JP3763501B2 - スイッチング電源 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源に関し、更に詳しくは、バッテリー等の蓄電素子によってバックアップする機能を有するバックアップ型スイッチング電源に係る。
【0002】
【従来の技術】
この種のスイッチング電源としては、従来より種々のタイプのものが知られている。例えば、特開平9ー56085号公報は、電力変換回路に備えられた変換トランスの二次側にバッテリーでなるバックアップ素子を有する充放電回路を接続しておき、変換トランスの二次巻線に生じる誘起電圧を利用してバックアップ素子を充電し、交流電源電圧の供給が停止したときは、バックアップ素子に蓄積されたエネルギを、変換トランスを介することなく、充電回路に備えられた第1のコンバータ回路によって変換し、変換された電力を負荷に供給する電源装置を開示している。
【0003】
特開平8ー275521号公報は、電力変換回路を構成する変換トランスの二次巻線に定電流回路を接続し、定電流回路によりバッテリを充電し、停電時にはバッテリの充電電圧を、インバータに供給し、インバータから負荷に電力を供給する電源装置を開示している。
【0004】
特開昭64ー8836号公報は、交流電源を整流する整流回路の出力側に、蓄電池を接続し、停電時に蓄電池を電力供給源として用いる無停電電源装置を開示している。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、この種のスイッチング電源において、交流電源を入力とするメインのコンバータと、蓄電素子を電源とするバックアップ用のコンバータにおいて、別々の制御回路を有する場合、回路が重複し、回路構成の大型化及びコストアップを招くと共に、制御回路のそれぞれにおいて、直流出力電圧の安定化制御を行なう必要があるため、直流出力電圧の安定値に誤差を生じ易い。
【0006】
このような問題点を解決するのに有効な手段は、メインのコンバータ及びバックアップ用コンバータの間で制御回路を共用し、両コンバータに対してパルス幅変調(以下PWMと称する)制御を与えて、直流出力電圧を安定化することである。
【0007】
ところが、メインのコンバータに供給される直流電圧は、交流電源の交流電圧を変換して得られたものであり、一般には、バックアップ用コンバータに供給される蓄電素子の直流電圧よりも高い。このため、メインのコンバータ及びバックアップ用コンバータの間で制御回路を共用し、両コンバータに対してPWM制御を加え、それによって、負荷に同一値の安定した直流出力電圧を供給する場合、交流電源を電源として動作するメインのコンバータでは、最大デューティが小さくてよいのに対し、蓄電素子を電源として動作するバックアップ用コンバータでは、メインのコンバータよりも大きな最大デユーティを設定する必要がある。
【0008】
しかしながら、メインのコンバータを動作させる場合と、バックアップ用コンバータを動作させる場合とで、最大デューティを切り替える従来技術は知られていない。
【0009】
本発明の課題は、小型で、コストダウンに有効であり、しかも直流出力電圧を一定に保ち得るバックアップ型スイッチング電源を提供することである。
【0010】
本発明のもう一つの課題は、メインのコンバータを動作させる場合と、バックアップ用コンバータを動作させる場合とで、最大デューティを切り替え得る高効率のバックアップ型スイッチング電源を提供することである。
【0011】
【課題を解決するための手段】
上述した課題解決のため、本発明に係るスイッチング電源は、第1のコンバータと、第2のコンバータと、制御回路とを含む。
【0012】
前記第1のコンバータは、交流電源より供給される交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給する。
【0013】
前記第2のコンバータは、前記交流電源の停電時に、蓄電素子から供給された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換し、前記第1のコンバータに代わって前記負荷に直流出力電圧を供給する。
【0014】
前記制御回路は、前記第1のコンバータ及び前記第2のコンバータにおいて共用され、前記第1のコンバータ及び前記第2のコンバータにPWM信号を与え、前記交流電源の停電または復電に応じて、最大デューティを切り替える。
【0015】
第1のコンバータは、交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷のための直流出力電圧を供給するから、交流電圧が正常に供給されている間は、第1のコンバータから負荷に対して、直流出力電圧を供給することができる。
【0016】
交流電源が停電したときは、第1のコンバータから第2のコンバータへの切替を行なう。これにより、第1のコンバータに代わって、第2のコンバータが動作を開始する。第2のコンバータは、蓄電素子から供給された直流をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給する。
【0017】
制御回路は、第1のコンバータ及び第2のコンバータにおいて共用され、第1のコンバータ及び第2のコンバータにPWM制御を与える。かかる構成によれば、回路の重複、回路構成の大型化及びコストアップを回避できる。また、1つの制御回路により、第1のコンバータ及び第2のコンバータにおける直流出力電圧の安定化制御を行なうことができるので、第1のコンバータ及び第2のコンバータの切替によって、直流出力電圧の安定値に誤差を生じることもない。
【0018】
制御回路は、交流電源の停電または復電に応じて、最大デューティを切り替える。交流電源が停電した場合は、前述したように、第2のコンバータにより、負荷に直流出力電圧を供給する。第2のコンバータにおいて、電源となる蓄電素子の直流電圧値は、第1のコンバータに供給される直流電圧値よりも低いから、最大デューティが大きくなるように切り替えられる。
【0019】
交流電源が復電した場合は、第1のコンバータにより、負荷に直流出力電圧を供給する。第1のコンバータに供給される直流電圧は、蓄電素子の直流電圧よりも高いから、負荷に同一値の安定化された直流出力電圧を供給するのに、第2のコンバータの場合よりも、最大デューティは小さくてよい。従って、交流電源が復電した場合は、第1のコンバータの最大デューテイが大きくなるようなデューテイ切替が行なわれる。これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られる。
【0020】
制御回路は、具体的な一例として、PWM制御部と、切替回路とを含むことがある。切替回路はPWM制御部の後段に接続され、第1のコンバータ及び第2のコンバータに対し選択的にパルスを出力する。
【0021】
より具体的には、停電検出信号によって制御回路の最大デューテイを変更すると同時に、切替回路によって出力パルスを選択的にスイッチング素子に供給する。
【0022】
別の具体例として、微分回路によりPWM制御部から供給されるPWM信号よりも短いパルスを生成し、第1のコンバータはこの生成されたパルスを最大デューテイとして動作させる。第2のコンバータはPWM信号によって定まる最大デューティで動作させる。
【0023】
本発明の他の目的、構成及び利点については、添付図面を参照し、更に詳しく説明する。図面は単に実施例を示すものに過ぎない。
【0024】
【発明の実施の形態】
図1は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図である。図示するように、本発明に係るスイッチング電源は、第1のコンバータ1と、第2のコンバータ2と、制御回路3とを含む。
【0025】
第1のコンバータ1は、交流電圧Einから変換された直流電圧V11をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧V21に変換して、負荷Lに直流出力電圧V0を供給する。第1のコンバータ1の出力は出力端子71、72に接続されている。第1のコンバータ1の入力側には、入力回路4が備えられている。入力回路4は、交流電源eから入力端子61、62に供給される交流電圧Einを整流平滑して、第1のコンバータ1に対して、直流電圧V11を供給する。
【0026】
第2のコンバータ2は、蓄電素子20から供給された直流電圧V12をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧V22に変換して、負荷Lのための直流出力電圧V0を供給する。そして、第1のコンバータ1に対する交流電圧Einの供給が停止したとき、第1のコンバータ1に代わって、負荷Lに直流出力電圧V0を供給する。蓄電素子20はバッテリまたは電気二重層コンデンサ等でなる。第2のコンバータ2の出力は出力端子71、72に接続されている。
【0027】
制御回路3は、第1のコンバータ1及び第2のコンバータ2において共用され、第1のコンバータ1及び第2のコンバータ2に制御信号S1、S2を供給して、PWM制御を与える。また、制御回路3は交流電源eの停電または復電に応じて、最大デューティを切り替える。交流電源eの停電または復電は、停電検出回路5によって検出される。停電検出回路5は、制御回路3に対して、停電または復電の情報を含む信号S3を供給する。停電検出回路5は、制御回路3と一体化されていてもよい。
【0028】
交流電源eが正常に供給されている場合、第1のコンバータ1は、交流電圧Einから変換された直流電圧Vinをスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧V21に変換して、負荷Lのための直流出力電圧V0を供給する。従って、交流電圧Einが正常に供給されている間は、第1のコンバータ1から負荷Lに対して、直流出力電圧V0を供給することができる。このとき、停電検出回路5から制御回路3に対して、論理値1の信号S3が供給されているものとする。
【0029】
次に、交流電源eが停電したときは、停電検出回路5から、例えば論理値0の信号S3が、制御回路3に供給される。制御回路3は、論理値0の信号S3の供給を受けたとき、第1のコンバータ1から第2のコンバータ2への切替を行なう。これにより、第1のコンバータ1に代わって、第2のコンバータ2が動作を開始する。第2のコンバータ2は、蓄電素子20から供給された直流電圧V12をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧V22に変換して、負荷Lに直流出力電圧V0を供給する。
【0030】
制御回路3は、第1のコンバータ1及び第2のコンバータ2において共用され、第1のコンバータ1及び第2のコンバータ2にPWM制御を与える。かかる構成によれば、回路の重複、回路構成の大型化及びコストアップを回避できる。また、1つの制御回路3により、第1のコンバータ1及び第2のコンバータ2における直流出力電圧V0の安定化制御を行なうことができるので、直流出力電圧V0の安定値(目標値)に誤差を生じることもない。
【0031】
制御回路3は、交流電源eの停電または復電に応じて、最大デューティを切り替える。交流電源eが停電した場合は、前述したように、第2のコンバータ2により、負荷Lに直流出力電圧V0を供給する。第2のコンバータ2において、電源となる蓄電素子20の直流電圧V12の値は、第1のコンバータ1に供給される直流電圧V11よりも低いから、最大デューティが大きくなるように切り替えられる。
【0032】
交流電源eが正常に供給されている場合または停電から復電した場合は、第1のコンバータ1により、負荷Lに直流出力電圧V0を供給する。第1のコンバータ1に供給される直流電圧V11の値は、蓄電素子20の直流電圧V12の値よりも高いから、負荷Lに同一値の直流出力電圧V0を供給するのに、第2のコンバータ2の場合よりも、最大デューティは小さくてよい。従って、交流電源eが復電した場合は、最大デューテイが小さくなるようなデューテイ切替が行なわれる。これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られる。
【0033】
第1のコンバータ1の最大デューテイ及び第2のコンバータの最大デューテイは、第1のコンバータ1に供給される直流電圧V11と、第2のコンバータ2に含まれる蓄電素子20の端子電圧V12の値を勘案して定める。
【0034】
図2は本発明に係るスイッチング電源の更に具体的な実施例を示す図である。図において、図1に図示された構成部分と同一の構成部分には、同一の参照符号を付してある。
【0035】
入力回路4は、ダイオードブリッジ等でなる整流回路41と平滑コンデンサ42とを備えている。
【0036】
第1のコンバータ1は、電力変換回路11と、出力回路12とを含む。電力変換回路11は、変換トランス13と、スイッチ素子14と含んでいる。変換トランス13は、第1の巻線131及び第2の巻線132を含み、第1の巻線131は入力回路4から直流電圧V11の供給を受ける。
【0037】
スイッチ素子14は、第1の巻線131を通して供給される直流電圧V11をスイッチングする。スイッチ素子14は代表的には電界効果トランジスタ(FET)で構成されるが、バイポーラトランジスタ等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ素子14の主電極回路は、変換トランス13の第1の巻線131に直列に接続されている。
【0038】
出力回路12は、第2の巻線132に接続され、第2の巻線132に現れるスイッチ出力を直流電圧V21に変換して、負荷Lに直流出力電圧V0を供給する。図示された出力回路12は、いわゆるフォワード第1のコンバータ回路を構成しており、スイッチ素子14がオンしているときに導通するダイオード121と、スイッチ素子14がオフしている期間に、チョークコイル123に蓄積されたエネルギを放出するダイオード122とでなる整流回路と、出力平滑用コンデンサ124とを備える。但し、このような回路構成に限定するものではないことはいうまでもない。
【0039】
第2のコンバータ2は、電力変換回路21と、出力回路22とを含む。電力変換回路21は、変換トランス23と、スイッチ素子24と含んでいる。変換トランス23は、第1の巻線231及び第2の巻線232を含み、第1の巻線231は蓄電素子20から直流電圧V12の供給を受ける。
【0040】
スイッチ素子24は、第1の巻線231を通して供給される直流電圧V12をスイッチングする。スイッチ素子24は代表的には電界効果トランジスタ(FET)で構成されるが、バイポーラトランジスタ等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ素子24の主電極回路は、変換トランス23の第1の巻線231に直列に接続されている。
【0041】
出力回路22は、第2の巻線232に接続され、第2の巻線232に現れるスイッチ出力を直流電圧V21に変換して、負荷Lに直流出力電圧V0を供給する。図示された出力回路22は、フォワード第1のコンバータ回路を構成しており、スイッチ素子24がオンしているときに導通するダイオード221と、スイッチ素子24がオフしている期間に、チョークコイル223に蓄積されたエネルギを放出するダイオード222とでなる整流回路とを備える。但し、このような回路構成に限定するものではないことはいうまでもない。
【0042】
交流電源eから交流電圧Einが正常に供給されている場合、停電検出回路5から制御回路3に供給される信号S3は論理値1であり、第1のコンバータ1が動作する。入力回路4から変換トランス13の第1の巻線131を通して供給される直流電圧V11は、スイッチ素子14でスイッチングされる。変換トランス13の第2の巻線132には出力回路12が接続されているので、第2の巻線132に現れたスイッチ出力は、出力回路12によって、直流電圧V21に変換される。この直流電圧V21が、直流出力電圧V0として、負荷Lに供給され、負荷電流I01が流れる。
【0043】
次に、交流電源eが停電したときは、停電検出回路5から制御回路3に供給される信号S3は、論理値0になる。制御回路3は、直流電圧V11に応じて、第1のコンバータ1及び第2のコンバータ2の切替を行なう。これにより、第1のコンバータ1に代わって、第2のコンバータ2が動作を開始する。第2のコンバータ2において、蓄電素子20から変換トランス23の第1の巻線231を通して供給される直流電圧V12は、スイッチ素子24でスイッチングされる。変換トランス23の第2の巻線232には出力回路22が接続されているので、第2の巻線232に現れたスイッチ出力は、出力回路22によって、直流電圧V22に変換される。この直流電圧V22が、直流出力電圧V0として、負荷Lに供給され、負荷電流I02が流れる。
【0044】
第2のコンバータ2から出力される直流電圧V22は、第1のコンバータ1から出力される直流電圧V21よりも低く設定されている。この構成によれば、交流電圧Einの停電時に、平滑コンデンサ42の蓄積電荷を利用して、第1のコンバータ1により、負荷Lへ電流I01を供給し続けることができる。そして、平滑コンデンサ42の端子電圧で与えられる直流電圧V11が低下するに従い、第1のコンバータ1から負荷Lへの電流I01の供給が次第に低下して行く。
【0045】
一方、これとは逆に、第2のコンバータ2から負荷Lへ供給される電流I02が次第に増加して行き、最終的には第2のコンバータ2が負荷Lへの電力供給の全てを負担することになる。
【0046】
上述のように、第1のコンバータ1に供給される直流電圧V11の値は、蓄電素子20の直流電圧V12の値よりも高いから、負荷Lに同一値の直流出力電圧V0を供給するのに、第2のコンバータ2の場合よりも、最大デューティは小さくてよい。従って、交流電源eが復電した場合は、第2のコンバータ2が動作する停電の場合よりも、最大デューテイが大きくなるようなデューテイ切替が行なわれる。第1のコンバータ1はこのようにして縮小された最大デューテイ内で動作する。これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られる。
【0047】
図3は本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。図において、図1及び図2と同一の構成部分には、同一の参照符号を付してある。この実施例では、第1のコンバータ1を構成する変換トランス13及び出力回路12が、第1のコンバータ1及び第2のコンバータ2によって共用されている。変換トランス13は第3の巻線133を有する。
【0048】
第2のコンバータ2は、切替回路25と、第3の巻線133と、蓄電素子20とを含んでいる。切替回路25は、第2のコンバータ2が充電回路CHとなり、または放電回路DHとなるような切替を行なう。第2のコンバータ2は、充電回路CHに切り替えられたときは、第3の巻線133から供給される電力によって蓄電素子20を充電する。放電回路DHに切り替えられたときは、蓄電素子20から供給されるエネルギをスイッチングして第3の巻線133に供給する。
【0049】
図示された切替回路25は、ダイオード26と三端子素子でなるスイッチ素子24との並列回路で構成されており、ダイオード26は、充電回路CHを構成し、スイッチ素子24が放電回路DHを構成する。より具体的には、ダイオード26は、メインのスイッチ素子14がオンになったときに、図示極性(図中黒丸表示)の第3の巻線133に現れる誘起電圧に対して、順方向となるように方向付けられている。
【0050】
また、スイッチ素子24は、三端子素子で構成され、主電極回路が第3の巻線133及び蓄電素子20を含む放電回路DHに対して直列に入るように接続されている。スイッチ素子24に適した三端子素子はFETである。スイッチ素子24がFETでなる場合、FETのソース.ドレイン間ダイオードをダイオード26として利用できるので、切替回路25の回路構成を、より簡素化できる。
【0051】
第1のコンバータ1が動作しているときは、第2のコンバータ2は、切替回路25により、充電回路CHとなるように切り替えられる。充電回路CHに切り替えられたときは、変換トランス13の第3の巻線133から供給される電力によって蓄電素子20が充電される。従って、電力変換回路11のスイッチング動作によって、変換トランス13の第3の巻線133に誘起する電圧により、蓄電素子20が充電される。実施例に示す回路構成においては、ダイオード26は、メインのスイッチ素子14がオンになったときに、図示極性(図中黒丸表示)の第3の巻線133に現れる誘起電圧に対して、順方向となるように方向付けられているから、ダイオード26を通した蓄電素子20に対する充電は、メインのスイッチ素子14のオン期間に行なわれる。
【0052】
次に、交流電源eの停電時には、停電検出回路5から制御回路3に供給される論理値0の信号S3により、第2のコンバータ2が放電回路DHに切り替えられる。放電モードに切り替えられると、蓄電素子20が電力供給源となる。第2のコンバータ2は、蓄電素子20から供給されるエネルギをスイッチングして第3の巻線133に供給する。第3の巻線133は、変換トランス13の巻線であり、変換トランス13の第2の巻線132と誘導結合されているから、蓄電素子20から供給されるエネルギをスイッチングして得られた電流によって、第3の巻線133の巻線が励磁された場合、そのエネルギは第3の巻線133から第2の巻線132に伝送される。変換トランス13の第2の巻線132には出力回路12が接続されているから、第2の巻線132に現れる第2のコンバータ2のスイッチング出力が出力回路12によって直流電圧V21に変換され、負荷Lに直流出力電圧V0が供給される。
【0053】
上記説明から明らかなように、図3に示した実施例では、第2のコンバータ2は、その大部分を、本来、スイッチング電源に備えられるべき各構成部分、すなわち、変換トランス13及び出力回路12を、第1のコンバータ1との間で共用して、蓄電素子20のエネルギを負荷Lに供給するようになっているから、部品点数を減少させ、小型化を達成することができる。
【0054】
しかも、第2のコンバータ2によるバックアップ動作は、切替回路25を構成するスイッチ素子24及びメインのスイッチ素子14の選択によって、容易に実現することができる。
【0055】
図3に示した実施例においても、交流電源eが復電して定常動作に入った場合は、第2のコンバータ2が動作する停電の場合よりも、最大デューテイが小さくなるようなデューテイ切替が行なわれ、第1のコンバータ1を、このようにして縮小された最大デューテイ内で動作させる。これにより、高効率のバックアップ型スイッチング電源が得られる。
【0056】
図4は制御回路に含まれるスイッチング素子切替のための回路を抜き出して示す図である。制御回路3は、PWM制御部30と、切替回路31とを含んでいる。切替回路31は、PWM制御部30の後段に接続され、第1のコンバータ1を構成するスイッチ素子14及び第2のコンバータ2を構成するスイッチ素子24に対し、停電検出回路5(図1〜図3参照)から供給される停電検出信号S3によって基づいて、選択的にパルスを供給する。
【0057】
図示された切替回路31は、2入力アンドゲート311、312と、インバータ313とを有している。PWM制御部30から出力されるPWM信号S0はアンドゲート311、312の入力端子の一方に並列に供給される。停電検出信号S3は、アンドゲート311に対しては、入力端子の他方にそのまま供給され、アンドゲート312に対しては、インバータ313で反転させた上で、入力端子の他方に供給されている。アンドゲート311から出力される論理積の制御信号S1は第1のコンバータ1を構成するスイッチ素子14に供給される。アンドゲート312から出力される論理積の制御信号S2は第2のコンバータ2を構成するスイッチ素子24に供給される。
【0058】
交流電源eが復電して定常動作を行なっている場合、停電検出信号S3が論理値1(高レベル)であるとすると、アンドゲート311の入力論理が整い、アンドゲート311からスイッチ素子14に、PWM信号が供給される。このPWM信号の最大デューティは、予め、PWM制御部30で設定されており、スイッチ素子14はこの最大デューティで、スイッチング動作をする。
【0059】
アンドゲート312では、インバータ313から供給される信号が論理値0であるので、入力論理が整わず、制御信号S2は論理値0である。
【0060】
次に、交流電源eが停電した場合、停電検出信号S3が論理値0(低レベル)になる。停電検出信号S3が論理値0なると、アンドゲート312の入力論理が整い、アンドゲート312からスイッチ素子24に、PWM信号が供給される。このPWM信号の最大デューティは、予め、PWM制御部30で停電時の最大デューティに設定されており、スイッチ素子24はこの最大デューティで、スイッチング動作をする。アンドゲート311では、停電検出信号S3が論理値0であるので、入力論理が整わず、制御信号S1は論理値0である。
【0061】
停電検出信号S3は、PWM制御部30にも供給されており、PWM制御部30では、停電時は論理値0の停電検出信号S3に合わせて、PWM信号の最大デューテイを拡大し、復電時は、論理値1の停電検出信号S3に合わせて、PWM信号の最大デューテイを縮小するようなデューテイ切替を行なう。これにより、スイッチ素子14を縮小された最大デューテイでスイッチングさせ、スイッチ素子24を拡大された最大デューテイでスイッチングさせることができる。
【0062】
図5は制御回路に含まれるデューテイ切替の別の回路例を抜き出して示す図である。最大デューティ切替回路32は、コンデンサ321及び抵抗322で構成される微分回路と、アンドゲート325とを有する。微分回路321、322はPWM制御部30から供給されるPWM信号を微分する。アンドゲート325の入力端子の一方には、PWM信号S0が供給され、入力端子の他方には微分回路321、322の微分出力が供給されている、アンドゲート325から出力される信号は、アンドゲート311の入力端子の一方に供給される。アンドゲート311の入力端子の他方には停電検出信号S3が供給されている。参照符号323は抵抗、324はダイオードを示す。
【0063】
第1のコンバータ1を構成するスイッチ素子14は、微分回路321、322から出力される微分信号と、PWM信号S0との論理積によって定まる最大デューテイで動作する。第2のコンバータ2を構成するスイッチ素子24は、PWM信号S0によって定まる最大デューティで動作する。
【0064】
図6は図5に示したデューテイ切替の回路動作を説明するタイムチャートである。まず、交流電源eが復電して定常動作を行なっている場合、停電検出信号S3は論理値1である。この状態で、PWM信号S0が最大デューテイになったとすると(図6(a)参照)、最大デューテイを有するPWM信号S0がアンドゲート311の入力端子の一方に供給される。PWM信号S0の最大デューティは、予め、PWM制御部30で設定されている。
【0065】
最大デューテイのPWM信号S0は微分回路321、322に供給され、微分される(図6(b)参照)。この微分信号はアンドゲート325の入力端子の他方に供給される。従って、最大デューテイのオン幅を持つPWM信号S0は、微分信号により、オン幅の狭い制御信号S1(図6(c)参照)にパルス幅が変調される。第1のコンバータ1を構成するスイッチ素子14は、アンドゲート311を介して、この縮小されたオン幅によって定まる最大デューテイで動作する。アンドゲート312では、インバータ313から供給される信号が論理値0であるので、入力論理が整わず、制御信号S2は論理値0である。
【0066】
交流電源eが停電した場合は、停電検出信号S3が論理値0になる。停電検出信号S3が論理値0なると、アンドゲート312の入力論理が整い、アンドゲート312からスイッチ素子24に、最大デューテイのPWM信号S0に対応する制御信号S2(図6(d)参照)が供給される。スイッチ素子24はこの最大デューティで、スイッチング動作をする。アンドゲート311では、停電検出信号S3が論理値0であるので、入力論理が整わず、その出力である制御信号S1は論理値0となる。
【0067】
以上、図面を参照して、本発明の内容を具体的に説明したが、当業者であれば、本発明の基本的技術思想、教示等に基づき、種々の変更、変形が可能であることは自明である。
【0068】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
(a)小型で、コストダウンに有効であり、しかも直流出力電圧を一定に保ち得るバックアップ型スイッチング電源を提供することができる。
(b)メインのコンバータを動作させる場合と、バックアップ用コンバータを動作させる場合とで、最大デューティを切り替え得る高効率のバックアップ型スイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係るスイッチング電源の実施例を示すブロック図である。
【図2】本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。
【図3】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図4】本発明に係るスイッチング電源に用いられるデューテイ切替の回路の電気回路図である。
【図5】本発明に係るスイッチング電源に用いられるデューテイ切替の回路の別の例を示す電気回路図である。
【図6】図5に示したデューテイ切替の回路動作を説明するタイムチャートである。
【符号の説明】
1 第1のコンバータ
2 第1のコンバータ
20 蓄電素子
3 制御回路
4 入力回路
5 停電検出回路
Claims (3)
- 第1のコンバータと、第2のコンバータと、制御回路とを含むスイッチング電源であって、
前記第1のコンバータは、交流電源より供給される交流電圧から変換された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換して、負荷に直流出力電圧を供給し、
前記第2のコンバータは、前記交流電源の停電時に、蓄電素子から供給された直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を直流電圧に変換し、前記第1のコンバータに代わって前記負荷に直流出力電圧を供給し、
前記制御回路は、切替回路を有し、前記第1のコンバータ及び前記第2のコンバータにおいて共用され、
前記切替回路は、前記交流電源の停電時の最大デューティが復電時の最大デューティよりも大きくなるように、パルス幅変調信号から得られる最大デューティを切り替え、前記交流電源の停電時には、前記第2のコンバータに前記大きな最大デューティを供給し、復電時には、前記第1のコンバータに前記小さな最大デューティを供給し、
前記第1、第2のコンバータは、供給された前記大小2つの最大デューティで、それぞれ動作する
スイッチング電源。 - 請求項1に記載されたスイッチング電源であって、
前記制御回路は、切替回路を含んでおり、
前記切替回路は、前記停電検出信号の状態に応じた切替動作により、前記第1のコンバータ及び前記第2のコンバータの間において、前記最大デューテイを切り替える
スイッチング電源。 - 請求項1に記載されたスイッチング電源であって、
前記最大デューティ切替回路は、前記パルス幅変調信号よりも短いパルス幅の信号を生成し、
前記第1のコンバータは、この短いパルス幅の信号で動作し、
前記第2のコンバータは、前記パルス幅変調信号によって定まる最大デューティで動作する
スイッチング電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP30311797A JP3763501B2 (ja) | 1997-11-05 | 1997-11-05 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
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---|---|---|---|
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11146639A JPH11146639A (ja) | 1999-05-28 |
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JP4886487B2 (ja) * | 2006-12-01 | 2012-02-29 | 本田技研工業株式会社 | 多入出力電力変換器及び燃料電池車 |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH11146639A (ja) | 1999-05-28 |
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