JPH11146639A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 最大デューティの切り替えにより高効率化を
図ったバックアップ型スイッチング電源を提供する。 【解決手段】 第１のコンバータ１は、交流電圧Ｅｉｎ
から変換された直流電圧Ｖ１１をスイッチングし、スイ
ッチング出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直
流出力電圧Ｖ０を供給する。第２のコンバータ２は、交
流電源ｅの停電時に、蓄電素子２０から供給された直流
電圧Ｖ１２をスイッチングし、スイッチング出力を直流
電圧Ｖ２２に変換し、第１のコンバータ１に代わって負
荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。制御回路３はコン
バータ１、２において共用され、コンバータ１、２にパ
ルス幅変調制御を与えるとともに、交流電源ｅの停電ま
たは復電に応じて、最大デューティを切り替える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
に関し、更に詳しくは、バッテリー等の蓄電素子によっ
てバックアップする機能を有するバックアップ型スイッ
チング電源に係る。

【０００２】

【従来の技術】この種のスイッチング電源としては、従
来より種々のタイプのものが知られている。例えば、特
開平９ー５６０８５号公報は、電力変換回路に備えられ
た変換トランスの二次側にバッテリーでなるバックアッ
プ素子を有する充放電回路を接続しておき、変換トラン
スの二次巻線に生じる誘起電圧を利用してバックアップ
素子を充電し、交流電源電圧の供給が停止したときは、
バックアップ素子に蓄積されたエネルギを、変換トラン
スを介することなく、充電回路に備えられた第１のコン
バータ回路によって変換し、変換された電力を負荷に供
給する電源装置を開示している。

【０００３】特開平８ー２７５５２１号公報は、電力変
換回路を構成する変換トランスの二次巻線に定電流回路
を接続し、定電流回路によりバッテリを充電し、停電時
にはバッテリの充電電圧を、インバータに供給し、イン
バータから負荷に電力を供給する電源装置を開示してい
る。

【０００４】特開昭６４ー８８３６号公報は、交流電源
を整流する整流回路の出力側に、蓄電池を接続し、停電
時に蓄電池を電力供給源として用いる無停電電源装置を
開示している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、この種のス
イッチング電源において、交流電源を入力とするメイン
のコンバータと、蓄電素子を電源とするバックアップ用
のコンバータにおいて、別々の制御回路を有する場合、
回路が重複し、回路構成の大型化及びコストアップを招
くと共に、制御回路のそれぞれにおいて、直流出力電圧
の安定化制御を行なう必要があるため、直流出力電圧の
安定値に誤差を生じ易い。

【０００６】このような問題点を解決するのに有効な手
段は、メインのコンバータ及びバックアップ用コンバー
タの間で制御回路を共用し、両コンバータに対してパル
ス幅変調（以下ＰＷＭと称する）制御を与えて、直流出
力電圧を安定化することである。

【０００７】ところが、メインのコンバータに供給され
る直流電圧は、交流電源の交流電圧を変換して得られた
ものであり、一般には、バックアップ用コンバータに供
給される蓄電素子の直流電圧よりも高い。このため、メ
インのコンバータ及びバックアップ用コンバータの間で
制御回路を共用し、両コンバータに対してＰＷＭ制御を
加え、それによって、負荷に同一値の安定した直流出力
電圧を供給する場合、交流電源を電源として動作するメ
インのコンバータでは、最大デューティが小さくてよい
のに対し、蓄電素子を電源として動作するバックアップ
用コンバータでは、メインのコンバータよりも大きな最
大デユーティを設定する必要がある。

【０００８】しかしながら、メインのコンバータを動作
させる場合と、バックアップ用コンバータを動作させる
場合とで、最大デューティを切り替える従来技術は知ら
れていない。

【０００９】本発明の課題は、小型で、コストダウンに
有効であり、しかも直流出力電圧を一定に保ち得るバッ
クアップ型スイッチング電源を提供することである。

【００１０】本発明のもう一つの課題は、メインのコン
バータを動作させる場合と、バックアップ用コンバータ
を動作させる場合とで、最大デューティを切り替え得る
高効率のバックアップ型スイッチング電源を提供するこ
とである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明に係るスイッチング電源は、第１のコンバー
タと、第２のコンバータと、制御回路とを含む。

【００１２】前記第１のコンバータは、交流電源より供
給される交流電圧から変換された直流電圧をスイッチン
グし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に
直流出力電圧を供給する。

【００１３】前記第２のコンバータは、前記交流電源の
停電時に、蓄電素子から供給された直流電圧をスイッチ
ングし、スイッチング出力を直流電圧に変換し、前記第
１のコンバータに代わって前記負荷に直流出力電圧を供
給する。

【００１４】前記制御回路は、前記第１のコンバータ及
び前記第２のコンバータにおいて共用され、前記第１の
コンバータ及び前記第２のコンバータにＰＷＭ信号を与
え、前記交流電源の停電または復電に応じて、最大デュ
ーティを切り替える。

【００１５】第１のコンバータは、交流電圧から変換さ
れた直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直
流電圧に変換して、負荷のための直流出力電圧を供給す
るから、交流電圧が正常に供給されている間は、第１の
コンバータから負荷に対して、直流出力電圧を供給する
ことができる。

【００１６】交流電源が停電したときは、第１のコンバ
ータから第２のコンバータへの切替を行なう。これによ
り、第１のコンバータに代わって、第２のコンバータが
動作を開始する。第２のコンバータは、蓄電素子から供
給された直流をスイッチングし、スイッチング出力を直
流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給する。

【００１７】制御回路は、第１のコンバータ及び第２の
コンバータにおいて共用され、第１のコンバータ及び第
２のコンバータにＰＷＭ制御を与える。かかる構成によ
れば、回路の重複、回路構成の大型化及びコストアップ
を回避できる。また、１つの制御回路により、第１のコ
ンバータ及び第２のコンバータにおける直流出力電圧の
安定化制御を行なうことができるので、第１のコンバー
タ及び第２のコンバータの切替によって、直流出力電圧
の安定値に誤差を生じることもない。

【００１８】制御回路は、交流電源の停電または復電に
応じて、最大デューティを切り替える。交流電源が停電
した場合は、前述したように、第２のコンバータによ
り、負荷に直流出力電圧を供給する。第２のコンバータ
において、電源となる蓄電素子の直流電圧値は、第１の
コンバータに供給される直流電圧値よりも低いから、最
大デューティが大きくなるように切り替えられる。

【００１９】交流電源が復電した場合は、第１のコンバ
ータにより、負荷に直流出力電圧を供給する。第１のコ
ンバータに供給される直流電圧は、蓄電素子の直流電圧
よりも高いから、負荷に同一値の安定化された直流出力
電圧を供給するのに、第２のコンバータの場合よりも、
最大デューティは小さくてよい。従って、交流電源が復
電した場合は、第１のコンバータの最大デューテイが大
きくなるようなデューテイ切替が行なわれる。これによ
り、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られ
る。

【００２０】制御回路は、具体的な一例として、ＰＷＭ
制御部と、切替回路とを含むことがある。切替回路はＰ
ＷＭ制御部の後段に接続され、第１のコンバータ及び第
２のコンバータに対し選択的にパルスを出力する。

【００２１】より具体的には、停電検出信号によって制
御回路の最大デューテイを変更すると同時に、切替回路
によって出力パルスを選択的にスイッチング素子に供給
する。

【００２２】別の具体例として、微分回路によりＰＷＭ
制御部から供給されるＰＷＭ信号よりも短いパルスを生
成し、第１のコンバータはこの生成されたパルスを最大
デューテイとして動作させる。第２のコンバータはＰＷ
Ｍ信号によって定まる最大デューティで動作させる。

【００２３】本発明の他の目的、構成及び利点について
は、添付図面を参照し、更に詳しく説明する。図面は単
に実施例を示すものに過ぎない。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係るスイッチング
電源の電気回路図である。図示するように、本発明に係
るスイッチング電源は、第１のコンバータ１と、第２の
コンバータ２と、制御回路３とを含む。

【００２５】第１のコンバータ１は、交流電圧Ｅｉｎか
ら変換された直流電圧Ｖ１１をスイッチングし、スイッ
チング出力を直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流
出力電圧Ｖ０を供給する。第１のコンバータ１の出力は
出力端子７１、７２に接続されている。第１のコンバー
タ１の入力側には、入力回路４が備えられている。入力
回路４は、交流電源ｅから入力端子６１、６２に供給さ
れる交流電圧Ｅｉｎを整流平滑して、第１のコンバータ
１に対して、直流電圧Ｖ１１を供給する。

【００２６】第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から
供給された直流電圧Ｖ１２をスイッチングし、スイッチ
ング出力を直流電圧Ｖ２２に変換して、負荷Ｌのための
直流出力電圧Ｖ０を供給する。そして、第１のコンバー
タ１に対する交流電圧Ｅｉｎの供給が停止したとき、第
１のコンバータ１に代わって、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ
０を供給する。蓄電素子２０はバッテリまたは電気二重
層コンデンサ等でなる。第２のコンバータ２の出力は出
力端子７１、７２に接続されている。

【００２７】制御回路３は、第１のコンバータ１及び第
２のコンバータ２において共用され、第１のコンバータ
１及び第２のコンバータ２に制御信号Ｓ１、Ｓ２を供給
して、ＰＷＭ制御を与える。また、制御回路３は交流電
源ｅの停電または復電に応じて、最大デューティを切り
替える。交流電源ｅの停電または復電は、停電検出回路
５によって検出される。停電検出回路５は、制御回路３
に対して、停電または復電の情報を含む信号Ｓ３を供給
する。停電検出回路５は、制御回路３と一体化されてい
てもよい。

【００２８】交流電源ｅが正常に供給されている場合、
第１のコンバータ１は、交流電圧Ｅｉｎから変換された
直流電圧Ｖｉｎをスイッチングし、スイッチング出力を
直流電圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌのための直流出力電
圧Ｖ０を供給する。従って、交流電圧Ｅｉｎが正常に供
給されている間は、第１のコンバータ１から負荷Ｌに対
して、直流出力電圧Ｖ０を供給することができる。この
とき、停電検出回路５から制御回路３に対して、論理値
１の信号Ｓ３が供給されているものとする。

【００２９】次に、交流電源ｅが停電したときは、停電
検出回路５から、例えば論理値０の信号Ｓ３が、制御回
路３に供給される。制御回路３は、論理値０の信号Ｓ３
の供給を受けたとき、第１のコンバータ１から第２のコ
ンバータ２への切替を行なう。これにより、第１のコン
バータ１に代わって、第２のコンバータ２が動作を開始
する。第２のコンバータ２は、蓄電素子２０から供給さ
れた直流電圧Ｖ１２をスイッチングし、スイッチング出
力を直流電圧Ｖ２２に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧
Ｖ０を供給する。

【００３０】制御回路３は、第１のコンバータ１及び第
２のコンバータ２において共用され、第１のコンバータ
１及び第２のコンバータ２にＰＷＭ制御を与える。かか
る構成によれば、回路の重複、回路構成の大型化及びコ
ストアップを回避できる。また、１つの制御回路３によ
り、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２におけ
る直流出力電圧Ｖ０の安定化制御を行なうことができる
ので、直流出力電圧Ｖ０の安定値（目標値）に誤差を生
じることもない。

【００３１】制御回路３は、交流電源ｅの停電または復
電に応じて、最大デューティを切り替える。交流電源ｅ
が停電した場合は、前述したように、第２のコンバータ
２により、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。第２
のコンバータ２において、電源となる蓄電素子２０の直
流電圧Ｖ１２の値は、第１のコンバータ１に供給される
直流電圧Ｖ１１よりも低いから、最大デューティが大き
くなるように切り替えられる。

【００３２】交流電源ｅが正常に供給されている場合ま
たは停電から復電した場合は、第１のコンバータ１によ
り、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給する。第１のコン
バータ１に供給される直流電圧Ｖ１１の値は、蓄電素子
２０の直流電圧Ｖ１２の値よりも高いから、負荷Ｌに同
一値の直流出力電圧Ｖ０を供給するのに、第２のコンバ
ータ２の場合よりも、最大デューティは小さくてよい。
従って、交流電源ｅが復電した場合は、最大デューテイ
が小さくなるようなデューテイ切替が行なわれる。これ
により、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得
られる。

【００３３】第１のコンバータ１の最大デューテイ及び
第２のコンバータの最大デューテイは、第１のコンバー
タ１に供給される直流電圧Ｖ１１と、第２のコンバータ
２に含まれる蓄電素子２０の端子電圧Ｖ１２の値を勘案
して定める。

【００３４】図２は本発明に係るスイッチング電源の更
に具体的な実施例を示す図である。図において、図１に
図示された構成部分と同一の構成部分には、同一の参照
符号を付してある。

【００３５】入力回路４は、ダイオードブリッジ等でな
る整流回路４１と平滑コンデンサ４２とを備えている。

【００３６】第１のコンバータ１は、電力変換回路１１
と、出力回路１２とを含む。電力変換回路１１は、変換
トランス１３と、スイッチ素子１４と含んでいる。変換
トランス１３は、第１の巻線１３１及び第２の巻線１３
２を含み、第１の巻線１３１は入力回路４から直流電圧
Ｖ１１の供給を受ける。

【００３７】スイッチ素子１４は、第１の巻線１３１を
通して供給される直流電圧Ｖ１１をスイッチングする。
スイッチ素子１４は代表的には電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）で構成されるが、バイポーラトランジスタ
等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ
素子１４の主電極回路は、変換トランス１３の第１の巻
線１３１に直列に接続されている。

【００３８】出力回路１２は、第２の巻線１３２に接続
され、第２の巻線１３２に現れるスイッチ出力を直流電
圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給
する。図示された出力回路１２は、いわゆるフォワード
第１のコンバータ回路を構成しており、スイッチ素子１
４がオンしているときに導通するダイオード１２１と、
スイッチ素子１４がオフしている期間に、チョークコイ
ル１２３に蓄積されたエネルギを放出するダイオード１
２２とでなる整流回路と、出力平滑用コンデンサ１２４
とを備える。但し、このような回路構成に限定するもの
ではないことはいうまでもない。

【００３９】第２のコンバータ２は、電力変換回路２１
と、出力回路２２とを含む。電力変換回路２１は、変換
トランス２３と、スイッチ素子２４と含んでいる。変換
トランス２３は、第１の巻線２３１及び第２の巻線２３
２を含み、第１の巻線２３１は蓄電素子２０から直流電
圧Ｖ１２の供給を受ける。

【００４０】スイッチ素子２４は、第１の巻線２３１を
通して供給される直流電圧Ｖ１２をスイッチングする。
スイッチ素子２４は代表的には電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）で構成されるが、バイポーラトランジスタ
等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ
素子２４の主電極回路は、変換トランス２３の第１の巻
線２３１に直列に接続されている。

【００４１】出力回路２２は、第２の巻線２３２に接続
され、第２の巻線２３２に現れるスイッチ出力を直流電
圧Ｖ２１に変換して、負荷Ｌに直流出力電圧Ｖ０を供給
する。図示された出力回路２２は、フォワード第１のコ
ンバータ回路を構成しており、スイッチ素子２４がオン
しているときに導通するダイオード２２１と、スイッチ
素子２４がオフしている期間に、チョークコイル２２３
に蓄積されたエネルギを放出するダイオード２２２とで
なる整流回路とを備える。但し、このような回路構成に
限定するものではないことはいうまでもない。

【００４２】交流電源ｅから交流電圧Ｅｉｎが正常に供
給されている場合、停電検出回路５から制御回路３に供
給される信号Ｓ３は論理値１であり、第１のコンバータ
１が動作する。入力回路４から変換トランス１３の第１
の巻線１３１を通して供給される直流電圧Ｖ１１は、ス
イッチ素子１４でスイッチングされる。変換トランス１
３の第２の巻線１３２には出力回路１２が接続されてい
るので、第２の巻線１３２に現れたスイッチ出力は、出
力回路１２によって、直流電圧Ｖ２１に変換される。こ
の直流電圧Ｖ２１が、直流出力電圧Ｖ０として、負荷Ｌ
に供給され、負荷電流Ｉ０１が流れる。

【００４３】次に、交流電源ｅが停電したときは、停電
検出回路５から制御回路３に供給される信号Ｓ３は、論
理値０になる。制御回路３は、直流電圧Ｖ１１に応じ
て、第１のコンバータ１及び第２のコンバータ２の切替
を行なう。これにより、第１のコンバータ１に代わっ
て、第２のコンバータ２が動作を開始する。第２のコン
バータ２において、蓄電素子２０から変換トランス２３
の第１の巻線２３１を通して供給される直流電圧Ｖ１２
は、スイッチ素子２４でスイッチングされる。変換トラ
ンス２３の第２の巻線２３２には出力回路２２が接続さ
れているので、第２の巻線２３２に現れたスイッチ出力
は、出力回路２２によって、直流電圧Ｖ２２に変換され
る。この直流電圧Ｖ２２が、直流出力電圧Ｖ０として、
負荷Ｌに供給され、負荷電流Ｉ０２が流れる。

【００４４】第２のコンバータ２から出力される直流電
圧Ｖ２２は、第１のコンバータ１から出力される直流電
圧Ｖ２１よりも低く設定されている。この構成によれ
ば、交流電圧Ｅｉｎの停電時に、平滑コンデンサ４２の
蓄積電荷を利用して、第１のコンバータ１により、負荷
Ｌへ電流Ｉ０１を供給し続けることができる。そして、
平滑コンデンサ４２の端子電圧で与えられる直流電圧Ｖ
１１が低下するに従い、第１のコンバータ１から負荷Ｌ
への電流Ｉ０１の供給が次第に低下して行く。

【００４５】一方、これとは逆に、第２のコンバータ２
から負荷Ｌへ供給される電流Ｉ０２が次第に増加して行
き、最終的には第２のコンバータ２が負荷Ｌへの電力供
給の全てを負担することになる。

【００４６】上述のように、第１のコンバータ１に供給
される直流電圧Ｖ１１の値は、蓄電素子２０の直流電圧
Ｖ１２の値よりも高いから、負荷Ｌに同一値の直流出力
電圧Ｖ０を供給するのに、第２のコンバータ２の場合よ
りも、最大デューティは小さくてよい。従って、交流電
源ｅが復電した場合は、第２のコンバータ２が動作する
停電の場合よりも、最大デューテイが大きくなるような
デューテイ切替が行なわれる。第１のコンバータ１はこ
のようにして縮小された最大デューテイ内で動作する。
これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源
が得られる。

【００４７】図３は本発明に係るスイッチング電源の別
の実施例を示す電気回路図である。図において、図１及
び図２と同一の構成部分には、同一の参照符号を付して
ある。この実施例では、第１のコンバータ１を構成する
変換トランス１３及び出力回路１２が、第１のコンバー
タ１及び第２のコンバータ２によって共用されている。
変換トランス１３は第３の巻線１３３を有する。

【００４８】第２のコンバータ２は、切替回路２５と、
第３の巻線１３３と、蓄電素子２０とを含んでいる。切
替回路２５は、第２のコンバータ２が充電回路ＣＨとな
り、または放電回路ＤＨとなるような切替を行なう。第
２のコンバータ２は、充電回路ＣＨに切り替えられたと
きは、第３の巻線１３３から供給される電力によって蓄
電素子２０を充電する。放電回路ＤＨに切り替えられた
ときは、蓄電素子２０から供給されるエネルギをスイッ
チングして第３の巻線１３３に供給する。

【００４９】図示された切替回路２５は、ダイオード２
６と三端子素子でなるスイッチ素子２４との並列回路で
構成されており、ダイオード２６は、充電回路ＣＨを構
成し、スイッチ素子２４が放電回路ＤＨを構成する。よ
り具体的には、ダイオード２６は、メインのスイッチ素
子１４がオンになったときに、図示極性（図中黒丸表
示）の第３の巻線１３３に現れる誘起電圧に対して、順
方向となるように方向付けられている。

【００５０】また、スイッチ素子２４は、三端子素子で
構成され、主電極回路が第３の巻線１３３及び蓄電素子
２０を含む放電回路ＤＨに対して直列に入るように接続
されている。スイッチ素子２４に適した三端子素子はＦ
ＥＴである。スイッチ素子２４がＦＥＴでなる場合、Ｆ
ＥＴのソース．ドレイン間ダイオードをダイオード２６
として利用できるので、切替回路２５の回路構成を、よ
り簡素化できる。

【００５１】第１のコンバータ１が動作しているとき
は、第２のコンバータ２は、切替回路２５により、充電
回路ＣＨとなるように切り替えられる。充電回路ＣＨに
切り替えられたときは、変換トランス１３の第３の巻線
１３３から供給される電力によって蓄電素子２０が充電
される。従って、電力変換回路１１のスイッチング動作
によって、変換トランス１３の第３の巻線１３３に誘起
する電圧により、蓄電素子２０が充電される。実施例に
示す回路構成においては、ダイオード２６は、メインの
スイッチ素子１４がオンになったときに、図示極性（図
中黒丸表示）の第３の巻線１３３に現れる誘起電圧に対
して、順方向となるように方向付けられているから、ダ
イオード２６を通した蓄電素子２０に対する充電は、メ
インのスイッチ素子１４のオン期間に行なわれる。

【００５２】次に、交流電源ｅの停電時には、停電検出
回路５から制御回路３に供給される論理値０の信号Ｓ３
により、第２のコンバータ２が放電回路ＤＨに切り替え
られる。放電モードに切り替えられると、蓄電素子２０
が電力供給源となる。第２のコンバータ２は、蓄電素子
２０から供給されるエネルギをスイッチングして第３の
巻線１３３に供給する。第３の巻線１３３は、変換トラ
ンス１３の巻線であり、変換トランス１３の第２の巻線
１３２と誘導結合されているから、蓄電素子２０から供
給されるエネルギをスイッチングして得られた電流によ
って、第３の巻線１３３の巻線が励磁された場合、その
エネルギは第３の巻線１３３から第２の巻線１３２に伝
送される。変換トランス１３の第２の巻線１３２には出
力回路１２が接続されているから、第２の巻線１３２に
現れる第２のコンバータ２のスイッチング出力が出力回
路１２によって直流電圧Ｖ２１に変換され、負荷Ｌに直
流出力電圧Ｖ０が供給される。

【００５３】上記説明から明らかなように、図３に示し
た実施例では、第２のコンバータ２は、その大部分を、
本来、スイッチング電源に備えられるべき各構成部分、
すなわち、変換トランス１３及び出力回路１２を、第１
のコンバータ１との間で共用して、蓄電素子２０のエネ
ルギを負荷Ｌに供給するようになっているから、部品点
数を減少させ、小型化を達成することができる。

【００５４】しかも、第２のコンバータ２によるバック
アップ動作は、切替回路２５を構成するスイッチ素子２
４及びメインのスイッチ素子１４の選択によって、容易
に実現することができる。

【００５５】図３に示した実施例においても、交流電源
ｅが復電して定常動作に入った場合は、第２のコンバー
タ２が動作する停電の場合よりも、最大デューテイが小
さくなるようなデューテイ切替が行なわれ、第１のコン
バータ１を、このようにして縮小された最大デューテイ
内で動作させる。これにより、高効率のバックアップ型
スイッチング電源が得られる。

【００５６】図４は制御回路に含まれるスイッチング素
子切替のための回路を抜き出して示す図である。制御回
路３は、ＰＷＭ制御部３０と、切替回路３１とを含んで
いる。切替回路３１は、ＰＷＭ制御部３０の後段に接続
され、第１のコンバータ１を構成するスイッチ素子１４
及び第２のコンバータ２を構成するスイッチ素子２４に
対し、停電検出回路５（図１〜図３参照）から供給され
る停電検出信号Ｓ３によって基づいて、選択的にパルス
を供給する。

【００５７】図示された切替回路３１は、２入力アンド
ゲート３１１、３１２と、インバータ３１３とを有して
いる。ＰＷＭ制御部３０から出力されるＰＷＭ信号Ｓ０
はアンドゲート３１１、３１２の入力端子の一方に並列
に供給される。停電検出信号Ｓ３は、アンドゲート３１
１に対しては、入力端子の他方にそのまま供給され、ア
ンドゲート３１２に対しては、インバータ３１３で反転
させた上で、入力端子の他方に供給されている。アンド
ゲート３１１から出力される論理積の制御信号Ｓ１は第
１のコンバータ１を構成するスイッチ素子１４に供給さ
れる。アンドゲート３１２から出力される論理積の制御
信号Ｓ２は第２のコンバータ２を構成するスイッチ素子
２４に供給される。

【００５８】交流電源ｅが復電して定常動作を行なって
いる場合、停電検出信号Ｓ３が論理値１（高レベル）で
あるとすると、アンドゲート３１１の入力論理が整い、
アンドゲート３１１からスイッチ素子１４に、ＰＷＭ信
号が供給される。このＰＷＭ信号の最大デューティは、
予め、ＰＷＭ制御部３０で設定されており、スイッチ素
子１４はこの最大デューティで、スイッチング動作をす
る。

【００５９】アンドゲート３１２では、インバータ３１
３から供給される信号が論理値０であるので、入力論理
が整わず、制御信号Ｓ２は論理値０である。

【００６０】次に、交流電源ｅが停電した場合、停電検
出信号Ｓ３が論理値０（低レベル）になる。停電検出信
号Ｓ３が論理値０なると、アンドゲート３１２の入力論
理が整い、アンドゲート３１２からスイッチ素子２４
に、ＰＷＭ信号が供給される。このＰＷＭ信号の最大デ
ューティは、予め、ＰＷＭ制御部３０で停電時の最大デ
ューティに設定されており、スイッチ素子２４はこの最
大デューティで、スイッチング動作をする。アンドゲー
ト３１１では、停電検出信号Ｓ３が論理値０であるの
で、入力論理が整わず、制御信号Ｓ１は論理値０であ
る。

【００６１】停電検出信号Ｓ３は、ＰＷＭ制御部３０に
も供給されており、ＰＷＭ制御部３０では、停電時は論
理値０の停電検出信号Ｓ３に合わせて、ＰＷＭ信号の最
大デューテイを拡大し、復電時は、論理値１の停電検出
信号Ｓ３に合わせて、ＰＷＭ信号の最大デューテイを縮
小するようなデューテイ切替を行なう。これにより、ス
イッチ素子１４を縮小された最大デューテイでスイッチ
ングさせ、スイッチ素子２４を拡大された最大デューテ
イでスイッチングさせることができる。

【００６２】図５は制御回路に含まれるデューテイ切替
の別の回路例を抜き出して示す図である。最大デューテ
ィ切替回路３２は、コンデンサ３２１及び抵抗３２２で
構成される微分回路と、アンドゲート３２５とを有す
る。微分回路３２１、３２２はＰＷＭ制御部３０から供
給されるＰＷＭ信号を微分する。アンドゲート３２５の
入力端子の一方には、ＰＷＭ信号Ｓ０が供給され、入力
端子の他方には微分回路３２１、３２２の微分出力が供
給されている、アンドゲート３２５から出力される信号
は、アンドゲート３１１の入力端子の一方に供給され
る。アンドゲート３１１の入力端子の他方には停電検出
信号Ｓ３が供給されている。参照符号３２３は抵抗、３
２４はダイオードを示す。

【００６３】第１のコンバータ１を構成するスイッチ素
子１４は、微分回路３２１、３２２から出力される微分
信号と、ＰＷＭ信号Ｓ０との論理積によって定まる最大
デューテイで動作する。第２のコンバータ２を構成する
スイッチ素子２４は、ＰＷＭ信号Ｓ０によって定まる最
大デューティで動作する。

【００６４】図６は図５に示したデューテイ切替の回路
動作を説明するタイムチャートである。まず、交流電源
ｅが復電して定常動作を行なっている場合、停電検出信
号Ｓ３は論理値１である。この状態で、ＰＷＭ信号Ｓ０
が最大デューテイになったとすると（図６（ａ）参
照）、最大デューテイを有するＰＷＭ信号Ｓ０がアンド
ゲート３１１の入力端子の一方に供給される。ＰＷＭ信
号Ｓ０の最大デューティは、予め、ＰＷＭ制御部３０で
設定されている。

【００６５】最大デューテイのＰＷＭ信号Ｓ０は微分回
路３２１、３２２に供給され、微分される（図６（ｂ）
参照）。この微分信号はアンドゲート３２５の入力端子
の他方に供給される。従って、最大デューテイのオン幅
を持つＰＷＭ信号Ｓ０は、微分信号により、オン幅の狭
い制御信号Ｓ１（図６（ｃ）参照）にパルス幅が変調さ
れる。第１のコンバータ１を構成するスイッチ素子１４
は、アンドゲート３１１を介して、この縮小されたオン
幅によって定まる最大デューテイで動作する。アンドゲ
ート３１２では、インバータ３１３から供給される信号
が論理値０であるので、入力論理が整わず、制御信号Ｓ
２は論理値０である。

【００６６】交流電源ｅが停電した場合は、停電検出信
号Ｓ３が論理値０になる。停電検出信号Ｓ３が論理値０
なると、アンドゲート３１２の入力論理が整い、アンド
ゲート３１２からスイッチ素子２４に、最大デューテイ
のＰＷＭ信号Ｓ０に対応する制御信号Ｓ２（図６（ｄ）
参照）が供給される。スイッチ素子２４はこの最大デュ
ーティで、スイッチング動作をする。アンドゲート３１
１では、停電検出信号Ｓ３が論理値０であるので、入力
論理が整わず、その出力である制御信号Ｓ１は論理値０
となる。

【００６７】以上、図面を参照して、本発明の内容を具
体的に説明したが、当業者であれば、本発明の基本的技
術思想、教示等に基づき、種々の変更、変形が可能であ
ることは自明である。

【００６８】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、次
のような効果を得ることができる。 （ａ）小型で、コストダウンに有効であり、しかも直流
出力電圧を一定に保ち得るバックアップ型スイッチング
電源を提供することができる。 （ｂ）メインのコンバータを動作させる場合と、バック
アップ用コンバータを動作させる場合とで、最大デュー
ティを切り替え得る高効率のバックアップ型スイッチン
グ電源を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスイッチング電源の実施例を示す
ブロック図である。

【図２】本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を
示す電気回路図である。

【図３】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施
例を示す電気回路図である。

【図４】本発明に係るスイッチング電源に用いられるデ
ューテイ切替の回路の電気回路図である。

【図５】本発明に係るスイッチング電源に用いられるデ
ューテイ切替の回路の別の例を示す電気回路図である。

【図６】図５に示したデューテイ切替の回路動作を説明
するタイムチャートである。

【符号の説明】

１ 第１のコンバータ ２ 第１のコンバータ ２０ 蓄電素子 ３ 制御回路 ４ 入力回路 ５ 停電検出回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のコンバータと、第２のコンバータ
   と、制御回路とを含むスイッチング電源であって、 前記第１のコンバータは、交流電源より供給される交流
   電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッ
   チング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧
   を供給し、 前記第２のコンバータは、前記交流電源の停電時に、蓄
   電素子から供給された直流電圧をスイッチングし、スイ
   ッチング出力を直流電圧に変換し、前記第１のコンバー
   タに代わって前記負荷に直流出力電圧を供給し、 前記制御回路は、前記第１のコンバータ及び前記第２の
   コンバータにおいて共用され、前記第１のコンバータ及
   び前記第２のコンバータにパルス幅変調信号を与え、前
   記交流電源の停電または復電に応じて、最大デューティ
   を切り替えるスイッチング電源。
2. 【請求項２】 請求項１に記載されたスイッチング電源
   であって、 前記制御回路は、切替回路を含んでおり、前記切替回路
   は、前記停電検出信号の状態に応じた切替動作により、
   前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータの間に
   おいて、前記最大デューテイを切り替えるスイッチング
   電源。
3. 【請求項３】 請求項１に記載されたスイッチング電源
   であって、 前記最大デューティ切替回路は、前記パルス幅変調信号
   よりも短いパルス幅の信号を生成し、 前記第１のコンバータは、この短いパルス幅の信号で動
   作し、 前記第２のコンバータは、前記パルス幅変調信号によっ
   て定まる最大デューティで動作するスイッチング電源。