JPH1052082A - ブラシレスモータの駆動制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ブラシレスモータ駆動制御回路に関し、
簡単な構成の付加により回転ムラを抑えることにある。 【解決手段】 ２つのホール素子から出力されるホール
信号Ｕ，Ｖ間の振幅差を検知し、この振幅差に応じてホ
ール信号Ｕ，Ｖの振幅を制御する絶対値回路３及びコン
パレータ４よりなる振幅制御回路と、この振幅制御回路
の出力により振幅を調整する帰還アンプ５及び増幅器
１，２よりなる振幅調整回路とを有しホール信号Ｕ，Ｖ
に対して電気角で１２０°の位相差の合成信号Ｗを生成
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＶＴＲやポリゴンミ
ラーのスピンドルモータやディスク型記憶装置等のスピ
ンドルモータに好適なブラシレスモータ駆動制御回路に
関する。

【０００２】

【従来の技術】図１はＶＴＲのキャプスタン軸を直接回
転駆動するブラシレスモータの断面図であり、図２は図
１に示したブラシレスモータのステータ部の平面図であ
る。ロータ１０は中心にキャプスタン軸であるシャフト
４０が固着され軸受け手段９０、１００によって回転自
在に支持されており、ステータ２０と対向する表面に８
極の正弦波状の駆動磁極を有する駆動マグネット５０が
備えられている。

【０００３】ステータ２０は軟磁性鋼板に絶縁層を介し
て銅箔を積層し、エッチング等の方法により回路パター
ンを形成したステータ基板７０（配線基板を兼ねてい
る）をベースに、６個の空心のステータコイル８０を６
０度間隔に回転中心と同軸に配し固着している。これら
のステータコイル８０は前述した駆動磁極と平面で対向
しており、回転中心を挟んで対向する１組の２個が直列
に接続され、３組でスター結線の３相ステータコイルを
構成している。

【０００４】これらのコイルの中心には２個のホール素
子１３０が、前述した駆動磁極のホール素子に磁束を供
給する部分の磁束密度に応じ１２０度位相差のホール信
号Ｕ及びＶを出力するように配設されている。

【０００５】また、図示しないＭＲ型感磁素子はステー
タ２０上に配設され、ロータ１０のＦＧマグネット６０
の外周のＦＧ磁極に０．１ｍｍ程度の隙間を空けて対向
し、ＦＧ磁極に応じて１回転当たり３６０サイクルのＦ
Ｇ信号を出力する。ＦＧ信号はモータを目的の回転速度
に制御する速度制御信号に変換され、駆動電流を制御す
るようにＩＣ１４０に内蔵された駆動回路に供給され
る。

【０００６】前述したホール信号Ｕ及びＶは和演算及び
反転回路をなし合成信号Ｗを出力する。これらの信号は
各々１２０度位相差の３相位置信号を構成し駆動回路に
供給され、駆動回路は３相のステータコイル８０に、前
述した速度制御信号に応じた大きさの駆動電流を、この
位置信号に応じた比率に制御して流すように作用する。
この駆動電流により、ステータコイル８０は、ロータ１
０の回転に応じた回転磁界を生じさせ、駆動磁極の磁界
との相互作用により回転駆動力を発生する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】このようなブラシレス
モータにおいて回転ムラを抑える事は必要不可欠あり、
そのためにはホール信号Ｕ及びＶを和演算し反転回路を
なして得られた合成信号Ｗは出来るだけホール信号Ｕ，
Ｖ信号と同等の波形が要求され、位相差のずれも少なく
する必要が有る。

【０００８】前述した反転回路においてホール信号Ｕ，
Ｖが１２０度位相差で同振幅の正弦波としたとき、合成
信号Ｗも１２０度位相差の正弦波にすることが出来る。
このときのホール信号Ｕ，Ｖ及び合成信号Ｗの波形は図
２０に示すような波形となる。しかしながらホール素子
には必ず感度のばらつきがあるのでホール信号Ｕ，Ｖ間
に振幅ずれが当然生じる。このとき図２１に示すよう
に、ホール信号Ｕ，Ｖが振幅ずれを起こすことにより、
合成信号Ｗは位相がずれてしまう。この位相ずれは、ス
テータコイル８０に流す電流のタイミングをずらし、回
転ムラを悪化させる原因となってしまう。また、トルク
増大等のため、ホール信号Ｕ及びＶを正弦波ではなく台
形波状の信号としたときも同様に合成信号Ｗに影響を及
ぼし、合成信号Ｗは歪んだ三角波状の信号になる。この
ときの各信号の波形は第８図に示すような波形となる。
前述した歪んだ三角波状の合成信号Ｗは非線形変換回路
等により、図９に示すようなホール信号Ｕ，Ｖと同等の
台形波状の変換信号Ｗ’にすることが出来る。しかしな
がら、ホール信号Ｕ，Ｖ間の振幅にずれが生じている
と、図２２に示すように歪みが生じ、且つ、位相もずれ
てしまう。このため図２３に示すようにホール信号Ｕ，
Ｖ間の振幅差が大きくなればなるほど回転ムラが悪化し
てしまうという問題があった。本発明はこのような問題
点に鑑みなされたもので、回転ムラが良好で且つ、安価
なブラシレスモータを提供するものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明によるブラシレスモータ駆動制御回路
は、駆動磁極を備えるとともに回転自在に保持されるロ
ータと、前記駆動磁極と対向する３相のステータコイル
と、前記ロータの回転角度に応じた磁束を供給され、電
気角で１２０度の位相差のホール信号Ｕ及びＶを出力す
る２個のホール素子と、前記ホール信号Ｕ及びＶを合成
して前記ホール信号Ｕ及びＶに対して電気角で１２０度
の位相差の合成信号Ｗを出力する信号合成手段と、前記
ホール信号Ｕ，Ｖ及び合成信号Ｗに応じて前記ステータ
コイルに駆動電流を流す駆動回路と、前記ホール信号Ｕ
及びＶの振幅差に応じた振幅差信号を出力する振幅制御
手段と、前記振幅差信号に応じて前記ホール信号Ｕ，Ｖ
又は双方の振幅を調整する振幅調整手段とを備え、前記
ホール信号Ｕ及びＶの振幅差を軽減するようにしたこと
を特徴とするものであり、更に、前記振幅調整手段は２
つの差動増幅器を含んで構成され、前記差動増幅器のど
ちらか一方の電流源であるコモン電流を調整することに
より前記２つの差動増幅器の出力であるホール信号Ｖｕ
とＶｖの振幅差を軽減するものであり、前記２つの差動
増幅器のコモン電流の値が等しいとき、コモン電流を調
整する側の差動増幅器の増幅率が他方の差動増幅器の増
幅率に対して５％以上低いことを特徴とするものであ
る。

【００１０】

【発明の実施の形態】本発明の一実施例に係るブラシレ
スモータの外観構成は先に図１及び図２を用いて説明し
た従来例と略同様な構成であるので図１及び図２を再び
用いて説明する。

【００１１】本発明に係るブラシレスモータでは、ロー
タ１０の表面に８極の所定の第３次高調波成分と第５次
高調波成分を含ませた台形波状の駆動磁極を有する駆動
マグネット５０が備えられており、ステータ２０は従来
例と同様に回路パターンを形成した基板をベースに、６
個の空心コイルを６０度間隔に回転中心と同軸に配し固
着されてる。

【００１２】これらのコイルは前述した駆動磁極と平面
で対向しており、回転中心を挟んで対向する１組の２個
が直列に接続され、３組でスター結線の３相ステータコ
イル８０を構成している。また、これらのコイルの中心
には２個のホール素子１３０が、前述した駆動磁極のホ
ール素子に磁束を供給する部分の磁束密度に応じ１２０
度位相差のホール信号Ｕ及びＶを出力するように配設さ
れている。

【００１３】更に、従来例同様にＭＲ型感磁素子が配設
されＦＧ信号を出力し、このＦＧ信号は速度制御手段に
よりモータを目的の回転速度に制御する速度制御信号に
変換され、駆動電流を制御するように駆動回路に供給さ
れる。

【００１４】（第１実施例）図３は本発明のブラシレス
モータ駆動制御回路の第１実施例を示すブロック図であ
り、この図に沿って具体的に説明する。まず、ホール信
号Ｕ，Ｖをそれぞれ増幅器１，２で増幅し、その出力を
絶対値回路３に入力する。それぞれの出力波形は図４
（ａ），（ｂ）のＵabs、Ｖabsのようになり、それらを
コンパレータ４にかけ、図５（ａ），（ｂ）のような矩
形波Ｖcmpに変換する。即ち、コンパレータ４では、絶
対値回路３から出力され絶対値Ｕabs，Ｖabsの大小を電
気角ごとに比較して、この比較結果を“０”と“１”の
２値に変換することにより図５（ａ），（ｂ）に示した
ような矩形波Ｖcmpが得られる。このときホール信号
Ｕ，Ｖの振幅が図４（ａ）に示したように同じであれば
矩形波のデューティは１：１（θ1＝θ2）となり（図５
図（ａ））、一方図４（ｂ）に示したようにホール信号
Ｕの振幅＜ホール信号Ｖの振幅となればＶcmpのデュー
ティはずれる（図５図（ｂ））。

【００１５】次に前記コンパレータ４の出力Ｖcmpを電
流に変換し、コンデンサＣによって図６に示すような三
角波状に平滑する。ここで前記矩形波Ｖcmpのデューテ
ィは三角波のＤＣ成分に変換されたことになり、次段の
帰還アンプ５に入力され、基準電圧６と比較増幅し、振
幅差を軽減するように前記増幅器１の増幅率を例えばコ
モン電流を変えるようにして調整する。言い換えると、
図５（ａ），（ｂ）に示した矩形波のデューティーが等
しく（θ１＝θ２）なるように調整する。この結果、図
９に示した如く、これらの作用により増幅器１の出力Ｖ
ｕは、常時増幅器２の出力Ｖｖと同じ振幅の信号が出力
される。この振幅調整後の信号Ｖｕ及びＶｖを和演算
し、反転手段（加算回路７，非線形回路８，リミッタ
９）により反転することにより、波形歪みや位相ずれの
少ない常時安定した変換信号Ｗ’を出力することが出来
る。そして、増幅器１，２からの信号Ｖｕ，Ｖｖと変換
信号Ｗ’をスタータコイル駆動回路１１に供給して、３
相でブラシレスモータを駆動する。

【００１６】図７は本発明の一実施例に係るブラシレス
モータを適用した駆動制御回路の具体的な構成を示した
回路図である。ＨＧＵ，ＨＧＶはそれぞれホール素子で
あり、入力端子は並列に接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２でバ
イアス電流が供給されている。各ホール素子ＨＧＵ，Ｈ
ＧＶの出力端子はトランジスタＱ１〜Ｑ４で構成されて
いる差動増幅器のベース端子に接続されている。トラン
ジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ７８、抵抗Ｒ３〜Ｒ１１、電流源
Ｉ１は増幅器１，２を構成しており、トランジスタＱ１
〜Ｑ４の各々のコレクタには増幅されたホール信号Ｖ
ｕ、Ｖｖが出力される。

【００１７】増幅されたホール信号Ｖｕ、ＶｖはＱ５〜
Ｑ８で構成されている差動増幅器のベース端子に接続さ
れている。トランジスタＱ５〜Ｑ１２、抵抗Ｒ１２〜Ｒ
１７、電流源Ｉ２〜Ｉ３、ダイオードＤ１は加算回路７
を構成しており、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレク
タに電流として出力される。出力された電流はバイアス
電流Ｉ４、Ｉ５とともにダイオードＤ２、Ｄ３に供給さ
れ、電圧に変換される。そして、それぞれのアノードか
らトランジスタＱ１５，Ｑ１８のベースに接続される。

【００１８】トランジスタＱ１５〜Ｑ１８、抵抗Ｒ１８
〜Ｒ１９、電流源Ｉ６は非線形回路８を構成しており、
トランジスタＱ１６，Ｑ１７のコレクタに電圧として出
力され、トランジスタＱ１９，Ｑ２０のベースに接続さ
れる。これらのトランジスタＱ１９，Ｑ２０、抵抗Ｒ２
０，Ｒ２１、電流源Ｉ７はリミッタ９を構成しており、
トランジスタＱ１９，Ｑ２０のコレクタに変換信号Ｗ’
として出力される。出力された変換信号Ｗ’は増幅した
ホール信号Ｖｕ、Ｖｖともに３相の位置信号としてトラ
ンジスタＱ２１〜Ｑ２６のベースに接続される。

【００１９】トランジスタＱ２１〜Ｑ４６、抵抗Ｒ２３
〜Ｒ２９、抵抗Ｒ４３、電流源Ｉ８〜Ｉ１０はステータ
コイル駆動回路１１を構成しており、トランジスタＱ４
２のベースに入力された速度制御信号に応じた大きさの
電流を位置信号に応じた比率に制御して、トランジスタ
Ｑ４４〜Ｑ４６のコレクタに接続されたインダクタンス
Ｌ１〜Ｌ３で示されるステータコイル８０に流すように
作用する。

【００２０】また、前述したホール信号Ｖｕ，Ｖｖはそ
れぞれの振幅差を検出すべく絶対値回路の入力であるト
ランジスタＱ４７，Ｑ４８，Ｑ５７，Ｑ５８のベース端
子にも接続されている。トランジスタＱ４７〜Ｑ６０、
抵抗Ｒ３２〜Ｒ３９、電流源Ｉ１１〜Ｉ１２、ダイオー
ドＤ６〜Ｄ７、電圧源Ｅ１，Ｅ２は絶対値回路３を構成
し、トランジスタＱ５４，Ｑ６０のコレクタに矩形波Ｕ
abs，Ｖabsが出力される。

【００２１】矩形波Ｕabs，Ｖabsはコンパレータ４の入
力であるトランジスタＱ６５，Ｑ６６のベースに接続さ
れる。トランジスタＱ６３〜Ｑ６６、電流源Ｉ１３はコ
ンパレータ４を構成しトランジスタＱ６４のコレクタに
出力され、トランジスタＱ６７，Ｑ６８、電流源Ｉ１
４，Ｉ１５、抵抗Ｒ４０、コンデンサＣから構成される
電圧電流変換回路を介してダイオードＤ８のアノードに
振幅制御信号が出力される。この信号はトランジスタＱ
６９のベースに接続され、トランジスタＱ６９〜Ｑ７
８、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２、電圧源Ｅ３、電流源Ｉ１６，
Ｉ１７で構成される帰還アンプ５における基準電圧６と
比較し、増幅してトランジスタＱ７８のコレクタに電流
として出力される。

【００２２】この電流は前述した増幅器１のコモン電流
となり、増幅したホール信号Ｖｕ，Ｖｖの振幅差に応じ
てコモン電流を変化させ、最終的にホール信号Ｖｕを、
ホール信号Ｖｖと同じ振幅に制御する。

【００２３】前述したホール信号Ｕ及びＶは信号合成手
段７で、和演算及び反転をなし合成信号Ｗを出力する。
ホール信号Ｕ及びＶは図８に示すように台形波状の信号
となり、合成信号Ｗは歪んだ三角波状の信号になる。こ
のとき合成信号Ｗは非線形変換回路８により、図９に示
すようにホール信号Ｕ，Ｖと同等の台形波状の変換信号
Ｗ’にすることが出来る。

【００２４】次にロータの駆動磁極について説明する。
前記ロータの回転角度に応じて前記ホール素子に磁束を
供給する部分の磁極波形は基本波に同相の第３次高調波
成分及び第５次高調波成分を含み、前記第３次高調波成
分の含有率と前記第５次高調波成分の含有率との差を１
６％以下にしている。近年、機器の小型化及び効率向上
が求められ、このようなブラシレスモータにおいても、
駆動電流を低減しトルクを増大する事が求められてお
り、このためには、総磁束量を増すことが有効と考え、
駆動磁極を正弦波から台形波状する事を試みた。

【００２５】駆動磁極を正弦波から台形波状にしていく
と、マグネットの特性で定まる最大磁束密度は一定であ
るから、図１０に示すように第３次高調波の含有率が増
大することに伴って基本波も増大しトルク増大に寄与す
ることが判明した。即ち、図１１に示すように例えば駆
動磁極に１０％の第３次高調波を含有するようにする
と、基本波も１０％程度増大し、この結果トルクも１０
％増大する事がわかる。しかし、ホール素子に磁束を供
給する部分も同様で、ホール信号もこの第３次高調波成
分が含まれ、これらを和演算及び反転をなし合成信号Ｗ
を生成すると、ホール信号の波形と異なった歪みを多く
含む波形を生じ、第３次高調波成分のみを増していく
と、図１２（ｅ）に示すように三角波状の合成信号Ｗの
ゼロクロス付近の傾斜が小さくなり、非線形変換手段を
通じても図１２（ｆ）に示すような歪んだ台形波出力と
なる。これが各相のステータコイル相互の駆動電流の相
違となり、トルクのムラとなってモータの回転ムラを悪
化させる原因となった。特に第３次高調波の含有率が１
６％を超えると図１２（ｇ）に示すように合成信号Ｗの
ゼロクロス付近の傾斜が逆になり、図１２（ｈ）に示す
ように極端に歪んだ変換出力となり、逆方向の駆動トル
クが発生するなど使用に耐えなくなる。

【００２６】これらは図１３に示すように、駆動磁極の
第３次高調波の含有率の増大にともなって回転ムラが増
大し、特に含有率が８％以上になると回転ムラは０．３
％を超え使用に耐えなくなるという問題を生じた。この
問題の解決のため駆動磁極に第５次高調波を含有させる
と上述の合成信号Ｗは図１２（ｉ）に示すようにゼロク
ロス付近の傾斜が良好となり変換波形Ｗ’の歪みも図１
２（ｊ）に示すように低下し、良好な回転ムラ特性を呈
する。

【００２７】このため、第３次高調波の含有率が１６％
を超えても、第３次高調波の含有率から第５次高調波の
含有率を差し引いた差が１６％以下であれば合成信号Ｗ
のゼロクロス付近の傾斜が逆にならず、逆方向の駆動ト
ルクも発生することはないし、含有率の差が１２％以下
であれば良好な回転ムラ特性をも示す。

【００２８】尚、駆動磁極のホール素子に磁束を供給す
る部分の磁極波形が上述したように第３次高調波成分及
び第５次高調波成分を含んでいれば、上述の課題は解決
されるので、駆動磁極の他の部分の含有率が異なっても
同様の効果を得る。

【００２９】次に非線形変換回路について説明する。前
述したように、ホール信号Ｕ及びＶは信号合成手段で和
演算及び反転をなし合成信号Ｗを出力する。駆動磁極の
ホール素子に磁束を供給する部分の磁極波形も第３次高
調波成分と第５次高調波成分を含ませた台形波状である
から、ホール信号Ｕ及びＶも図１２（ａ），（ｂ）に示
すように台形波状の信号となり、合成信号Ｗは図１２
（ｃ）に示すように歪んだ三角波状の信号として得られ
る。

【００３０】非線形変換手段は入力された三角波状の合
成信号Ｗを図１２（ｄ）に示すような台形波状の変換信
号Ｗ’に変換するよう、入力信号のゼロクロス付近では
ゲインが高く、入力信号の振幅が大きくなるにつれてゲ
インを低下させ最終的には入力振幅が上昇しても出力振
幅は殆ど上昇しないような特性の、入力振幅と出力振幅
との関係が三角波−台形波変換特性を有する回路手段で
ある。

【００３１】具体的には本実施例の場合、入力振幅を３
／４乗した後、更に差動増幅器の対数変換特性を用いて
三角波状の信号を台形波状の信号に変換するように構成
しており、実験では１／２乗〜１／１乗の間で必要な変
換特性が得られ、特に１／２乗〜５／６乗で好ましい三
角波−台形波変換特性を得た。

【００３２】次にホール素子の配置について説明する。
ロータの駆動マグネットは厳重に注意して製作してもホ
ール素子と対向する面に面振れが残り、ホール素子に供
給される磁束の磁束密度がロータの回転により変化す
る。この影響は、ホール素子出力の振幅が回転内で大き
くなる部分と小さくなる部分とが交互に繰り返されるい
わゆる１回転１サイクルのＡＭ変調となる。

【００３３】信号合成手段を備えた場合の固有の問題と
して、２個のホール素子の配置が離れていると、一方の
ホール素子出力の振幅が大であるときに、他方のホール
素子の出力の振幅が小となり、合成信号Ｗ及び変換信号
Ｗ’の波形が変化し、回転ムラ増大の原因となる。

【００３４】図１４は駆動マグネットのホール素子と対
向する面の面振れが大きい場合に、機械角で表したホー
ル素子の間隔と回転ムラの関係を実験で求めたもので、
６０度以下で回転ムラ増大の影響が使用可能な０．２５
％程度に低減され、４５度以下では回転ムラ増大の影響
は無視し得る０．１５％程度に小さくなる。また、図１
５はステータ基板上に２個のホール素子が機械角で３０
度の間隔で、前述した駆動磁極に応じ１２０度位相差の
ホール信号Ｕ及びＶを出力するように配設している例を
示している。

【００３５】次にホール素子について説明する。前述し
た非線形変換回路を備えた場合の固有の問題として、ホ
ール素子の感度が温度によって変化し、ホール素子出力
の振幅が変化すると、非線形変換手段の出力波形が変化
する特性があり、回転ムラの増大につながる場合があ
り、使用できる温度範囲が限定される。

【００３６】この問題を解決するため、非線形変換手段
の変換特性を温度に応じて変化させて出力波形を補償す
る方法があるが、その回路構成が複雑となる別の問題を
生じる。このため、ホール素子に温度特性の良好なＧａ
Ａｓ型ホール素子を用いることにより、温度変化により
ホール素子出力の振幅が変化することが少なくなり、回
路構成を複雑にすることなく、非線形変換手段の出力波
形が変化することがなく、温度に対して安定した回転ム
ラが得られ、使用できる温度範囲が拡大される。

【００３７】本実施例ではホール信号Ｕ，Ｖ間の振幅差
を検知し、この振幅差に応じてホール信号Ｕ，Ｖの振幅
を調整し、振幅差が軽減された後の信号を和演算及び反
転をなすことにより安定した変換信号Ｗ’を出力するこ
とが出来るので回転ムラを大きく改善できる。

【００３８】また、図１６の回路図で示される駆動回路
ではホール信号Ｕに応じた信号とホール信号Ｖに応じた
信号との差分Ｘを生成し、ホール信号Ｖに応じた信号と
変換信号Ｗ’に応じた信号との差分Ｙを生成し、変換信
号Ｗ’に応じた信号とホール信号Ｕに応じた信号との差
分Ｚを生成し、ステータコイルに駆動電流を制御して流
すように駆動回路を構成している。

【００３９】駆動回路手段は３相のステータコイルに、
前述した速度制御信号に応じた大きさの電流を、これら
の信号の大きさに応じた比率に制御して流すように作用
するから、上述したようにホール信号Ｕ，Ｖ及び変換信
号Ｗ’が台形波である場合３相のステータコイルの電流
の比率の変化が急峻となり、振動や騒音、電磁ノイズの
発生量が増大する問題がある。

【００４０】ホール信号Ｕに応じた信号とホール信号Ｖ
に応じた信号との差分Ｘを生成し、ホール信号Ｖに応じ
た信号と変換信号Ｗ’に応じた信号との差分Ｙを生成
し、変換信号Ｗ’に応じた信号とホール信号Ｕに応じた
信号との差分Ｚを生成すると、差分信号は第３次高調波
信号が打ち消し合い図１２（ｋ），（ｌ），（ｍ）に示
すように略正弦波状となる。

【００４１】この略正弦波状の信号Ｘ、Ｙ及びＺに応じ
て前記ステータコイルに駆動電流を制御して流すように
駆動回路を構成することにより、駆動磁極は台形波でト
ルク増大の効果を得ながら且つ、この３相のステータコ
イルの電流の比率の変化が緩慢となり、振動や騒音、電
磁ノイズの発生量が減少し、上述した問題も解決され
る。

【００４２】（第２実施例）次に第２実施例について説
明する。前記帰還アンプ５による制御電流波形は図６に
示すように多少のリップルを持っている。この電流のリ
ップル分が増幅器１のコモン電流のＤＣ成分に対して比
率が大きくなると増幅後の波形に歪みが発生し、変換信
号Ｗ’にも歪みが発生することとなり結果として回転ム
ラが悪化してしまう。例えばホール信号Ｖを増幅する増
幅器のコモン電流を固定してホール信号Ｕを増幅する増
幅器のコモン電流を制御した場合を考える。図６のよう
にホール信号Ｕの振幅＞ホール信号Ｖの振幅のときはコ
モン電流のＤＣ成分を下げ、ホール信号Ｕの振幅＜ホー
ル信号Ｖの振幅のときはＤＣ成分を上げる。ただしリッ
プルの大きさは変化しない。よって図１７に示すように
ＤＣ成分に対するリップル分の比率は（以下リップル電
流比と呼ぶ）、ホール信号Ｕの振幅＞ホール信号Ｖの振
幅になるほど大きくなり、ホール信号Ｕの振幅＜ホール
信号Ｖの振幅になるほど小さくなる。

【００４３】したがって図１８に示すようにホール信号
Ｕ，Ｖの振幅差が帰還アンプのダイナミックレンジ゛内
であれば、ホール信号Ｕを増幅する増幅器のコモン電流
を増やせば増やすほど（すなわちホール信号Ｕの振幅＜
ホール信号Ｖの振幅となればなるほど）回転ムラは減少
する。

【００４４】本実施例ではこの点に着目し、図１９に示
すように、ホール信号Ｕ，Ｖの振幅差が０のときでも、
制御する側の増幅器のコモン電流値を他方の増幅器のコ
モン電流値より５％以上増やし（換言すればそれぞれの
コモン電流値が同じとき、制御する側の増幅器の増幅率
を他方の増幅器の増幅率より５％以上低くし）、帰還ア
ンプのダイナミックレンジもシフトすることにより一定
の振幅ばらつき範囲内の平均のリップル電流比を小さく
することができ、同様に平均の回転ムラも減少すること
が出来る。ここで増幅器のコモン電流値の差（増幅器の
増幅率の差）を５％以上としたのは、５％未満であると
効果が小さいためである。尚、この比が２０％を越える
と帰還アンプのダイナミックレンジが狭くなってしま
い、振幅ばらつきを制御できる範囲が狭くなってしまう
事があり、この比は２０％以下にすることが好ましい。

【００４５】これまで述べてきた実施例ではいわゆるフ
ィードバック型の構成としたが、いわゆるフィードフォ
ワード型の構成にしても良くまた、実施例においてはい
わゆるアキシャルギャップ型のブラシレスモータで説明
したが、ラジアルギャップ型のモータであっても本発明
は実施可能で同様な効果を得ることが出来る。更に、駆
動磁極が同一面に一体的に存在するモータについて説明
したが、ステータコイルに磁束を供給する面と、ホール
素子に磁束を供給する面とに区分されて存在するような
ブラシレスモータも本発明を逸脱するものではないな
ど、ここで説明した実施例に限らず種々の変形が可能で
ある。

【００４６】

【発明の効果】本発明によればホール信号Ｕ，Ｖ間の振
幅差を検知し、この振幅差に応じてホール信号Ｕ，Ｖの
振幅を調整し、振幅差が軽減された後の信号を和演算及
び反転をなすことにより安定した変換信号Ｗ’を出力す
ることが出来るので回転ムラを大きく改善できるととも
に、３相モータにおいて、ホール素子の使用を２個に抑
えることができるので安価で性能の良好なブラシレスモ
ーターを提供することができる。また、増幅器のコモン
電流の値が同じとき、調整される側の増幅器の増幅率を
他方の増幅器の増幅率より５％以上低くすることによ
り、リップル電流比を小さくでき、回転ムラを軽減する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 ＶＴＲのキャプスタン軸を直接駆動するブラ
シレスモータの断面図である。

【図２】 図１に示したブラシレスモータのステータの
平面図である。

【図３】 本発明の一実施例に係るブラシレスモータ駆
動回路を示すブロック図である。

【図４】 絶対値回路の出力波形を示す図である。

【図５】 コンパレータの出力波形を示す図である。

【図６】 コンデンサにより平滑された波形を示す図で
ある。

【図７】 本発明の一実施例に係るブラシレスモータ駆
動回路の具体的な構成を示す回路図である。

【図８】 ホール信号が台形波状のときのホール信号と
合成信号の波形を示す図である。

【図９】 ホール信号が台形波状で合成信号を非線形変
換回路により変換したときのホール信号と変換信号の波
形を示す図である。

【図１０】 正弦波のみの駆動磁極波形と第３次高調波
を１５％含んだ台形波状の駆動磁極波形とを比較した図
である。

【図１１】 第３次高調波の含有率によるトルク増大率
を示す図である。

【図１２】 ホール信号，合成信号及び変換信号の波形
を示す図である。

【図１３】 第３次高調波の含有率による回転ムラの比
率を示す図である。

【図１４】 ホール素子の間隔による回転ムラの比率を
示す図である。

【図１５】 本発明の一実施例に係るブラシレスモータ
駆動制御回路に使用するブラシレスモータの他のステー
タの平面図である。

【図１６】 本発明の一実施例を示す他の回路図であ
る。

【図１７】 ＤＣ電流値に対するリップル電流比を示す
図である。

【図１８】 本発明の第１実施例におけるＶに対するＵ
の振幅比による回転ムラの比率を示す図である。

【図１９】 本発明の第２実施例におけるＶに対するＵ
の振幅比による回転ムラの比率を示す図である。

【図２０】 理想的なホール信号と合成信号の波形を示
す図である。

【図２１】 実際のホール信号と合成信号の波形を示す
図である。

【図２２】 ホール信号に振幅のずれが生じているとき
のホール信号と変換信号の波形を示す図である。

【図２３】 従来のブラシレスモータ駆動制御回路を使
用したときのＶに対するＵの振幅比による回転ムラの比
率を示す図である。

【符号の説明】

１，２ 増幅器 ３ 絶対値回路 ４ コンパレータ ５ 帰還アンプ ６ 基準電圧 ７ 加算回路 ８ 非線形回路 ９ リミッタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】駆動磁極を備えるとともに回転自在に保持
   されるロータと、前記駆動磁極と対向する３相のステー
   タコイルと、前記ロータの回転角度に応じた磁束を供給
   され、電気角で１２０度の位相差のホール信号Ｕ及びＶ
   を出力する２個のホール素子と、前記ホール信号Ｕ及び
   Ｖを合成して前記ホール信号Ｕ及びＶに対して電気角で
   １２０度の位相差の合成信号Ｗを出力する信号合成手段
   と、前記ホール信号Ｕ，Ｖ及び合成信号Ｗに応じて前記
   ステータコイルに駆動電流を流す駆動回路と、前記ホー
   ル信号Ｕ及びＶの振幅差に応じた振幅差信号を出力する
   振幅制御手段と、前記振幅差信号に応じて前記ホール信
   号Ｕ，Ｖ又は双方の振幅を調整する振幅調整手段とを備
   え、前記ホール信号Ｕ及びＶの振幅差を軽減するように
   したことを特徴とするブラシレスモータ駆動制御回路。
2. 【請求項２】前記振幅調整手段は２つの差動増幅器を含
   んで構成され、前記差動増幅器のどちらか一方の電流源
   であるコモン電流を調整することにより前記２つの差動
   増幅器の出力であるホール信号ＶｕとＶｖの振幅差を軽
   減するものであり、前記２つの差動増幅器のコモン電流
   の値が等しいとき、コモン電流を調整する側の差動増幅
   器の増幅率が他方の差動増幅器の増幅率に対して５％以
   上低いことを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモ
   ータ駆動制御回路。