ区間における位相誤差電圧値のピー
ク数および微分係数の方向が予想できる周波数範囲内に
入るまで、ＡＦＣにおける周波数スキャンニング幅を大
きく取ることができて、周波数範囲は前ＡＦＣの周波数
範囲のほぼ１／２であるため、周波数スキャンニング時
間が短縮されることになる。
にかかるディジタル放送受信機によれば、同期引込みが
でき、かつＴＭＣＣ区間における位相誤差電圧値のピー
ク数および微分係数の方向が予想できる周波数範囲内に
入るまで、ＡＦＣにおける周波数スキャンニング幅を大
きく取ることができて、周波数範囲は前ＡＦＣの周波数
範囲のほぼ１／２であるため、周波数スキャンニング時
間が短縮されることになる。
【００６０】またこの大きな周波数幅の周波数スキャン
イングによって、位相誤差電圧値からピーク数および微
分係数の方向が予想できる周波数範囲内に入れば、位相
誤差電圧値のピーク数および微分係数の方向に基づくス
テップ周波数幅で周波数スキャンニングが行われて速く
キャリア再生ができて高速に希望信号を捕捉することが
できる。またフレーム同期が確立されると、トラッキン
グ信号によって再生キャリアの周波数が希望受信周波数
の変動に追従してフレーム同期が維持される。
イングによって、位相誤差電圧値からピーク数および微
分係数の方向が予想できる周波数範囲内に入れば、位相
誤差電圧値のピーク数および微分係数の方向に基づくス
テップ周波数幅で周波数スキャンニングが行われて速く
キャリア再生ができて高速に希望信号を捕捉することが
できる。またフレーム同期が確立されると、トラッキン
グ信号によって再生キャリアの周波数が希望受信周波数
の変動に追従してフレーム同期が維持される。
【００６１】
【発明の効果】以上説明したように本発明にかかるディ
ジタル放送受信機によれば、階層化伝送方式の被変調波
を受信するディジタル放送受信機において、早期にフレ
ーム同期に引き込め、かつフレーム同期検出後位相誤差
電圧値の誤差周波数およびその極性に基づくステップ周
波数幅による周波数が行われて、速くキャリア再生がで
きて高速に希望信号を捕捉することができという効果が
得られる。
ジタル放送受信機によれば、階層化伝送方式の被変調波
を受信するディジタル放送受信機において、早期にフレ
ーム同期に引き込め、かつフレーム同期検出後位相誤差
電圧値の誤差周波数およびその極性に基づくステップ周
波数幅による周波数が行われて、速くキャリア再生がで
きて高速に希望信号を捕捉することができという効果が
得られる。
【００６２】さらに本発明にかかるディジタル放送受信
機によれば、フレーム同期が確立されると、トラッキン
グ信号によって再生キャリアの周波数が希望受信周波数
の変動に追従してフレーム同期が維持されるという効果
も得られる。
機によれば、フレーム同期が確立されると、トラッキン
グ信号によって再生キャリアの周波数が希望受信周波数
の変動に追従してフレーム同期が維持されるという効果
も得られる。
【図１】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放送
受信機の主要部の構成を示すブロック図である。
受信機の主要部の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送方式
におけるフレーム構成図および信号Ａ１、Ａ０の波形図
である。
におけるフレーム構成図および信号Ａ１、Ａ０の波形図
である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放送
受信機における演算回路および数値制御発振器の構成を
示すブロック図である。
受信機における演算回路および数値制御発振器の構成を
示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放送
受信機における伝送モード判定回路の伝送モードと階層
組み合わせとの関係を示す図である。
受信機における伝送モード判定回路の伝送モードと階層
組み合わせとの関係を示す図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放送
受信機における復調ＲＯＭテーブルの説明図である。
受信機における復調ＲＯＭテーブルの説明図である。
【図６】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放送
受信機におけるゲインコントロール回路のループゲイン
と論理との関係を示す図である。
受信機におけるゲインコントロール回路のループゲイン
と論理との関係を示す図である。
【図７】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放送
受信機における位相誤差テーブル（ＢＰＳＫ信号の場
合）の説明図である。
受信機における位相誤差テーブル（ＢＰＳＫ信号の場
合）の説明図である。
【図８】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放送
受信機における位相誤差テーブル（ＱＰＳＫ信号の場
合）の説明図である。
受信機における位相誤差テーブル（ＱＰＳＫ信号の場
合）の説明図である。
【図９】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放送
受信機における位相誤差テーブル（８ＰＳＫ信号の場
合）の説明図である。
受信機における位相誤差テーブル（８ＰＳＫ信号の場
合）の説明図である。
【図１０】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放
送受信機におけるＣＮＲ測定の説明に供する特性図であ
る。
送受信機におけるＣＮＲ測定の説明に供する特性図であ
る。
【図１１】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放
送受信機におけるＣＮＲ測定回路の出力ＣＮＲコードと
Ｃ／Ｎ値との関係を示す図である。
送受信機におけるＣＮＲ測定回路の出力ＣＮＲコードと
Ｃ／Ｎ値との関係を示す図である。
【図１２】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放
送受信機における論理ゲート回路の構成を示すブロック
図である。
送受信機における論理ゲート回路の構成を示すブロック
図である。
【図１３】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放
送受信機における位相誤差電圧のピーク数算出回路およ
びその作用の説明に供する波形図である。
送受信機における位相誤差電圧のピーク数算出回路およ
びその作用の説明に供する波形図である。
【図１４】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放
送受信機における位相誤差電圧の微分係数算出回路の構
成を示すブロック図である。
送受信機における位相誤差電圧の微分係数算出回路の構
成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放
送受信機における希望受信周波数と再生キャリアの周波
数との関係に基づく位相誤差電圧の波形図である。
送受信機における希望受信周波数と再生キャリアの周波
数との関係に基づく位相誤差電圧の波形図である。
【図１６】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放
送受信機におけるステップ周波数幅の説明図である。
送受信機におけるステップ周波数幅の説明図である。
【図１７】本発明の実施の一形態にかかるディジタル放
送受信機の作用の説明に供するフローチャートである。
送受信機の作用の説明に供するフローチャートである。
１ 演算回路 ２ 数値制御発振器 ３ ロールオフフィルタ ４ フレーム同期タイミング回路 ５ 伝送モード判定回路 ６ キャリア再生用位相誤差検出回路 ７ キャリアフィルタ ８ ゲインコントロール回路 ９ ＡＦＣ回路 １０ ＮＣＲ測定回路 １１ 論理ゲート回路 １２ トラッキング回路 ９２ ピーク数算出回路 ９４ 微分係数算出回路 ９５ ステップ周波数変換回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１０年１１月３０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３９】例えば微分係数算出回路９４において閾値
ＤＶは〃２〃に設定してある。微分係数算出回路９４に
おいて減算回路２１２の出力は｛Ｐｎ−（Ｐｎ＋１ ）｝
であり、単位時間遅延回路２１５は｛Ｐｎ−
（Ｐｎ＋１）｝＜ＤＶのときに動作する。したがって、
微分係数算出回路９４へ供給されるＴＭＣＣ区間の位相
誤差電圧値が図１３（ｂ）に示す場合において、単位時
間間隔毎の位相誤差電圧値をＰｉ（ｉ＝１〜１６）とし
たときは各位相誤差電圧値Ｐｉは図１３（ｂ）に示すご
とくである。
ＤＶは〃２〃に設定してある。微分係数算出回路９４に
おいて減算回路２１２の出力は｛Ｐｎ−（Ｐｎ＋１ ）｝
であり、単位時間遅延回路２１５は｛Ｐｎ−
（Ｐｎ＋１）｝＜ＤＶのときに動作する。したがって、
微分係数算出回路９４へ供給されるＴＭＣＣ区間の位相
誤差電圧値が図１３（ｂ）に示す場合において、単位時
間間隔毎の位相誤差電圧値をＰｉ（ｉ＝１〜１６）とし
たときは各位相誤差電圧値Ｐｉは図１３（ｂ）に示すご
とくである。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４０】したがって、単位時間遅延回路２１５の出
力は（Ｐ１−Ｐ２）＋（Ｐ２−Ｐ３）＋（Ｐ３−Ｐ４）
＋（Ｐ４−Ｐ５）＋（Ｐ５−Ｐ６）＋（Ｐ６−Ｐ７）＋
（Ｐ７−Ｐ８）＋（Ｐ８−Ｐ９）＋（Ｐ９−Ｐ１０）＋
（Ｐ１０−Ｐ１１）＋（Ｐ１１−Ｐ１２）＋（Ｐ１２−
Ｐ１３）＋（Ｐ１３−Ｐ１４）＋（Ｐ１４−Ｐ１５）＋
（Ｐ１５−Ｐ１６）＝（−１）＋（−１）＋（−１）＋
（−１）＋（−１）＋（−１）＋（−１）＋２＋（３
（＝Ｐ９−Ｐ１０）＞２のために加算されない）＋２＋
２＋（−１）＋（−１）＋（−１）＋（−１）＝−５と
なって、その符号は−（マイナス）であって、微分係数
の方向が求められることになる。
力は（Ｐ１−Ｐ２）＋（Ｐ２−Ｐ３）＋（Ｐ３−Ｐ４）
＋（Ｐ４−Ｐ５）＋（Ｐ５−Ｐ６）＋（Ｐ６−Ｐ７）＋
（Ｐ７−Ｐ８）＋（Ｐ８−Ｐ９）＋（Ｐ９−Ｐ１０）＋
（Ｐ１０−Ｐ１１）＋（Ｐ１１−Ｐ１２）＋（Ｐ１２−
Ｐ１３）＋（Ｐ１３−Ｐ１４）＋（Ｐ１４−Ｐ１５）＋
（Ｐ１５−Ｐ１６）＝（−１）＋（−１）＋（−１）＋
（−１）＋（−１）＋（−１）＋（−１）＋２＋（３
（＝Ｐ９−Ｐ１０）＞２のために加算されない）＋２＋
２＋（−１）＋（−１）＋（−１）＋（−１）＝−５と
なって、その符号は−（マイナス）であって、微分係数
の方向が求められることになる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４１】上記のように閾値ＤＶを設けて微分係数の
方向を求めるのは、微分係数の方向を求めるために増加
方向の部分の差｛Ｐ１−（Ｐ１＋１）｝と減少方向の差
｛Ｐ１−（Ｐ１＋１）｝を共に求めて加算したときは、
加算結果は常に〃０〃となって微分係数の方向は求めら
れないためである。
方向を求めるのは、微分係数の方向を求めるために増加
方向の部分の差｛Ｐ１−（Ｐ１＋１）｝と減少方向の差
｛Ｐ１−（Ｐ１＋１）｝を共に求めて加算したときは、
加算結果は常に〃０〃となって微分係数の方向は求めら
れないためである。
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松田 昇治 東京都渋谷区道玄坂１丁目14番６号 株式 会社ケンウッド内 (72)発明者 加藤 久和 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 橋本 明記 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内
Claims (2)
- 【請求項１】キャリア再生を行うための自動周波数制御
回路を備えて階層化ディジタル被変調波を受信するディ
ジタル放送受信機において、ヘッダ区間内の予め定めた
区間の被変調波を復調した復調出力に基づいて位相誤差
電圧値を検出する位相誤差検出手段と、検出された位相
誤差電圧値に基づいて希望受信周波数と再生キャリアの
周波数との差の誤差周波数を算出する誤差周波数算出手
段と、検出された位相誤差電圧値に基づいて誤差周波数
の極性を算出する極性算出手段と、算出された極性を有
する検出誤差周波数を自動周波数制御のためのステップ
周波数幅に変換する変換手段とを備えて、フレーム同期
が検出された後、変換されたステップ周波数幅でフレー
ム同期が確立するまで再生キャリア周波数を周波数スキ
ャンニングさせることを特徴とするディジタル放送受信
機。 - 【請求項２】請求項１記載のディジタル放送受信機にお
いて、位相誤差電圧値に基づくトラッキング信号を発生
するトラッキング回路を備え、フレーム同期が確立した
後トラッキング信号に基づいて再生キャリアの周波数を
希望受信周波数の変動に追従させることを特徴とするデ
ィジタル放送受信機。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09348719A JP3084362B2 (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | ディジタル放送受信機 |
| EP98957184A EP1039707B1 (en) | 1997-12-04 | 1998-12-04 | Digital radio receiver |
| PCT/JP1998/005499 WO1999029076A1 (fr) | 1997-12-04 | 1998-12-04 | Recepteur radioelectrique numerique |
| US09/554,690 US6748037B1 (en) | 1997-12-04 | 1998-12-04 | Digital broadcasting receiver |
| DE69838001T DE69838001T2 (de) | 1997-12-04 | 1998-12-04 | Empfänger für Digitalrundfunk |
| CN98811821A CN1110179C (zh) | 1997-12-04 | 1998-12-04 | 数字广播接收机 |
| DE1039707T DE1039707T1 (de) | 1997-12-04 | 1998-12-04 | Empfänger für digitalrundfunk |
| CA002312304A CA2312304C (en) | 1997-12-04 | 1998-12-04 | Digital broadcasting receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09348719A JP3084362B2 (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | ディジタル放送受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11168520A true JPH11168520A (ja) | 1999-06-22 |
| JP3084362B2 JP3084362B2 (ja) | 2000-09-04 |
Family
ID=18398915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09348719A Expired - Lifetime JP3084362B2 (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | ディジタル放送受信機 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6748037B1 (ja) |
| EP (1) | EP1039707B1 (ja) |
| JP (1) | JP3084362B2 (ja) |
| CN (1) | CN1110179C (ja) |
| CA (1) | CA2312304C (ja) |
| DE (2) | DE1039707T1 (ja) |
| WO (1) | WO1999029076A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6891908B2 (en) | 2000-04-19 | 2005-05-10 | Nec Corporation | Portable radio system and portable radio equipment to be used in the same and frequency error prediction method used therefor |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3438700B2 (ja) * | 2000-05-24 | 2003-08-18 | 株式会社ケンウッド | Ｂｓディジタル放送受信装置及びｂｓディジタル放送受信方法 |
| JP3832577B2 (ja) * | 2002-04-01 | 2006-10-11 | シャープ株式会社 | ディジタル衛星放送受信機 |
| JP3532908B2 (ja) * | 2002-06-14 | 2004-05-31 | 沖電気工業株式会社 | 周波数制御装置 |
| CN101399930B (zh) * | 2007-09-25 | 2011-02-09 | 晨星半导体股份有限公司 | 智能型扫描频道的方法及其相关装置 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01206706A (ja) * | 1988-02-13 | 1989-08-18 | Hitachi Zosen Corp | 発振回路 |
| JPH02189048A (ja) * | 1989-01-18 | 1990-07-25 | Mitsubishi Electric Corp | 自動周波数設定回路 |
| JP3304996B2 (ja) * | 1991-11-19 | 2002-07-22 | 株式会社東芝 | 搬送波再生回路 |
| JP2874703B2 (ja) * | 1992-02-19 | 1999-03-24 | 日本電気株式会社 | 誤同期防止装置 |
| JP3163771B2 (ja) * | 1992-08-20 | 2001-05-08 | 日本電気株式会社 | 周波数掃引回路 |
| US5483686A (en) * | 1992-11-02 | 1996-01-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Channel selecting apparatus for simultaneous use with both phase-continuous modulation signals and digital modulation signals |
| JPH0787145A (ja) * | 1993-09-16 | 1995-03-31 | Toshiba Corp | Ａｆｃ回路 |
| JPH07162470A (ja) * | 1993-12-06 | 1995-06-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ディジタル受信装置 |
| US6023491A (en) * | 1994-06-21 | 2000-02-08 | Matsushita Electric Industrail Co., Ltd. | Demodulation apparatus performing different frequency control functions using separately provided oscillators |
| JPH08186606A (ja) * | 1994-12-28 | 1996-07-16 | Toshiba Corp | 受信装置 |
| US5832043A (en) * | 1995-04-03 | 1998-11-03 | Motorola, Inc. | System and method for maintaining continuous phase during up/down conversion of near-zero hertz intermediate frequencies |
| JP3028063B2 (ja) * | 1995-07-04 | 2000-04-04 | 日本電気株式会社 | 搬送波位相同期回路 |
| JP3276282B2 (ja) | 1995-12-28 | 2002-04-22 | 日本放送協会 | 絶対位相検出器およびディジタル変調波復調装置 |
| JPH1056487A (ja) * | 1996-08-09 | 1998-02-24 | Nec Corp | 直交復調回路 |
| JP3226807B2 (ja) * | 1996-11-20 | 2001-11-05 | 静岡日本電気株式会社 | 無線呼出システム用の自動周波数補正装置および自動周波数補正方法 |
| JP3312572B2 (ja) * | 1997-01-30 | 2002-08-12 | 株式会社ケンウッド | 放送受信機 |
-
1997
- 1997-12-04 JP JP09348719A patent/JP3084362B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-12-04 WO PCT/JP1998/005499 patent/WO1999029076A1/ja active IP Right Grant
- 1998-12-04 CA CA002312304A patent/CA2312304C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-04 DE DE1039707T patent/DE1039707T1/de active Pending
- 1998-12-04 US US09/554,690 patent/US6748037B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-04 DE DE69838001T patent/DE69838001T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-04 EP EP98957184A patent/EP1039707B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-04 CN CN98811821A patent/CN1110179C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6891908B2 (en) | 2000-04-19 | 2005-05-10 | Nec Corporation | Portable radio system and portable radio equipment to be used in the same and frequency error prediction method used therefor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE1039707T1 (de) | 2001-04-19 |
| US6748037B1 (en) | 2004-06-08 |
| EP1039707B1 (en) | 2007-06-27 |
| CN1110179C (zh) | 2003-05-28 |
| EP1039707A4 (en) | 2005-09-28 |
| DE69838001T2 (de) | 2007-10-18 |
| DE69838001D1 (de) | 2007-08-09 |
| CN1280732A (zh) | 2001-01-17 |
| EP1039707A1 (en) | 2000-09-27 |
| WO1999029076A1 (fr) | 1999-06-10 |
| CA2312304C (en) | 2006-05-30 |
| JP3084362B2 (ja) | 2000-09-04 |
| CA2312304A1 (en) | 1999-06-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3392028B2 (ja) | 階層化伝送ディジタル復調器 | |
| US5940450A (en) | Carrier recovery method and apparatus | |
| US6731698B1 (en) | Quadrature demodulation circuit capable for canceling offset | |
| US6021157A (en) | Fast phase estimation in digital communication systems | |
| JPS62222745A (ja) | 復調装置 | |
| IE894025L (en) | Automatic frequency control in the presence of data | |
| JP3084362B2 (ja) | ディジタル放送受信機 | |
| US10924311B1 (en) | Multi-standard BCPM demodulator using Viterbi algorithm | |
| EP0484914B1 (en) | Demodulator and method for demodulating digital signals modulated by a minimum shift keying | |
| US6707863B1 (en) | Baseband signal carrier recovery of a suppressed carrier modulation signal | |
| JP3392037B2 (ja) | ディジタル復調器 | |
| JP3084363B2 (ja) | キャリア再生回路 | |
| JP3363768B2 (ja) | ディジタル復調器 | |
| US6204725B1 (en) | Circuit for demodulating digital signal undergoing different modulation schemes | |
| WO1995018509A1 (en) | Polarity selection circuit for bi-phase stable fpll | |
| JP3392122B2 (ja) | 階層化伝送ディジタル復調器 | |
| JP2001257733A (ja) | キャリア再生装置およびその方法と受信装置 | |
| JP3832735B2 (ja) | 復調回路 | |
| JP3865893B2 (ja) | 復調回路 | |
| JP2000341354A (ja) | 発振器制御回路及び発振器制御方法 | |
| US5668498A (en) | Controlling FPLL polarity using pilot signal and polarity inverter | |
| KR19980015798A (ko) | 직각 위상 편이 복조기의 반송파 복원 장치 | |
| US20040247064A1 (en) | Differential detector | |
| JP2002084331A (ja) | フィルタ回路およびその方法とキャリア再生装置およびその方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080630 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090630 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100630 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100630 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110630 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120630 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120630 Year of fee payment: 12 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313115 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120630 Year of fee payment: 12 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120630 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130630 Year of fee payment: 13 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |