JPH1052065A - 電源装置，放電灯点灯装置及び照明装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 供給される電源電圧に変動が発生した場合で
も、ランプ輝度が低下したり、ちらついたりすることの
ない電源装置，放電灯点灯装置，並びに照明装置を提供
すること。 【解決手段】 商用交流電源１６より定格を超えた電圧
が供給された場合、電源電圧検出回路８より定格を超え
た電圧平均値Ｖ４がＶＦＯ７に供給され、定格時より高
周波の発振信号がＰＷＭ１３に供給され、ＦＥＴドライ
バ１４はＰＷＭ１３よりの高周波発振信号に基づく動作
周波数でスイッチング回路２１，２２をドライブする。
一方、定格以下の電圧が供給された場合、電源電圧検出
回路８より定格に達しない電圧平均値Ｖ４がＶＦＯ７に
供給され、定格時より低周波の発振信号がＰＷＭ１３に
供給され、ＦＥＴドライバ１４はＰＷＭ１３よりの低周
波発振信号に基づく動作周波数でスイッチング回路２
１，２２をドライブする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング回路
を用いて高周波電圧を出力する装置であって、交流電源
からの入力電圧の変動を補償する電源装置，放電灯点灯
装置，並びに照明装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の装置（スイッチング回路
を用いて高周波電圧を高高率で出力する装置）として
は、特願平６−１７８９２５号明細書，並びに特願平７
−２５４３４４号明細書に示すものが知られている。こ
れらに関する一例について、図面を参照しながら以下に
説明を行う。

【０００３】図１２は本発明の先行技術の一例を示す回
路図である。図１２において、商用交流電源４１にはチ
ョークコイル４２及びコンデンサＣ５等から成るフィル
タ回路４３が接続されていて、このフィルタ回路４３に
は整流回路４４が接続されている。整流回路４４は、例
えば高速スイッチン性のダイオードにより構成される。
整流回路４４の出力端のプラス側端子には第１のスイッ
チング回路４５（例えばＭＯＳＦＥＴのドレイン）が接
続され、整流回路４４の出力端のマイナス側端子には第
２のスイッチング回路４６（例えばＭＯＳＦＥＴのソー
ス）が接続されていて、第１のスイッチング回路４５と
第２のスイッチング回路４６とは直列に接続されてい
る。尚、これらスイッチング回路４５，４６は、例えば
前述の通りＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等で
構成されていて、それぞれの素子が有する寄生ダイオー
ドをそれぞれ逆電流通流用のダイオードとして利用する
ようになっている。

【０００４】また、第１のスイッチング回路４５と並列
に、リーケージ形トランスＴ１の一次側巻線Ｌ１と第１
のコンデンサＣ３とから成る直列回路が接続されてい
る。この第１のコンデンサＣ３は、整流回路４４の出力
周波数に対して平滑作用を有している。そして、リーケ
ージ形トランスＴ１の二次側巻線Ｌ２には蛍光ランプ
（放電灯）４９が接続されていて、この蛍光ランプ４９
の両極のフィラメント間にはフィラメント予熱用のコン
デンサＣ２が接続されている。前記リーケージ形トラン
スＴ１のリーケージインダクタンスは蛍光ランプ４９の
限流インピーダンスとしても作用する。

【０００５】さらに、第２のスイッチング回路４６と並
列に、リーケージ形トランスＴ１の一次側巻線Ｌ１と第
２のコンデンサＣ５とから成る直列回路が接続されてい
る。この第２のコンデンサＣ５の容量は第１のコンデン
サＣ３の容量に比べて極端に小さく、リーケージ形トラ
ンスＴ１のリーケージインダクタンスと共に、スイッチ
ング回路４５，４６のスイッチング周波数において共振
するように（値に）設定されている。

【０００６】一方、制御回路５２は、前記スイッチング
回路４５，４６のオン／オフを制御するものであって、
この制御回路５２は、スイッチング回路４５，４６を略
一定の整流回路４４の出力周波数より高い周波数でオン
／オフ制御し、交流電源４１の出力電圧（整流回路４４
の出力電圧）の波高値の大きさに応じて第２のスイッチ
ング回路４６のオン期間が図１３に示す如くの関係とな
るように制御を行う。即ち、整流回路４４の出力電圧の
波高値が大きい期間には前記第２のスイッチング回路４
６のオン期間を短く、波高値が小さい期間にはオン期間
を長くするように制御が為されるようになっている。ま
た、第１のスイッチング回路４５のオン期間は、図１３
に示す如くに、前記第２のスイッチング回路４６の場合
と逆の関係となるように制御が為されるようになってい
る。尚、図１３は整流装置４４の出力電圧に対する第１
及び第２のスイッチング回路４５，４６のオン期間の変
化の状態を示した図である。

【０００７】具体的には、前記制御回路５２は整流回路
４４の出力電圧を検知する検知手段５２ａと、この検知
手段５２ａの検知電圧に応じてオン期間を変化させる発
振手段５２ｂとにより構成されている。そして、発振手
段５２ｂは、例えばＰＷＭ（パルス幅調節）コントロー
ル機能とスイッチング回路駆動機能とから成り、ＰＷＭ
コントロール機能を有する具体的手段としては、例えば
ＰＷＭコントロールＩＣを利用し、このＩＣを主として
構成したもの（回路，装置等）が挙げられ、スイッチン
グ装置駆動機能を有する具体的手段としては、バッファ
とトランスとフォトカプラ等の伝達手段とから構成した
もの（回路，装置等）が挙げられる。なお、発振手段５
２ｂに外部からの制御信号入力部５２ｃを設け、外部か
らの制御信号により前記スイッチング回路４５，４６の
オン期間制御を行うことも可能である。

【０００８】次に、図１２の動作を図１４ないし図１７
を参照して説明する。尚、図１４は前記本発明の先行技
術の一例を示す回路図において説明に必要な主要部のみ
を簡略化して示した図であり、図１２と同一の部分には
同一の符号が付してある。また、図１５及び図１６は各
部の電圧，電流波形を示し、各図においてＶは電圧，Ｉ
は電流を示していて、それぞれの符号は図１２のそれと
一致している（但し、図１５及び図１６の（イ）のＶＧ
Ｓ５は第１のスイッチング回路（ＭＯＳＦＥＴ）４５の
ゲート・ソース間電圧を示し、同（ハ）は第２のスイッ
チング回路（ＭＯＳＦＥＴ）４６のゲート・ソース間電
圧をそれぞれ示していて、図１５及び図１６の横軸（時
間軸）は各スイッチング周波数の周期に対応している。
さらに、図１７は各部の電圧，電流波形を示していて、
横軸は整流回路４４の出力周波数の周期に対応してい
る。

【０００９】最初に、整流回路４４の出力電圧（非平滑
直流電圧）の波高値が大きい期間について前記図１４及
び図１５を参照しながら説明を行う。尚、この期間は前
記図１３に示した如く、制御回路５２が、検知手段５２
ａによって検出された検出電圧に応じて、前記第２のス
イッチング回路４６のオン期間が相対的に短くなるよう
に制御を行う期間である。

【００１０】さて、期間（ａ）、即ち、図１４の
（ａ），並びに図１５の横軸（時間軸）における期間ａ
（以下同様）においては、第１のコンデンサＣ３，第１
のスイッチング回路４５，並びにインダクタＴ１の一次
側巻線Ｌ１の閉回路が形成される。これにより、第１の
コンデンサＣ３に蓄積されていた電荷が、前記閉回路を
流れ（放電し）、図１５（ロ），（チ）に示す如くの電
流Ｉ４５，ＩＣ３が流れることになる。

【００１１】一方、期間（ｂ）においては、前記第１の
スイッチング回路４５がオフし、第２のスイッチング回
路４６はその寄生ダイオードにより同図（ｂ）に示す方
向にオンする。これにより、インダクタＴ１の一次側巻
線Ｌ１及び第２のコンデンサＣ５が直列共振を呈し、図
１５（ニ），（ヌ）に示す如くに、電流Ｉ４６，ＩＣ５
が流れることになり、インダクタＴ１の一次側巻線Ｌ１
及び第２のコンデンサＣ５には、それぞれ共振電圧Ｖ５
１，Ｖ４７が現れる。また、前記第２のコンデンサＣ５
の電圧と第１のコンデンサＣ３との和に等しい整流回路
４４の両端電圧Ｖ４４にも共振電圧が現れる。この共振
電圧のピーク値は、インダクタＴ１の一次側巻線Ｌ１の
蓄積エネルギー、即ち、上記期間（ａ）の最後に前記第
１のスイッチング回路４５に流れていた電流（Ｉ４
５），並びに第２のコンデンサＣ５の両端電圧（Ｖ５
１）により決定される。

【００１２】また、期間（ｃ）においては、第２のスイ
ッチング回路４６がオンし、共振電流が極性反転して、
前記期間（ｂ）の場合と逆向きの、図１４（ｃ）に示す
如くの共振電流が流れる（図１５（ニ），（ヌ））。と
ころで、前記期間（ｂ）及び期間（ｃ）において、共振
電圧の波高値は、前記共振回路の抵抗成分が小さいこと
から、前記整流回路４４の出力電圧（非平滑直流電圧）
より大きくなる。すなわち、昇圧されることになる。

【００１３】そして、期間（ｄ）においては、前記共振
電圧が低下（減衰）し、同様に第１のコンデンサＣ３，
並びに第２のコンデンサＣ５の端子間電圧も低下し、整
流回路４４から第１のコンデンサＣ３，インダクタＴ１
の一次側巻線Ｌ１，並びに第２のスイッチング回路４６
を介して、電流Ｉ４４及びＩ４６が流れる（図１５
（ヘ），（チ），（ニ））。

【００１４】さらに、期間（ｅ）においては、第２のス
イッチング回路４６がオフし、第１のスイッチング回路
４５はその寄生ダイオードにより同図（ｅ）に示す方向
にオンする。これにより、インダクタＴ１の一次側巻線
Ｌ１の蓄積エネルギーによって、第１のスイッチング回
路４５の寄生ダイオード及び第１のコンデンサＣ３に
は、電流Ｉ４５及びＩＣ３が流れる（図１５（ロ），
（チ））。そして、前記期間（ａ）の状態にもどる。

【００１５】次に、前記整流回路４４の出力電圧（非平
滑直流電圧）の波高値が小さい期間について説明を行
う。図１６は整流回路４４の出力電圧の波高値が相対的
に小さい期間における各部の電圧，電流波形をスイッチ
ング周波数に対応して示した図である。

【００１６】整流回路４４の出力電圧（非平滑直流電
圧）の波高値が小さい期間は、前記図１３に示した如
く、制御回路５２が、検知手段５２ａによって検出され
た検出電圧に応じて、前記第２のスイッチング回路４６
のオン期間が相対的に長くなるように制御を行う期間で
ある。この場合の回路動作はについて、基本的には前記
図１４の場合と同様であるが、各部の電圧，電流波形は
図１６の如くになる。図１６において注目すべきは、同
図（ホ），（リ）に示す如くに、共振電圧の波高値が前
記図１５に比べて大きくなっている点である。これは、
整流回路４４の出力である前記非平滑直流電圧の波高値
が小さい期間には、この波高値に応じて第２のコンデン
サＣ５に充電されている電圧が小さくなり（図１５，１
６の各（リ）参照））、この分第２のコンデンサＣ５に
流れ込む電流、即ち、期間（ｂ）における初期の共振電
流値が大きくなるためである。したがって、前記非平滑
直流電圧の波高値が小さくなる期間には、より昇圧が可
能で、非平滑直流電圧の谷部を持ち上げることができ
る。尚、図１２に示した回路においては、これまで説明
してきたように、図１３に示される関係でスイッチング
回路４５，４６のオン期間の制御が行われるため、波高
値が小さい期間には、前記第１のスイッチング回路４５
のオン期間が相対的に小さくなっている。これにより、
第１のスイッチング回路４５に流れる電流値が、相対的
に小さい段階で遮断される。これは、期間（ｂ）におけ
る初期の共振電流値を小さくするように作用するので、
前述のように第２のコンデンサＣ５の充電電圧の関係で
共振電圧が大きくなるものの、極端に上昇して谷部の電
圧値を過度に大きくすることはない。

【００１７】以上のようにして、インダクタＴ１の二次
側巻線Ｌ２に高周波交流を誘起し、蛍光ランプ４９を高
周波点灯する。そして、このときの商用交流電源４１か
らの入力電流Ｉ４４は、図１７（イ）に示す如くにな
る。これは、上述のように、期間（ｄ）における整流回
路４４からの電流が、整流回路４４の出力である非平滑
直流電圧の略全期間にわたって流れるためである。した
がって、この電流が、入力力率を高めると共に、入力電
流の低歪みに寄与する。尚、図１７は整流回路４４の入
力電流，出力端間電圧，並びに負荷電流波形を、整流回
路４４の出力周波数に対応して示した図である。また、
前記入力電流Ｉ４４の高周波成分はフィルタ回路等によ
り容易に吸収（除去）することが可能である。

【００１８】また、整流回路４４の出力端間電圧Ｖ４４
は図１７（ロ）に示す如くとなり、蛍光ランプ４９を流
れる電流は図１７（ハ）に示す如くとなる。これは、前
記第１のコンデンサＣ３により平滑化された結果、その
包絡線が非平滑直流電圧のリプルを減少したものであ
る。図１７（ロ）において、白で示された正弦波の部分
が整流回路４４の出力である非平滑直流電圧を示してい
て、この正弦波に重畳されている部分が共振により昇圧
された電圧を示している。この出力端間電圧Ｖ４４をよ
り平滑化されたものとするには、スイッチング回路４
５，４６のオン期間制御を、図１３に示すものよりさら
に大きく変化させるようにすればよい。

【００１９】ところで、以上に説明したような、図１２
に示す如くのスイッチング回路を用いて高周波電圧を高
力率，入力電流を低歪化して出力する装置は極めて有効
な（優れた）ものである。しかしながら、このような装
置において、入力電源電圧に変動が発生した場合、例え
ば定格を超えた入力電圧が供給されたり、定格より低い
入力電圧が供給された場合の対応については示されてい
ない。即ち、前者の場合には供給された高電圧（高電
力）によりランプを破損する可能性があり、後者の場合
には低電圧によりランプ（例えば放電灯）の輝度が低下
したり、ちらついたり、或いは消灯したりする可能性が
ある。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来のス
イッチング回路を用いて高周波電圧を高力率，入力電流
を低歪化して出力する装置は極めて有効な（優れた）も
のである反面、供給される電源電圧に変動が発生した場
合等には、ランプ（例えば放電灯）の輝度が低下した
り、ちらついたりする等の問題があった。

【００２１】そこで、本発明はこのような問題に鑑み、
供給される電源電圧に変動が発生した場合でも、ランプ
輝度が低下したり、ちらついたりすることのない電源装
置，放電灯点灯装置，並びに照明装置を提供することを
目的とするものである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明に
よる電源装置は、交流電圧を整流して非平滑直流電圧を
出力する整流回路と；前記整流回路の出力端間に並列に
接続され、交互にオン／オフして前記整流回路の出力周
波数よりも高い周波数でスイッチングする直列に接続さ
れた第１および第２のスイッチング回路と；前記第１の
スイッチング回路に対して並列に設けられ、前記第２の
スイッチング回路のオン期間に前記第２のスイッチング
回路を介して前記整流回路の出力により充電され前記整
流回路の出力周波数に対して平滑処理を行い、前記第１
のスイッチング回路のオン期間に充電電荷を前記第１の
スイッチング回路を介して放電する相対的に大容量の第
１のコンデンサと；前記第１および第２のスイッチング
回路の中間と前記第１のコンデンサとの間に設けられ、
前記第１のコンデンサの充放電電流を通流するインダク
タと；前記第１および第２のスイッチング回路のオン／
オフに応じて前記インダクタと共に共振する相対的に小
容量の第２のコンデンサと；前記第１のスイッチング回
路に流れる電流を検出する電流検出回路と；前記電流検
出回路の検出信号に基づいて前記第１のスイッチング回
路のオン期間を制御するオンデューティ可変回路と；前
記電源電圧の変動を検出し検出信号を出力する電源電圧
検出回路と；前記電源電圧検出回路からの検出信号に基
づいて前記第１および第２のスイッチング回路のスイッ
チング周波数を変更する出力制御回路と；前記インダク
タおよび前記第２のコンデンサの共振によって高周波出
力を得る出力回路とを具備したことを特徴とする。

【００２３】請求項２に記載の発明による電源装置は請
求項１に記載の電源装置において、前記電源電圧検出回
路は、前記電源電圧変動の検出を、相対的に大容量の前
記第１のコンデンサの両端に発生する電圧を検出するこ
とで行うことを特徴とし、請求項３に記載の発明による
電源装置は請求項１に記載の電源装置において、前記電
源電圧検出回路は、前記電源電圧変動の検出を、相対的
に大容量の前記第１のコンデンサを充電する経路中に接
続された前記第２のスイッチング回路を流れる電流のピ
ーク値を検出することで行うことを特徴とする。尚、前
記第１および第２のスイッチング回路は電界効果トラン
ジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）としているが、バイポーラトラ
ンジスタとそれに逆並列接合されたダイオードと置き換
えてもよい。また、前記電流のピーク値を検出する手段
は、Ｉｓｗ検出回路とＩｓｗ（ピーク）検出回路とから
なり、前記Ｉｓｗ検出回路は前記第２のスイッチング回
路（例えばＭＯＳＦＥＴ）のドレイン端子側に接続され
るとしているが、ソース端子側に配置してもよい。

【００２４】請求項４に記の発明による電源装置は請求
項１から３の何れか１に記載の電源装置において、前記
出力制御回路は、前記電源電圧検出回路からの検出信号
により前記電源電圧の上昇が検出された場合には、その
上昇の程度に応じて前記第１および第２のスイッチング
回路のスイッチング周波数を上げ、前記電源電圧検出回
路からの検出信号により前記電源電圧の低下が検出され
た場合には、その低下の程度に応じて前記第１および第
２のスイッチング回路のスイッチング周波数を下げるよ
うに制御することを特徴とし、請求項５に記載の発明に
よる電源装置は請求項１から３の何れか１に記載の電源
装置において、前記出力制御回路は、電源電圧を検出す
る前記電源電圧検出回路からの検出信号に基づいて発振
周波数を変えることのできる発振器を備え、この発振器
の発振周波数に比例して前記第１および第２のスイッチ
ング回路のスイッチング周波数が変わることを特徴と
し、請求項６に記載の発明による電源装置は請求項５に
記載の電源装置において、前記出力制御回路は、前記電
源電圧検出回路からの検出信号により前記電源電圧の上
昇が検出された場合には、その上昇の程度に応じて前記
発振器の発振周波数を上げ、前記電源電圧検出回路から
の検出信号により前記電源電圧の低下が検出された場合
には、その低下の程度に応じて前記発振器の発振周波数
を下げるように制御することを特徴とする。

【００２５】請求項７に記載の発明による電源装置は、
交流電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路
と；前記整流回路の出力端間に並列に接続され、交互に
オン／オフして前記整流回路の出力周波数よりも高い周
波数でスイッチングする直列に接続された第１および第
２のスイッチング回路と；前記第１のスイッチング回路
に対して並列に設けられ、前記第２のスイッチング回路
のオン期間に前記第２のスイッチング回路を介して前記
整流回路の出力により充電され前記整流回路の出力周波
数に対して平滑処理を行い、前記第１のスイッチング回
路のオン期間に充電電荷を前記第１のスイッチング回路
を介して放電する相対的に大容量の第１のコンデンサ
と；前記第１および第２のスイッチング回路の接続点と
前記第１のコンデンサとの間に設けられ、前記第１のコ
ンデンサの充放電電流を通流するインダクタと；前記第
１および第２のスイッチング回路のオン／オフに応じて
前記インダクタと共に共振する相対的に小容量の第２の
コンデンサと；前記整流回路の出力端子間の非平滑直流
電圧に過電圧が印加されたことを検出する前記整流回路
と並列に接続された過電圧検出回路と；前記過電圧検出
回路から出力された電圧値と所定の基準値レベルとを比
較し、前記過電圧検出回路から出力された電圧値が前記
基準値レベルを超えた場合、保護信号を出力する比較回
路と；前記保護信号が入力されると前記第２のスイッチ
ング回路の動作をターンオフさせるスイッチング制御回
路とを具備していることを特徴としている。なお、この
発明において、前記第１および第２のスイッチング回路
としては、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や、
バイポーラトランジスタとそれに逆並列接合されたダイ
オード回路などが挙げられる。また、前記過電圧検出回
路としては、抵抗やコンデンサなど電圧を検出できる手
段を用いて構成された回路であればよい。

【００２６】請求項８に記載の発明による電源装置は請
求項７に記載の電源装置において、前記第１のスイッチ
ング回路および前記第１のコンデンサは回路の高電位側
に接続され、前記第２のスイッチング回路および前記第
２のコンデンサは回路の低電位側に接続されていること
を特徴とするものであり、請求項９に記載の発明による
電源装置は、請求項７または８に記載の電源装置におい
て、前記第２のスイッチング回路におけるターンオフ制
御は、前記過電圧検出回路から出力された電圧値が前記
基準値レベルを超えている期間中に渡って行われること
を特徴とするものである。尚、前記第２のスイッチング
回路がオンしてから前記過電圧検出回路の出力が基準レ
ベルを超えているか否かの判断が前記比較回路にて行わ
れるため、実際にターンオフ制御が行われるまでには若
干の応答の遅れが発生する。

【００２７】請求項１０に記載の発明による電源装置
は、請求項７または８に記載の電源装置において、前記
第２のスイッチング回路におけるターンオフ制御は、前
記過電圧検出回路から出力された電圧値が、前記基準値
レベルを超えてから、所定時間経過後までの期間に渡っ
て行われることを特徴とするものである。尚、前記第２
のスイッチング回路がオンしてから前記過電圧検出回路
の出力が基準レベルを超えているか否かの判断が前記比
較回路にて行われるため、実際にターンオフ制御が行わ
れるまでには若干の応答の遅れが発生する。

【００２８】請求項１１に記載の発明による電源装置
は、請求項７または８に記載の電源装置において、前記
第２のスイッチング回路におけるターンオフ制御は、前
記過電圧検出回路から出力された電圧値が、前記基準値
レベルを超えている期間開始からその期間終了までの期
間か、または前記期間開始から所定時間経過後までの期
間の何れか長い期間に渡って行われることを特徴とする
ものである。尚、前記第２のスイッチング回路がオンし
てから前記過電圧検出回路の出力が基準レベルを超えて
いるか否かの判断が前記比較回路にて行われるため、実
際にターンオフ制御が行われるまでには若干の応答の遅
れが発生する。

【００２９】請求項１２に記載の発明による電源装置
は、請求項７から１１の何れか１に記載の電源装置にお
いて、前記第１及び第２のスイッチング回路はそのスイ
ッチング周波数一定のもと、デューティー制御されるこ
とを特徴とし、請求項１３に記載の発明による電源装置
は、請求項７から１１の何れか１に記載の電源装置にお
いて、前記第１及び第２のスイッチング回路はオン時間
が各々制御されることを特徴とするものである。

【００３０】請求項１４に記載の発明による放電灯点灯
装置は、請求項１から１３の何れか１に記載の電源装置
と；前記電源装置の出力により付勢される放電灯とを具
備していることを特徴とするものである。

【００３１】請求項１５に記載の発明による照明装置
は、照明装置本体と；前記請求項１４に記載の放電灯点
灯装置とを具備していることを特徴とするものである。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明における第１
の実施の形態を示す回路図である。尚、本発明の実施の
形態は、装置に入力される電源電圧の平均値を検出する
ことにより前記電源電圧変動の補償を行う装置に関する
ものである。

【００３３】図１において、商用交流電源１６はライン
フィルタ１７を介して整流回路１５に供給されていて、
整流回路１５は商用交流電源１６より供給された交流電
圧を整流し、非平滑直流電圧として出力する。整流回路
１５の正極側の出力端は、インバータ回路１８の正極側
の入力端子５１に接続され、負極側の出力端はインバー
タ回路１８の負極側の入力端子５２にそれぞれ接続され
ている。

【００３４】また、インバータ回路１８は、例えばＭＯ
ＳＦＥＴから成る充電側ＳＷ回路２１（第２のスイッチ
ング回路）および放電側ＳＷ回路２２（第１のスイッチ
ング回路）と、出力制御回路２３と、平滑用大容量コン
デンサである第１のコンデンサＣ３と、前記第１のコン
デンサＣ３と比べ小容量な第２のコンデンサＣ５と、イ
ンバータトランス等から成るインダクタＴ１と、電流を
検出するＩｓｗ検出回路４と、電流ピーク値を検出する
Ｉｓｗ（ピーク）検出回路５により構成されている。

【００３５】以下、インバータ回路１８について詳細に
説明する。インバータ回路１８の正極側の入力端子５１
は、充電側ＳＷ回路２１のドレイン・ソース路，Ｉｓｗ
検出回路４，並びに放電側ＳＷ回路２２のドレイン・ソ
ース路から成る直列回路を介してインバータ回路１８の
負極側の入力端子５２に接続されると共に、第２のコン
デンサＣ５と第１のコンデンサＣ３とから成る直列回路
を介して同じくインバータ回路１８の負極側の入力端子
５２に接続されている。また、充電側ＳＷ回路２１とＩ
ｓｗ検出回路４の接続点は、インダクタＴ１の一次側巻
線Ｌ１を介して、前記第２のコンデンサＣ５と第１のコ
ンデンサＣ３の接続点に接続されている。このように接
続されることにより、第２のコンデンサＣ５および第１
のコンデンサＣ３は、それぞれ前記放電側ＳＷ回路２１
および充電側ＳＷ回路２２に並列に設けられることにな
る。

【００３６】そして、Ｉｓｗ検出回路４は放電側ＳＷ回
路２２に流れる電流を検出し、検出電圧Ｖ１としてＩｓ
ｗ（ピーク）検出回路５に供給する。また、Ｉｓｗ（ピ
ーク）検出回路５は電圧Ｖ１のピーク値を検出し、この
検出結果のピーク値をピーク値電圧Ｖ２として出力制御
回路２３の端子５３に供給する。即ち、Ｉｓｗ検出回路
４とＩｓｗ（ピーク）検出回路５とは、放電側ＳＷ回路
２２に流れる電流のピーク値を検出する電流ピーク値検
出回路を構成している。

【００３７】さらに、出力制御回路２３は発振信号ａ１
及びｂ１を充電側および放電側のＳＷ回路２１，２２の
ゲートにそれぞれ供給し、充電側ＳＷ回路２１および放
電側ＳＷ回路２２を交互にオン／オフすると共に、前記
Ｉｓｗ（ピーク）検出回路５からのピーク値検出電圧Ｖ
２を一定に保つように制御することにより、前記充電側
ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路２２のオンデューテ
ィ比を一定に保つ。

【００３８】一方、放電灯４９の両端のフィラメントは
フィラメント加熱用のコンデンサＣ２と、インダクタＴ
１の二次側巻線Ｌ２と接続されている。即ち、放電灯４
９とコンデンサＣとは、インダクタＴ１の出力回路を構
成している。

【００３９】次に、前記インバータ回路１８を構成する
出力制御回路２３について説明を行う。出力制御回路２
３は、大きくは、オンデューティ可変回路３１とＦＥＴ
ドライバ（駆動回路）１４とにより構成されている。

【００４０】オンデューティ可変回路３１は、前記Ｉｓ
ｗ（ピーク）検出回路５からのピーク値検出電圧Ｖ２を
検出し、この検出結果に基づいて、ＦＥＴドライバ１４
が出力する発振信号ａ１およびｂ１のデューティ比の可
変制御を行うようになっている。即ち、ピーク値検出電
圧Ｖ２が高いときは、発振信号ｂ１がハイレベルとなる
デューティ比を小さくし、発振信号ａ１がハイレベルと
なるデューティ比を大きくすることによって、放電側Ｓ
Ｗ回路２２のオンデューティ比を小さくし、充電側ＳＷ
回路２１のオンデューティ比が大きくするように制御を
行う。一方、ピーク値検出電圧Ｖ２が低いときは、発振
信号ｂ１がハイレベルとなるデューティ比を大きくし、
発振信号ａ１がハイレベルとなるデューティ比を小さく
することによって、放電側ＳＷ回路２２のオンデューテ
ィ比を大きくし、充電側ＳＷ回路２１のオンデューティ
比を小さくするように制御を行う。

【００４１】オンデューティ可変回路３１は、抵抗Ｒ
１，Ｒ２，コンデンサＣ１，誤差アンプ６，直流定電圧
源Ｅ１，ＶＦＯ（電圧／周波数変換回路）７，並びにＰ
ＷＭ（パルス幅制御回路）１３により構成され、前記ピ
ーク値検出電圧Ｖ２が供給されるオンデューティ可変回
路３１の端子５３は、抵抗Ｒ１を介して誤差アンプ６の
反転入力端子（−）に接続されている。また、直流定電
圧源Ｅ１は誤差アンプ６の非反転入力端子（＋）に接続
されていて、誤差アンプ６の非反転入力端子（＋）に直
流定電圧Ｖ３を供給する。

【００４２】さらに、誤差アンプ６の反転入力端子
（−）と誤差アンプ６の出力端子との間には、抵抗Ｒ２
とコンデンサＣ１からなる並列回路が接続されていて、
誤差アンプ６の出力端子はＰＷＭ（パルス幅制御回路）
１３に接続されている。そして、誤差アンプ６は、直流
定電圧源Ｅ１からの直流定電圧（基準電圧）Ｖ３に対し
て前記ピーク値検出電圧Ｖ２が大きくなろうとすると、
誤差アンプ６の出力端子からの出力電圧Ｖ５を小さく
し、基準電圧Ｖ３に対して前記ピーク値検出電圧Ｖ２が
小さくなろうとすると出力端子からの出力電圧Ｖ５を大
きくする。

【００４３】一方、ＰＷＭ（パルス幅制御回路）１３
は、ＶＦＯ（電圧／周波数変換回路）７からの発振信号
に基づいて、所定の周波数のパルス信号ｐ１を出力する
ようになっていて、誤差アンプ６からの出力電圧Ｖ５が
大きい場合には前記パルス信号ｐ１のパルスの時間幅を
長くし、誤差アンプ６からの出力電圧Ｖ５が小さい場合
には前記パルス信号ｐ１のパルスの時間幅を短くする。

【００４４】これに基づいてＦＥＴドライバ（駆動回
路）１４は、前記ＰＷＭ（パルス幅制御回路）１３から
のパルス信号ｐ１が“Ｈ”（パルス期間）となる期間に
放電側ＳＷ回路２２をオンし、それ以外の“Ｌ”となる
期間に放電側ＳＷ回路２２をオフする発振信号ｂ１を前
記放電側ＳＷ回路２２の制御信号入力端子（例えばゲー
ト）に供給し、ＰＷＭ（パルス幅制御回路）１３からの
パルス信号ｐ１が“Ｈ”（パルス期間）となる期間に充
電側ＳＷ回路２１をオフし、それ以外の“Ｌ”となる期
間に充電側ＳＷ回路２１をオンする発振信号ａ１を前記
充電側ＳＷ回路２１の制御信号入力端子（例えばゲー
ト）に供給するようになっている。

【００４５】ところで、前記ＶＦＯ（電圧／周波数変換
回路）７には電源電圧検出回路８から電源電圧の平均値
Ｖ４が入力されていて、ＶＦＯ７はこの電源電圧の平均
値Ｖ４に基づいた発振信号を前記ＰＷＭ（パルス幅制御
回路）１３に供給するようになっている。前記電源電圧
検出回路８は、前記整流回路１５，低速の電源整流ダイ
オード９ａ，９ｂ，並びに供給された電源電圧を十分に
平滑することが可能な時定数を有する平滑回路１０とに
より構成され、前記平滑回路１０は抵抗Ｒ３，Ｒ４，並
びにコンデンサＣ４により構成されている。

【００４６】一方、前記電源電圧検出回路８は、前記整
流回路１５の２つの交流電源供給端子に前記ダイオード
９ａ，９ｂのアノードが各々接続されていて、ダイオー
ド９ａ，９ｂのカソードは共通に接続されると共に、前
記抵抗Ｒ３を介し、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ４から成る
並列回路を介してインバータ回路１８の負極側の入力端
子５２と接続されている。また、前記電源電圧の平均値
Ｖ４は、前記抵抗Ｒ３と、前記コンデンサＣ４と抵抗Ｒ
４から成る並列回路との接続点より前記ＶＦＯ７に供給
されるようになっている。

【００４７】次に、以上のように構成された、本発明に
係るスイッチング回路を用いて高周波電圧を高力率，入
力電流を低歪化して出力する装置の作用（動作）につい
て図２を参照しながら説明を行う。図２は前記図１の出
力制御回路２３により制御される整流回路１５の出力電
圧と、充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路２２と
におけるそれぞれのオン時間の関係を示したタイミング
チャートであり、図２（ａ）は整流回路１５の出力電圧
を示していて、図２（ｂ）は充電側および放電側ＳＷ回
路２１，２２それぞれの前記整流回路１５の出力電圧に
対するオン時間を示している。

【００４８】図２に示す如くに、前記２つのスイッチン
グ回路である充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路
２２は、整流回路１５の出力電圧（商用交流電源１６の
出力電圧）の波高値の大きいときには放電側ＳＷ回路２
２のオン期間が長く充電側ＳＷ回路２１のオン期間が短
くなり、整流回路１５の出力電圧（商用交流電源１６の
出力電圧）の波高値の小さいときには放電側ＳＷ回路２
２のオン期間が短く充電側ＳＷ回路２１のオン期間が長
くなるように制御されている。即ち、２つのスイッチン
グ回路である前記充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ
回路２２それぞれのオン期間は図２（ｂ）に示す如く、
互いに逆の関係に変化するようになっている。

【００４９】今、商用交流電源１６より供給される電源
電圧が一定であったとすると、商用交流電源１６の出力
電圧はラインフィルタ１７を介して整流回路１５に供給
されて全波整流され、前記インバータ回路１８，並びに
電源電圧検出回路８に供給される。一方、インバータ回
路１８を構成する出力制御回路２３は、前記充電側ＳＷ
回路２１および放電側ＳＷ回路２２を前記商用交流電源
１６より高い周波数にて交互にスイッチングし、インダ
クタＴ１の二次側巻線Ｌ２に高周波交流電圧を誘起して
放電灯４９を高周波点灯させる。

【００５０】このとき、コンデンサＣ５，並びにインダ
クタＴ１にて共振電圧が発生され、この共振電圧の作用
によってコンデンサＣ３の電圧が、前記充電側ＳＷ回路
２１および放電側ＳＷ回路２２の１周期のスイッチング
動作中に前記整流回路１５で整流された非平滑直流電圧
よりも低くなるように抑えられる。これにより、整流回
路１５で整流された電圧の波高値が低い期間には力率改
善電流が流れ、商用交流電源１６の入力力率を向上さ
せ、入力電流の低歪み化が図られる。

【００５１】ところで、前記商用交流電源１６より供給
される電源電圧に何らかの原因で変動が発生したとする
と、既述した通り、例えば定格を超えた入力電圧が供給
された場合には供給された高電圧（高電力）によりラン
プ（例えば放電灯）を破損する可能性があり、定格より
低い入力電圧が供給された場合には低電圧によりランプ
がちらついたり、ランプの輝度が低下したり、或いは消
灯するなどの不具合が発生する。

【００５２】一方、前述のスイッチング回路を用いて高
周波電圧を高力率，入力電流を低歪化して出力する装置
では、例えば、前記図３に示す如くに、スイッチング回
路（充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路２２）の
動作周波数（スイッチング周波数）を高くすると、前記
高周波出力電圧（電力）、即ち本発明の実施の形態にお
いては放電灯４９に供給される出力電圧（電力）が低下
するという特性を有する（回路構成によっては逆の場合
も勿論有る）。尚、図３は動作周波数（スイッチング周
波数）と出力電圧（電力）の関係の一例を示した特性図
である。

【００５３】そこで、前記商用交流電源１６より供給さ
れる電源電圧に変動が発生し、定格を超えた入力電圧が
供給された場合には、前記スイッチング回路（充電側Ｓ
Ｗ回路２１および放電側ＳＷ回路２２）の動作周波数
（スイッチング周波数）を高くすることでランプの破損
を防止できる。逆に、定格より低い入力電圧が供給され
た場合には、前記スイッチング回路（充電側ＳＷ回路２
１および放電側ＳＷ回路２２）の動作周波数（スイッチ
ング周波数）を低くすることでランプのチラツキやラン
プ輝度の低下或いは消灯（不点）を防止できる。

【００５４】即ち、本発明によれば、前記商用交流電源
１６より供給される電源電圧に何らかの原因で変動が発
生し、例えば定格を超えた入力電圧が供給された場合に
は、前記電源電圧検出回路８を構成する平滑回路１０に
より平滑（平均化）された、定格を超えた電源電圧値が
電源電圧の平均値Ｖ４として前記ＶＦＯ（電圧／周波数
変換回路）７に供給され、ＶＦＯ７は、図４に示す如く
に、この電源電圧の平均値Ｖ４に基づいた定格時より高
周波数の発振信号を前記ＰＷＭ（パルス幅制御回路）１
３に供給し、ＦＥＴドライバ１４はＰＷＭ１３よりの前
記高周波発振信号に基づく動作周波数で、前記スイッチ
ング回路（充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路２
２）をドライブすることにより、放電灯（負荷）４９に
対し、定格を超えることのない一定の出力電圧が供給さ
れるようになっている。

【００５５】また、定格をより低い入力電圧が供給され
た場合には、前記電源電圧検出回路８を構成する平滑回
路１０により平滑された、定格に達しない電源電圧値が
電源電圧の平均値Ｖ４としてＶＦＯ（電圧／周波数変換
回路）７に供給され、ＶＦＯ７は図４に示す如くに、こ
の電源電圧の平均値Ｖ４に基づいた定格時より低周波数
の発振信号を前記ＰＷＭ（パルス幅制御回路）１３供給
し、ＦＥＴドライバ１４はＰＷＭ１３よりの前記低周波
発振信号に基づく動作周波数で、前記スイッチング回路
（充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路２２）をド
ライブすることにより、放電灯（負荷）４９に対し、定
格より下がることのない一定の出力電圧が供給されるよ
うになっている。尚、図４は電源電圧検出回路８が出力
する平滑出力電圧とＶＦＯ７の発振周波数（動作周波
数）との関係の一例を示した特性図である。

【００５６】以上のように、本発明の第１の実施の形態
によれば、前記商用交流電源１６より供給される電源電
圧に何らかの原因で変動が発生しても、常に一定の高周
波電圧を出力することができる。

【００５７】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明を行う。図５は本発明における第２の実施の形態を
示す回路図である。尚、本発明の実施の形態は、装置に
入力される電源電圧を整流した後における電圧の平均値
を検出することにより前記電源電圧変動の補償を行う装
置に関するものである。

【００５８】図５において、前記図１と同一の部分には
同一の符号を付し説明を省略する。また、発明の要部以
外の構成部分についての表記は省略する。

【００５９】図５における要部である電源電圧検出回路
８は、整流回路１５，並びに供給された電源電圧を十分
に平滑することが可能な時定数を有する平滑回路１０と
により構成され、前記平滑回路１０は抵抗Ｒ３，Ｒ４，
並びにコンデンサＣ４により構成されている。

【００６０】そして、前記電源電圧検出回路８を構成す
る前記整流回路１５の非平滑直流電圧を出力するプラス
側端子は、平滑回路１０を構成する抵抗Ｒ３と、それに
直列に接続されたコンデンサＣ４と抵抗Ｒ４から成る並
列回路を介して基準電位点ＧＮＤと接続されている。ま
た、前記電源電圧の平均値Ｖ４は、抵抗Ｒ３と、前記コ
ンデンサＣ４と抵抗Ｒ４から成る並列回路の接続点よ
り、ＶＦＯ（電圧／周波数変換回路）７に供給されるよ
うに構成されている。

【００６１】次に動作について説明する。前記商用交流
電源１６より供給される電源電圧に何らかの原因で変動
が発生して、例えば定格を超えた入力電圧がインバータ
回路１８に供給された場合には、前記電源電圧検出回路
８を構成する平滑回路１０により平滑された前記整流回
路１５の非平滑直流電圧である、定格を超えた電源電圧
値が電源電圧の平均値Ｖ４としてＶＦＯ（電圧／周波数
変換回路）７に供給される。ＶＦＯ７は前記図４に示す
如くに、この電源電圧の平均値Ｖ４に基づいた定格時よ
り高周波の発振信号を前記ＰＷＭ（パルス幅制御回路）
１３に供給し、ＦＥＴドライバ１４はＰＷＭ１３よりの
前記高周波発振信号に基づく動作周波数で、前記スイッ
チング回路（充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路
２２）をドライブする。これにより、前記図３に示す如
くに、インバータ回路１８の出力電力（インダクタＴ１
より取り出される）が減少して放電灯（負荷）４９に対
し、定格を超えることのない一定の出力電圧を供給する
ことができる。

【００６２】また、定格より低い入力電圧がインバータ
回路１８に供給された場合には、前記電源電圧検出回路
８を構成する平滑回路１０により平滑された前記整流回
路１５の非平滑直流電圧である、定格に達しない電源電
圧値が、電源電圧の平均値Ｖ４としてＶＦＯ（電圧／周
波数変換回路）７に供給され、ＶＦＯ７は前記図４に示
す如くに、この電源電圧の平均値Ｖ４に基づいた定格時
より低周波の発振信号を前記ＰＷＭ（パルス幅制御回
路）１３供給し、ＦＥＴドライバ１４はＰＷＭ１３より
の前記低周波発振信号に基づく動作周波数で前記スイッ
チング回路（充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路
２２）をドライブする。これにより、前記図３に示す如
くに、インバータ回路１８の出力電力（インダクタＴ１
より取り出される）が増加して放電灯（負荷）４９に対
し、定格より下がることのない一定の出力電圧を供給す
ることができる。

【００６３】以上のように、本発明の実施の形態によれ
ば、前記商用交流電源１６より供給される電源電圧に何
らかの原因で変動が発生しても、常に一定の高周波電圧
を出力することができる。

【００６４】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明を行う。図６は本発明における第３の実施の形態を
示す回路図である。尚、本発明の実施の形態は、装置に
入力される電源電圧を、前記大容量コンデンサＣ３とコ
ンデンサＣ５の接続点に発生した電圧の平均値を検出す
ることにより求め、この電圧平均値から前記電源電圧変
動の補償を行う装置に関するものである。

【００６５】図６において、前記図１と同一の部分には
同一の符号を付し説明を省略する。また、発明の要部以
外の構成部分についての表記は省略する。

【００６６】図６における要部である電源電圧検出回路
８は、供給された電源電圧を十分に平滑することが可能
な時定数を有する平滑回路１０のみにより構成され、こ
の平滑回路１０は抵抗Ｒ８，Ｒ９，並びにコンデンサＣ
８により構成されている。

【００６７】そして、前記インバータ回路１８を構成す
る前記大容量コンデンサＣ３とコンデンサＣ５の接続点
は、平滑回路１０を構成する抵抗Ｒ８と、それに直列に
接続されたコンデンサＣ８と抵抗Ｒ９から成る並列回路
を介して基準電位点と接続されている。また、前記前記
大容量コンデンサＣ３とコンデンサＣ５の接続点に発生
した電源電圧の平均値Ｖ４は、抵抗Ｒ８と、前記コンデ
ンサＣ８と抵抗Ｒ９から成る並列回路の接続点より、Ｖ
ＦＯ（電圧／周波数変換回路）７に供給されるように構
成されている。

【００６８】次に動作について説明する。前記商用交流
電源１６より供給される電源電圧に何らかの原因で変動
が発生して、例えば定格を超えた入力電圧がインバータ
回路１８に供給された場合には、前記大容量コンデンサ
Ｃ３とコンデンサＣ５の接続点に発生する電圧が所定の
基準値（定格）を超え、前記平滑回路１０により平滑さ
れた電源電圧値が、電源電圧の平均値Ｖ４として、ＶＦ
Ｏ（電圧／周波数変換回路）７に供給される。ＶＦＯ７
は、前記図４に示す如くに、この電源電圧の平均値Ｖ４
に基づいた定格時より高周波の発振信号を前記ＰＷＭ
（パルス幅制御回路）１３に供給し、ＦＥＴドライバ１
４はＰＷＭ１３よりの前記高周波発振信号に基づく動作
周波数で前記スイッチング回路（充電側ＳＷ回路２１お
よび放電側ＳＷ回路２２）をドライブする。これによ
り、前記図３に示す如くに、インバータ回路１８の出力
電力（インダクタＴ１より取り出される）が減少して放
電灯（負荷）４９に対し、定格を超えることのない一定
の出力電圧を供給することができる。

【００６９】また、定格をより低い入力電圧が前記イン
バータ回路１８に供給された場合には、前記大容量コン
デンサＣ３とコンデンサＣ５の接続点に発生する、所定
の基準値（定格）に達しない前記平滑回路１０により平
滑された電源電圧値が、電源電圧の平均値Ｖ４として、
ＶＦＯ（電圧／周波数変換回路）７に供給され、ＶＦＯ
７は前記図４に示す如くに、この電源電圧の平均値Ｖ４
に基づいた定格時より低周波の発振信号を前記ＰＷＭ
（パルス幅制御回路）１３供給し、ＦＥＴドライバ１４
はＰＷＭ１３よりの前記低周波発振信号に基づく動作周
波数で前記スイッチング回路（充電側ＳＷ回路２１およ
び放電側ＳＷ回路２２）をドライブする。これにより、
前記図３に示す如くに、インバータ回路１８の出力電力
（インダクタＴ１より取り出される）が増加して放電灯
（負荷）４９に対し、定格より下がることのない一定の
出力電圧を供給することができる。

【００７０】以上のように、本発明の実施の形態によれ
ば、前記商用交流電源１６より供給される電源電圧に何
らかの原因で変動が発生しても、常に一定の高周波電圧
を出力することができる。

【００７１】次に、本発明の第４の実施の形態について
説明を行う。図７は本発明における第４の実施の形態を
示す回路図である。尚、本発明の実施の形態は、装置に
入力される電源電圧を前記充電側ＳＷ回路２１とコンデ
ンサＣ５の間に設けられた電流を検出するＩｓｗ検出回
路１１により前記充電側ＳＷ回路２１とコンデンサＣ５
間を流れる電流を検出し、この検出された電流のピーク
値をＩｓｗ（ピーク）検出回路１２で検出することによ
り求め、そのピーク値から前記電源電圧変動の補償を行
う装置に関するものである。

【００７２】図７において、前記図１と同一の部分には
同一の符号を付し説明を省略する。また、発明の要部以
外の構成部分についての表記は省略する。

【００７３】図７における要部である電源電圧検出回路
８は、電流を検出するＩｓｗ検出回路１１と入力された
電流のピーク値を検出するＩｓｗ（ピーク）検出回路１
２とにより構成されていて、充電側ＳＷ回路２１のドレ
イン側に設けられた電流を検出するＩｓｗ検出回路１１
により検出された電流は、Ｉｓｗ（ピーク）検出回路１
２に供給され、ピーク値検出が行われ、そのピーク値
（電圧）が前記ＶＦＯ（電圧／周波数変換回路）７に供
給される。尚、Ｉｓｗ検出回路１１は、例えばカレント
・トランスやフォト・カプラなどにより構成されてい
て、Ｉｓｗ（ピーク）検出回路１２は、例えば抵抗とダ
イオードなどで構成されている。尚、Ｉｓｗ検出回路１
１は、充電側ＳＷ回路２１のソース側に設けてもよい。

【００７４】ところで、図１に示すような回路、即ち、
前述のスイッチング回路を用いて高周波電圧を高力率，
入力電流を低歪化して出力する装置では、既述したとお
り、図３に示す如くに、前記スイッチング回路（充電側
ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路２２）の動作周波数
（スイッチング周波数）を高くすると前記高周波出力電
圧（電力）が低下するという特性を一般に有する（回路
構成によっては逆の場合も勿論有る）。したがって、本
発明の実施の形態における回路においても同様の傾向を
有し、前記Ｉｓｗ（ピーク）検出回路１２の検出値と動
作周波数の関係は、図８に示す如くとなり、既述の上記
本発明の実施の形態と同様の処理で電源電圧に何らかの
原因で変動が発生した場合における電源電圧変動の補償
を行う事ができる。尚、図８は動作周波数（スイッチン
グ周波数）とＩｓｗ（ピーク）検出回路１２の検出値の
関係の一例を示した特性図である。

【００７５】以下、本発明の実施の形態における電源電
圧変動の補償動作について説明を行う。前記商用交流電
源１６より供給される電源電圧に何らかの原因で変動が
発生して、例えば定格を超えた入力電圧がインバータ回
路１８に供給された場合には、前記Ｉｓｗ（ピーク）検
出回路１２は所定の基準値（定格）を超えたピーク値
（電圧）を検出し、そのピーク値（電圧）は、電源電圧
の平均値Ｖ４として、ＶＦＯ（電圧／周波数変換回路）
７に供給される。ＶＦＯ７は、前記図４に示す如くに、
この電源電圧の平均値Ｖ４に基づいた定格時より高周波
の発振信号を前記ＰＷＭ（パルス幅制御回路）１３に供
給し、ＦＥＴドライバ１４はＰＷＭ１３よりの前記高周
波発振信号に基づく動作周波数で、前記スイッチング回
路（充電側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路２２）を
ドライブする。これにより、前記図３に示す如くに、イ
ンバータ回路１８の出力電力（インダクタＴ１より取り
出される）が減少して、放電灯（負荷）４９に対して定
格を超えることのない一定の出力電圧を供給することが
できる。

【００７６】また、定格より低い入力電圧がインバータ
回路１８に供給された場合には、前記Ｉｓｗ（ピーク）
検出回路１２は所定の基準値（定格）に達しないピーク
値（電圧）を検出し、そのピーク値（電圧）が、電源電
圧の平均値Ｖ４としてＶＦＯ（電圧／周波数変換回路）
７に供給され、ＶＦＯ７は前記図４に示す如くに、この
電源電圧の平均値Ｖ４に基づいた定格時より低周波の発
振信号を前記ＰＷＭ（パルス幅制御回路）１３供給し、
ＦＥＴドライバ１４はＰＷＭ１３よりの前記低周波発振
信号に基づく動作周波数で前記スイッチング回路（充電
側ＳＷ回路２１および放電側ＳＷ回路２２）をドライブ
する。これにより、前記図３に示す如くに、インバータ
回路１８の出力電力（インダクタＴ１より取り出され
る）が増加して放電灯（負荷）４９に対し、定格より下
がることのない一定の出力電圧が供給される。

【００７７】以上のように、本発明の実施の形態によれ
ば、前記商用交流電源１６より供給される電源電圧に何
らかの原因で変動が発生しても、常に一定の高周波電圧
を出力することができる。

【００７８】尚、図９は電源電圧検出回路８の別の構成
例を示した回路図であって、図３に示す動作周波数（ス
イッチング周波数）と出力電圧（電力）の特性と逆の特
性、即ち、スイッチング回路（充電側および放電側ＳＷ
回路２１，２２）の動作周波数（スイッチング周波数）
を低くすると前記高周波出力電圧（電力）が低下すると
いう特性を有する前記スイッチング回路を用いて高周波
電圧を高力率，入力電流を低歪化して出力する装置（イ
ンバータ回路）に有効である。

【００７９】次に、本発明の第５の実施の形態について
説明を行う。図１０は本発明における第５の実施の形態
を示す回路図である。また、図１１は本発明の第５の実
施の形態における回路の動作波形を示す図である。尚、
本発明の実施の形態は、装置に入力される電源電圧が、
例えば、インバーター回路等に所定の基準値（定格）を
こえて入力された場合に、前記回路が損傷を受けないよ
うに保護するための装置に関するものである。

【００８０】図１０における回路は、装置に所定の電源
電圧を供給する商用交流電源１６，整流回路２４，過電
圧検出回路２５，比較器２６，第２のスイッチング回路
である充電側ＳＷ回路２８，第１のスイッチング回路で
ある放電側ＳＷ回路２９，前記充電側ＳＷ回路２８及び
放電側ＳＷ回路２９のスイッチング制御を行うスイッチ
ング制御回路２７，第１のコンデンサである大容量コン
デンサＣ３，第２のコンデンサである小容量コンデンサ
Ｃ５，インダクタＴ１，インダクタＴ１の一次側巻線Ｌ
１，並びに放電灯４９により構成される。

【００８１】また、商用交流電源１６には整流回路２４
が接続されていて、この整流回路２４は、例えば高速ス
イッチング特性を有するダイオードにより構成される。
整流回路２４の出力端のプラス側端子には、第２のスイ
ッチング回路２８（例えばＭＯＳＦＥＴのドレイン）が
接続され、整流回路２４の出力端のマイナス側端子には
第１のスイッチング回路２９（例えばＭＯＳＦＥＴのソ
ース）が接続されていて、第１のスイッチング回路２９
と第２のスイッチング回路２８とは直列に接続されてい
る。尚、これらスイッチング回路２８，２９は、前述の
通りＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等で構成さ
れていて、それぞれの素子が有する寄生ダイオードをそ
れぞれ逆電流通流用のダイオードとして利用するように
なっている。

【００８２】また、第１のスイッチング回路２９と並列
に、リーケージ形トランスたＴ１の一次側巻線Ｌ１と第
１のコンデンサＣ３とから成る直列回路が接続されてい
る。この第１のコンデンサＣ３は、整流回路２４の出力
周波数に対して平滑作用を有している。そして、リーケ
ージ形トランスＴ１の二次側巻線Ｌ２には蛍光ランプ
（放電灯）４９が接続されていて、この蛍光ランプ４９
の両極のフィラメント間にはフィラメント予熱用のコン
デンサＣ２が接続されている。前記リーケージ形トラン
スＴ１のリーケージインダクタンスは蛍光ランプ４９の
限流インピーダンスととしても作用する。

【００８３】さらに、第２のスイッチング回路２８と並
列に、リーケージ形トランスＴ１の一次側巻線Ｌ１と第
２のコンデンサＣ５とから成る直列回路が接続されてい
る。この第２のコンデンサＣ５の容量は第１のコンデン
サＣ３の容量に比べて極端に小さく、リーケージ形トラ
ンスＴ１のリーケージインダクタンスと共に、スイッチ
ング回路２８，２９のスイッチング周波数において共振
する値に設定されている。

【００８４】一方、スイッチング制御回路２７は、前記
スイッチング回路２８，２９のオン／オフを制御するも
のであって、このスイッチング制御回路２７は、スイッ
チング回路２８，２９を略一定の整流回路２４の出力周
波数より高い周波数でオン／オフ制御し、交流電源１６
の出力電圧（整流回路２４の出力電圧）の波高値の大き
さに応じて第１のスイッチング回路２９のオン期間が前
記図２に示す如くの関係となるように制御を行う。即
ち、整流回路２４の出力電圧の波高値が大きい期間には
前記第１のスイッチング回路２８のオン期間を長く、波
高値が小さい期間にはオン期間を短くするように制御が
為されるようになっている。また、第２のスイッチング
回路２８のオン期間は前記図２に示す如くに前記第１の
スイッチング回路２９の場合と逆の関係となるように制
御が為されるようになっている。

【００８５】そして、整流回路２４の非平滑直流電圧出
力端と並列に過電圧検出回路２５が接続されていて、そ
の出力端と比較器２６の非反転端子（＋）とが接続さ
れ、比較器２６の反転端子（−）は定電圧供給源Ｅ２と
接続され、比較器２６の出力端子はスイッチング制御回
路２７と接続されている。

【００８６】次に、動作について説明する。尚、この回
路の通常状態における動作については既述してあるた
め、説明を省略する。この回路の電源からの電流は、整
流回路２４→第２のスイッチング回路２８→リーケージ
形トランスＴ１の一次側巻線Ｌ１→第１のコンデンサＣ
３→整流回路２４の順路で流れる。尚、前記過電圧検出
回路２５は、交流電源１６より供給される交流電流に過
電圧が印加されたことが速くに検知可能な場所で有れば
とこに配置しても良い。

【００８７】交流電源１６より過電圧が印加されると、
この電流は前記順路を通って流れ、例えばリーケージ形
トランスＴ１の二次側の放電灯（負荷）４９に損傷を与
えることになる。そこで、過電圧印加が検出され場合、
前記過電流の流通ルート（順路）を遮断すれば回路を保
護することができる。以下に、本発明の実施の形態にお
ける過電圧印加時の補償動作（制御）について説明す
る。

【００８８】今、交流電源１６より過電圧が印加された
とすると、過電圧検出回路２５がそれを検出し、比較器
２６の非反転端子（＋）に、例えば検出された電圧値を
出力する。一方、比較器２６は、前記非反転端子（＋）
に入力された電圧値（過電圧）と前記反転端子（−）に
入力されている定電圧供給源Ｅ２（基準値）とを比較す
る。そして、前記電圧値が前記基準値を超えると、比較
器２６はその出力端子からスイッチング制御回路２７に
保護信号ｐ３を出力する。保護信号ｐ３を受けたスイッ
チング制御回路２７は第２のスイッチング回路２８を制
御し、回路を開（ターンオフ）にする。これにより、交
流電源１６より流入する過電流が前記電流の流通ルート
を流れることを阻止でき、回路（例えば、前記リーケー
ジ形トランスＴ１の二次側の放電灯（負荷）４９）を保
護することができる。

【００８９】ところで、前記交流電源１６より流入する
過電流が、前記電流の流通ルートを流れるのを阻止する
ために、前記第２のスイッチング回路２８の動作をター
ンオフするタイミングとして次の３つを挙げることがで
きる。以下に、前記過電流を遮断（阻止）するための前
記スイッチング制御回路２７の第２のスイッチング回路
２８に対する制御動作（ターンオフ制御）のタイミング
について、図１１を参照しながら説明を行う。

【００９０】図１１（ａ）に示す制御方法は、スイッチ
ング制御回路２７の第２のスイッチング回路２８に対す
る制御動作（ターンオフ制御）期間を、前記過電圧検出
回路２５の出力が定電圧供給源Ｅ２により決定される基
準レベルを超えている期間と同一とした場合（設定期間
Ａ）を示したものである。即ち、既述したように、第２
のスイッチング回路２８は第１のスイッチング回路２９
と交互にオン／オフの制御が行われるが行われるように
なっているが、前記設定期間Ａの間（ターンオフ制御期
間を過電圧検出回路２５の出力が基準レベルを超えてい
る期間中）は前記第２のスイッチング回路２８のオン制
御を行わないようにするものである。

【００９１】次に、図１１（ｂ）に示す制御方法である
が、これはスイッチング制御回路２７の第２のスイッチ
ング回路２８に対する制御動作（ターンオフ制御）期間
を、前記過電圧検出回路２５の出力が定電圧供給源Ｅ２
により決定される基準レベルを超えている期間及びその
終了後（前記期間経過後）に所定時間経過後までの期間
を加え合わせた期間とした場合（設定期間Ｂ）を示した
ものである。即ち、前記設定期間Ｂの間（ターンオフ制
御期間を過電圧検出回路２５の出力が基準レベルを超え
ている期間及び前記期間終了後の所定期間を加え合わせ
た期間中）は前記第２のスイッチング回路２８のオン制
御を行わないようにするものである。そして最後に、図
１１（ｃ）に示す制御方法であるが、これはスイッチン
グ制御回路２７の第２のスイッチング回路２８に対する
制御動作（ターンオフ制御）期間を、前記過電圧検出回
路２５の出力が定電圧供給源Ｅ２により決定される基準
レベルを超えている期間開始からその期間終了までの期
間か、または前記期間開始から所定時間経過後までの期
間の何れか長い期間とした場合（設定期間Ｃ）を示した
ものである。即ち、前記設定期間Ｃの間（ターンオフ制
御期間を過電圧検出回路２５の出力が基準レベルを超え
ている期間以下とした期間中）は前記第２のスイッチン
グ回路２８のオン制御を行わないようにするものであ
る。尚、上記図１１の（ａ），（ｂ），（ｃ）に示した
ターンオフ制御の設定期間Ａ，Ｂ，Ｃにおいて、第２の
スイッチング回路２８がオンしている（通常のオン時間
に対して僅かな時間オンしている）のは、前記第２のス
イッチング回路２８がオンしてから前記過電圧検出回路
２５の出力が基準レベルを超えているか否かの判断を行
って後、実際にターンオフ制御が行われるまでに若干の
応答の遅れが発生するためである。

【００９２】以上説明したように、本発明の実施の形態
によれば、前記商用交流電源１６より供給される電源電
圧に何らかの原因で変動し過電圧が発生しても、通常状
態において回路を流れる電流の順路（ルート）、即ち、
整流回路２４→第２のスイッチング回路２８→リーケー
ジ形トランスＴ１の一次側巻線Ｌ１→第１のコンデンサ
Ｃ３→整流回路２４と流れる電流の通路を、前記第２の
スイッチング回路２８をターンオフさせる（オンさせな
い）ことにより断ち切ることにより、本装置（回路）を
過電圧から保護することができる。

【００９３】

【発明の効果】スイッチング回路を用いて高周波電圧を
高力率，入力電流を低歪化して出力する装置では一般
に、前記スイッチング回路（充電側および放電側の２つ
のＳＷ回路）の動作周波数（スイッチング周波数）を高
くすると前記高周波出力電圧（電力）が低下するという
特性を有する。そこで、前記請求項１から８に記載の発
明ではこの特性を利用して、商用交流電源より供給され
る電源電圧に何らかの原因で変動が生じ、定格を超えた
入力電圧が供給された場合にはそれを検出して、ＶＦＯ
（電圧／周波数変換回路）に供給し、この平均電圧値Ｖ
４に応じた定格時よりも高周波の発振信号を前記ＶＦＯ
からＰＷＭ（パルス幅制御回路）に供給することによっ
てＦＥＴドライバを制御し、前記高周波発振信号に基づ
く動作周波数で、前記スイッチング回路をドライブする
ようにしたので、前記高周波電圧を高力率，入力電流を
低歪化して出力する装置の出力電力が増加して放電灯
（負荷）に対し、定格を超えることのない一定の出力電
圧（電力）を供給することができる。

【００９４】また、前記商用交流電源より供給される電
源電圧に何らかの原因で変動が生じて、定格より低い入
力電圧が供給された場合には、その平均電圧値を検出し
て、ＶＦＯ（電圧／周波数変換回路）に供給し、この平
均電圧値に応じた、定格時よりも低周波の発振信号を前
記ＶＦＯからＰＷＭ（パルス幅制御回路）に供給するこ
とによりＦＥＴドライバを制御し、前記低周波発振信号
に基づいた動作周波数で、前記スイッチング回路をドラ
イブするようにしたので、前記高周波電圧を高力率，入
力電流を低歪化して出力する装置の出力電力が低下して
放電灯（負荷）に対し、定格を下回ることのない一定の
出力電圧（電力）を供給することができる。

【００９５】このように、前記商用交流電源より供給さ
れる電源電圧に何らかの原因で変動が発生しても、常に
一定の高周波電圧を出力することができる。

【００９６】一方、前記請求項９から１５に記載の発明
によれば、前記商用交流電源より過電流が印加されると
過電圧検出回路がそれを検出して比較器に検出された電
圧値を出力し、比較器において前記電圧値が前記スイッ
チング回路（充電側および放電側の２つのＳＷ回路）に
おける現在の動作周波数（スイッチング周波数）におい
て過電圧であると判断されると、比較器はスイッチング
制御回路に保護信号を出力してスイッチング制御回路を
制御し、前記第２のスイッチング回路を開（ターンオ
フ）にする動作を、前記高周波電圧を高力率，入力電流
を低歪化して出力する装置（回路）が行うようにしたの
で、前記商用交流電源より流入する過電流が、定常状態
において前記高周波電圧を高力率，入力電流を低歪化し
て出力する装置（回路）中を流れる電流のルートに流入
することを阻止でき、例えば、前記リーケージ形トラン
スの二次側の放電灯（負荷）を保護することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明における第１の実施の形態を示す回路図
である。

【図２】整流回路１５の出力電圧と、充電側ＳＷ回路２
１及び放電側ＳＷ回路２２とにおけるそれぞれのオン時
間の関係を示したタイミングチャートである。

【図３】動作周波数（スイッチング周波数）と出力電圧
（電力）の関係の一例を示した特性図である。

【図４】電源電圧検出回路８が出力する平滑出力電圧と
ＶＦＯ７の発振周波数（動作周波数）との関係の一例を
示した特性図である。

【図５】本発明における第２の実施の形態を示す回路図
である。

【図６】本発明における第３の実施の形態を示す回路図
である。

【図７】本発明における第４の実施の形態を示す回路図
である。

【図８】動作周波数（スイッチング周波数）とＩｓｗ
（ピーク）検出回路１２の検出値の関係の一例を示した
特性図である。

【図９】電源電圧検出回路８の別の構成例を示した回路
図である。

【図１０】本発明における第５の実施の形態を示す回路
図である。

【図１１】本発明の第５の実施の形態における回路の動
作波形を示す図である。

【図１２】本発明の先行技術の一例を示す回路図であ
る。

【図１３】整流装置４４の出力電圧に対する第１及び第
２のスイッチング回路４５，４６のオン期間の変化の状
態を示した図である。

【図１４】先行技術の一例を示す回路図において説明に
必要な主要部のみを簡略化して示した図であ

【図１５】各部における電圧，並びに電流波形を示示し
たものである。

【図１６】各部における電圧，並びに電流波形を示示し
たものである。

【図１７】整流回路４４の入力電流，出力端間電圧，並
びに負荷電流波形を、整流回路４４の出力周波数に対応
して示した図である。

【符号の説明】

４ …Ｉｓｗ検出回路 ５ …Ｉｓｗ（ピーク）検出回路 ６ …誤差アンプ ７ …ＶＦＯ（電圧／周波数変換回路） ８ …電源電圧検出回路 ９ａ，９ｂ…低速の電源整流ダイオード １０ …平滑回路 １３ …ＰＷＭ（パルス幅制御回路） １４ …ＦＥＴドライバ １５ …整流回路 １６ …商用交流電源 １７ …ラインフィルタ １８ …インバータ回路 ２１ …充電側ＳＷ回路（第２のスイッチング回
路） ２２ …放電側ＳＷ回路（第１のスイッチング回
路） ２３ …出力制御回路 ３１ …オンデューティ可変回路 ４９ …負荷（放電灯） Ｒ１〜Ｒ４…抵抗 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ４…コンデンサ Ｃ３ …第１のコンデンサ（相対的に大容量） Ｃ５ …第２のコンデンサ（相対的に小容量） Ｔ１ …リーケージ形トランス Ｅ１ …直流定電圧源

【手続補正書】

【提出日】平成８年９月１９日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【図２】

【図３】

【図４】

【図８】

【図９】

【図１０】

【図５】

【図６】

【図１１】

【図１３】

【図７】

【図１２】

【図１４】

【図１５】

【図１６】

【図１７】

フロントページの続き (72)発明者 清水 恵一 東京都品川区東品川四丁目３番１号 東芝 ライテック株式会社内

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電圧を整流して非平滑直流電圧を出力
   する整流回路と；前記整流回路の出力端間に並列に接続
   され、交互にオン／オフして前記整流回路の出力周波数
   よりも高い周波数でスイッチングする直列に接続された
   第１および第２のスイッチング回路と；前記第１のスイ
   ッチング回路に対して並列に設けられ、前記第２のスイ
   ッチング回路のオン期間に前記第２のスイッチング回路
   を介して前記整流回路の出力により充電されると共に前
   記整流回路の出力周波数に対して平滑処理を行い、前記
   第１のスイッチング回路のオン期間に充電電荷を前記第
   １のスイッチング回路を介して放電する相対的に大容量
   の第１のコンデンサと；前記第１および第２のスイッチ
   ング回路の中間と前記第１のコンデンサとの間に設けら
   れ、前記第１のコンデンサの充放電電流を通流するイン
   ダクタと；前記第１および第２のスイッチング回路のオ
   ン／オフに応じて前記インダクタと共に共振する相対的
   に小容量の第２のコンデンサと；前記第１のスイッチン
   グ回路に流れる電流を検出する電流検出回路と；前記電
   流検出回路の検出信号に基づいて前記第１のスイッチン
   グ回路のオン期間を制御するオンデューティ可変回路
   と；前記電源電圧の変動を検出し検出信号を出力する電
   源電圧検出回路と；前記電源電圧検出回路からの検出信
   号に基づいて前記第１および第２のスイッチング回路の
   スイッチング周波数を変更する出力制御回路と；前記イ
   ンダクタおよび前記第２のコンデンサの共振によって高
   周波出力を得る出力回路とを具備したことを特徴とする
   電源装置。
2. 【請求項２】前記電源電圧検出回路は、前記電源電圧変
   動の検出を、相対的に大容量の前記第１のコンデンサの
   両端に発生する電圧を検出することで行うことを特徴と
   する請求項１に記載の電源装置。
3. 【請求項３】前記電源電圧検出回路は、前記電源電圧変
   動の検出を、相対的に大容量の前記第１のコンデンサを
   充電する経路中に接続された前記第２のスイッチング回
   路を流れる電流のピーク値を検出することで行うことを
   特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 【請求項４】前記出力制御回路は、前記電源電圧検出回
   路からの検出信号により前記電源電圧の上昇が検出され
   た場合には、その上昇の程度に応じて前記第１および第
   ２のスイッチング回路のスイッチング周波数を上げ、前
   記電源電圧検出回路からの検出信号により前記電源電圧
   の低下が検出された場合には、その低下の程度に応じて
   前記第１および第２のスイッチング回路のスイッチング
   周波数を下げるように制御することを特徴とする請求項
   １から３の何れか１に記載の電源装置。
5. 【請求項５】前記出力制御回路は、電源電圧を検出する
   前記電源電圧検出回路からの検出信号に基づいて発振周
   波数を変えることのできる発振器を備え、この発振器の
   発振周波数に応じて前記第１および第２のスイッチング
   回路のスイッチング周波数が変わることを特徴とする請
   求項１から３の何れか１に記載の電源装置。
6. 【請求項６】前記出力制御回路は、前記電源電圧検出回
   路からの検出信号により前記電源電圧の上昇が検出され
   た場合には、その上昇の程度に応じて前記発振器の発振
   周波数を上げ、前記電源電圧検出回路からの検出信号に
   より前記電源電圧の低下が検出された場合には、その低
   下の程度に応じて前記発振器の発振周波数を下げるよう
   に制御することを特徴とする請求項５に記載の電源装
   置。
7. 【請求項７】交流電圧を整流して非平滑直流電圧を出力
   する整流回路と；前記整流回路の出力端間に並列に接続
   され、交互にオン／オフして前記整流回路の出力周波数
   よりも高い周波数でスイッチングする直列に接続された
   第１および第２のスイッチング回路と；前記第１のスイ
   ッチング回路に対して並列に設けられ、前記第２のスイ
   ッチング回路のオン期間に前記第２のスイッチング回路
   を介して前記整流回路の出力により充電され前記整流回
   路の出力周波数に対して平滑処理を行い、前記第１のス
   イッチング回路のオン期間に充電電荷を前記第１のスイ
   ッチング回路を介して放電する相対的に大容量の第１の
   コンデンサと；前記第１および第２のスイッチング回路
   の接続点と前記第１のコンデンサとの間に設けられ、前
   記第１のコンデンサの充放電電流を通流するインダクタ
   と；前記第１および第２のスイッチング回路のオン／オ
   フに応じて前記インダクタと共に共振する相対的に小容
   量の第２のコンデンサと；前記整流回路の出力端子間の
   非平滑直流電圧に過電圧が印加されたことを検出する前
   記整流回路と並列に接続された過電圧検出回路と；前記
   過電圧検出回路から出力された電圧値と所定の基準値レ
   ベルとを比較し、前記過電圧検出回路から出力された電
   圧値が前記基準値レベルを超えた場合、保護信号を出力
   する比較回路と；前記保護信号が入力されると前記第２
   のスイッチング回路の動作をターンオフさせるスイッチ
   ング制御回路とを具備したことを特徴とする電源装置。
8. 【請求項８】前記第１のスイッチング回路および前記第
   １のコンデンサは回路の高電位側に接続され、前記第２
   のスイッチング回路および前記第２のコンデンサは回路
   の低電位側に接続されていることを特徴とする請求項７
   に記載の電源装置。
9. 【請求項９】前記第２のスイッチング回路におけるター
   ンオフ制御は、前記過電圧検出回路から出力された電圧
   値が前記基準値レベルを超えている期間中のみにおいて
   行われることを特徴とする請求項７または８に記載の電
   源装置。
10. 【請求項１０】前記第２のスイッチング回路におけるタ
    ーンオフ制御は、前記過電圧検出回路から出力された電
    圧値が前記基準値レベルを超えてから、所定時間経過後
    までの期間に渡って行われることを特徴とする請求項７
    または８に記載の電源装置。
11. 【請求項１１】前記第２のスイッチング回路におけるタ
    ーンオフ制御は、前記過電圧検出回路から出力された電
    圧値が、前記基準値レベルを超えている期間開始からそ
    の期間終了までの期間か、または前記期間開始から所定
    時間経過後までの期間の何れか長い期間に渡って行われ
    ることを特徴とする、請求項７または８に記載の電源装
    置。
12. 【請求項１２】前記第１及び第２のスイッチング回路は
    そのスイッチング周波数一定のもと、デューティー制御
    されることを特徴とする請求項７から１１の何れか１に
    記載の電源装置。
13. 【請求項１３】前記第１及び第２のスイッチング回路は
    オン時間が各々制御されることを特徴とする請求項７か
    ら１１の何れか１に記載の電源装置。
14. 【請求項１４】請求項１から１３の何れか１に記載の電
    源装置と；前記電源装置の出力により付勢される放電灯
    とを具備していることを特徴とする放電灯点灯装置。
15. 【請求項１５】照明装置本体と；請求項１４に記載の放
    電灯点灯装置とを具備していることを特徴とする照明装
    置。