JP2006513540A - 負荷、特に高輝度放電ランプに電力を供給する回路および方法 - Google Patents

Abstract

所定の仕様を有する負荷に電力を供給する回路を提供する。この回路は、１次巻線と、共振回路の一部である２次巻線とを有する変圧器と、負荷を２次巻線に直列に結合する第１および第２の負荷接続ノードと、１次巻線に直列に結合され、１次巻線に電圧パルスを発生させるスイッチとを備え、スイッチのオン時間およびオフ時間は、制御素子によって制御でき、１次巻線に並列にダイオードを結合して、スイッチのオフ時間の間、変圧器を減磁させ、オン時間およびオフ時間は、予め定められている。ダイオードは、スイッチがオフのとき、変圧器を減磁するフリーランニング・パスを与える。変圧器のコアの飽和を防止するためには、ダイオードを流れるフリーランニング電流がほぼ０になるときに、次の電圧パルスを、回路に供給する。（図２）

Description

本発明は、所定の仕様を有する負荷に、電力を供給する回路であって、
１次巻線と、共振回路の一部である２次巻線とを有する変圧器と、
前記負荷を前記２次巻線に直列に結合する第１および第２の負荷接続ノードと、
前記１次巻線に直列に結合され、前記１次巻線に電圧パルスを発生させるスイッチとを備え、前記スイッチのオン時間およびオフ時間は、制御素子によって制御できる、電力供給回路に関する。

米国特許第６１４４１７１号公報は、高輝度放電ランプを点灯させる点灯回路を開示している。この回路は、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器を備えており、この変圧器は、飽和を避けるように定格されている。２次巻線には並列にキャパシタが結合されて、共振回路を形成している。１次巻線に直列に結合されたスイッチング素子は、制御素子によって制御できる。点灯回路の或る点で、一定の電流（図１のＳＩＤＡＣを流れる電流）または一定の電圧（図７のドレイン−ソース電圧）に達すると、スイッチのオン・オフ切換えが行われ、閉ループ系を形成する。

この点灯回路は、閉ループ系の故に、制御素子が複雑であるという欠点を有している。

本発明の一般的な目的は、制限された数の構成要素を有し、エネルギーの消失の低い、ＨＩＤランプのような所定の仕様を有する負荷に電力を供給する回路を提供することにある。

この目的は、ダイオードを１次巻線に並列に結合して、スイッチのオフ時間の間、変圧器を減磁させることにより実現される。なお、スイッチのオン時間およびオフ時間は、予め定められている。

ダイオードは、スイッチがオフのとき、変圧器を減磁するフリーランニング・パスを与える。変圧器のコアの飽和を防止するためには、ダイオードを流れるフリーランニング電流がほぼ０になるときに、次の電圧パルスを回路に供給する。これらの考慮の基づいて、これらの条件を満たすのに必要なオフ時間を、回路について計算でき、したがってスイッチを予め定めたオン時間およびオフ時間で制御することができる。このことは、フィードバックが必要でなく、限定された数の構成要素を有する簡単な開ループ系を提供することを意味している。

さらに、スイッチが閉じたときに開始する発振は、スイッチが開いたときに中断されず、変圧器が少なくとも部分的に減磁されるまで続くことがわかる。
本発明の第１の実施例によれば、キャパシタを２次巻線に並列に付加し、共振回路の共振周期を調整する。
電力をランプに供給するケーブルのキャパシタンスを含む寄生キャパシタンスは、２次巻線にキャパシタンスを生じさせ、共振回路を形成する。共振回路は、２次側の漂遊インダクタンスとこのキャパシタンスの値とによって、典型的に決定される。共振周波数の値を変更したい場合、１つの可能性は、２次巻線に並列に外部キャパシタンスを付加することである。

本発明の好適な実施例によれば、変圧器は、１より小さい結合係数を有している。
これは、フリーランニング・ダイオードの存在の故に可能であり、以下にさらに説明するように、短絡電流について利点を有している。
本発明のさらに他の態様によれば、制御素子を付加して、スイッチを制御する。制御素子は、スイッチのオン時間を、共振周期の少なくとも１／２にするように選択される。
このようにして、出力キャパシタの値とは無関係に、最大出力電圧に達する。
本発明のさらに他の態様によれば、制御素子は、スイッチのオフ時間が、変圧器の減磁の間に、ダイオードの電流がほぼ０に低減するのに充分なものとなるように選択される。

必要とされるオフ時間を低減するためには、ダイオードに直列に抵抗を接続して、スイッチの必要なオフ時間を低減することができる。
スイッチが開くと、電流が、スイッチからダイオードへ転流する。この電流は、負のｅ−電力に従って減少する１次インダクタを流れる電流と、１次巻線に誘起される２次巻線を流れる発振電流との和によってほぼ与えられる。ｅ−電力の時定数（Ｔｃ＝Ｌ／Ｒ、Ｌは変圧器の１次巻線のインダクタンスであり、Ｒはダイオード分枝における抵抗である）は、ダイオードに直列に抵抗Ｒ_Ｓを付加することによって変更できる。したがって、全抵抗はＲ＝Ｒ_{ｄｉｏｄｅ}＋Ｒ_Ｓで与えられる。ここに、Ｒ_{ｄｉｏｄｅ}は、ダイオードの内部抵抗である。

本発明は、さらに、負荷に電力を供給する方法に関する。この方法は、
変圧器の１次巻線に多数の電圧パルスを供給して、前記変圧器の２次巻線に高電圧パルスをその都度発生させるステップを含み、高電圧パルスは、２次側の変圧器インダクタンスおよびキャパシタンスによって成形されて、負荷パルスを生成し、
負荷パルスを負荷に供給するステップを含む。
この方法は、各電圧パルスの供給の間に、１次電流のための電流パスを与えて、変圧器を減磁し、変圧器の飽和を阻止する点において特徴がある。
この電流パスは、次の電圧パルスが供給される前に、電流がほぼ０になることを可能にする。

本発明の方法の第１の態様によれば、負荷を高輝度放電ランプとすることができる。この場合、第１の一連のランプパルスを供給して、ランプを点灯し、次に第２の一連のパルスを供給して、電極加熱フェーズの間、ランプを動作させる。
第１の一連のランプパルスは、３ｋＶと４ｋＶとの間の電圧レベルを典型的に有し、一方、電極のウォームアップ・フェーズの間のランプ電圧は、非常に低い電圧と２５０Ｖとの間を典型的に変化できる。電極のウォームアップ・フェーズの間に、十分なエネルギーを供給するためには、小さいオフ時間を有する回路を用いることが有益である。このことは、１次側の電流パスを流れる電流は、かなり急速に減少しなければならない。上述したように、前記ダイオードに抵抗を直列に付加して、このような効果を得ることができる。
本発明は、また、本発明の電力供給回路のパラメータを最適化する方法に関する。この方法は、
共振回路の最大発振周期を、負荷が接続されたときに、２次側のキャパシタンスの最大値に基づいて決定し、
スイッチのオン時間を、発振周期の１／２よりも大きくなるように選ぶ。
出力電圧の最小発振周波数ω_{Ｏ，ＭＩＮ}は、漂遊インダクタンスＬ_２Ｘと、最大の特定出力キャパシタンスＣ_{ＯＵＴ，ＭＡＸ}とによって決定され、次式によって与えられる。

出力キャパシタの値とは無関係に、最大出力電圧に達するには、電圧パルスの期間Ｔ_ＯＮは、最大発振周期Ｔ_Ｏ＝２π／ω_{Ｏ，ＭＩＮ}の少なくとも１／２でなければならない。
電力供給回路のパラメータを最適化する方法の他の態様によれば、スイッチのオフ時間を、ダイオードを流れる電流をほぼ０に低減させるのに必要な時間よりも大きくなるように選ぶ。

本発明の他の目的は、回路内の損失を最小にすることにある。
電力供給回路のパラメータを最適化する本発明の方法の他の態様によれば、スイッチのオン時間およびオフ時間にわたって、短絡電流の平均値を、結合係数の範囲に対して計算し、次に平均値が最小となる結合係数を選ぶ。
２種類の損失、すなわちスイッチがオンのときの伝導損失と、スイッチがターンオフするときの損失とを、回路内で区別することができる。出力での２つの理論的な動作状況、すなわち開路（負荷が存在しない）の状況と短絡の状況とを考察することができる。ランプの始動フェーズ中に、または出力が誤って短絡されるときに、短絡電流が発生する。実際には、短絡の場合は、損失に対する決定要因を通常は形成し、最小の短絡電流を得るように、ｋを選ぶ。
本発明のこれらおよび他の態様は、限定されることのない説明により、および図面に基づいて後述する説明的な実施例により明らかになるであろう。

図１は、ＨＩＤランプ４を点灯し動作させるのに適した安定化回路を示す。整流器およびアップ・コンバータを典型的に有する第１の回路ブロック１は、ＡＣ入力電圧を高ＤＣ出力電圧Ｖ_ＳＵＰに変換する。この高ＤＣ電圧は、点灯回路２と、１つの集積段でダウン・コンバータと転流器との機能を実現するフォワード・コミュテーティング（インバーティング）段３との電源電圧Ｖ_ＳＵＰとして用いられる。

キャパシタ８，９は、分圧器の機能を有するバッファ・キャパシタであるので、接続点１３における電圧は、Ｖ_ＳＵＰ／２にほぼ等しい。この接続点１３は、ケーブル５を経てランプ４の１つの巻線に接続される。

ランプ４を点灯させる点灯電圧パルスを発生する点灯回路２は、２個の結合インダクタを有する。これら２個の結合インダクタは、２次巻線６と、１次回路１２に接続された１次巻線７とである。１次回路１２は、２次巻線６に高電圧パルスを発生させるために、１次巻線７に電流ピークを発生させる。

本発明の点灯回路の第１の実施例を、図２に示す。１次巻線の一端は、電源電圧Ｖ_ＳＵＰに接続され、１次巻線の他端はスイッチング・デバイス１５に接続される。このスイッチング・デバイス１５は、好ましくは、絶縁ゲートバイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）、または高電圧電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であるが、例えばバイポーラ・トランジスタとすることもできる。スイッチング・デバイス１５は、制御回路１６の命令により、開閉される。

ダイオード１８は、スイッチング・デバイス１５の内部ダイオードを示しており、スイッチ１５が例えばＩＧＢＴの場合には、存在しない。他のダイオード１７が、１次巻線７に並列に設けられており、その導通方向はスイッチから電源電圧へ向かっている。スイッチ１５が開くと、スイッチング・デバイス１５からダイオード１７へ電流が転流する。言い換えれば、ダイオード１７は、変圧器の漂遊インダクタンスを流れる電流のためのフリーランニング・パスを与え、最終的に、１９における電圧を電源電圧にクランプする。

点灯回路の動作原理を、図３に基づいて詳細に説明する。所定幅Ｔ_ＯＮを有する電圧パルスが、電子スイッチング・デバイス１５の入力端子２０、すなわちＩＧＢＴの場合にはゲートに与えられると、スイッチング・デバイス１５は、図３に３０で示されるように、ターンオンする。これは、スイッチング・デバイス１５のドレイン／コレクタ１９で、かなりの瞬時電圧降下を生じさせる。したがって、１次巻線の電圧Ｖ_ＩＮは、参照数字３１で示すように、Ｖ_ＳＵＰにほぼ等しくなる。増加電流が、３２で示すように、１次巻線７を経てスイッチング・デバイス１５に（ＩＧＢＴの場合にはコレクタに、およびパワーＭＯＳＦＥＴの場合には、ドレインに）流れる。

１次巻線７に与えられた電圧ステップ３１は、出力キャパシタ１４と変圧器２１とによって形成される共振回路に発振を生じさせる。出力キャパシタ１４の値は、電力をランプへ供給するケーブル５のキャパシタンスを含む、すべての寄生キャパシタンスの和である。この値を変更したい場合には、外部キャパシタンスを、加えることもできる。

スイッチ１５がオンすると、１次巻線を流れる電流の波形は、３２で示すように、インダクタ７を流れる直線的に増大する電流と、２次漂遊インダクタンスおよび出力キャパシタを流れる１次巻線に誘起された発振電流との和である。

スイッチ１５が開くと、電流は、ＩＧＢＴからダイオード１７へ転流する。対応する電流波形は、３３で示され、負のｅ−電力に従って減少するインダクタ７を流れる電流と、１次巻線に誘起された２次巻線を流れる発振電流との和として観察することができる。ｅ−電力の時定数（Ｔｃ＝Ｌ／Ｒ、Ｌは変圧器の１次巻線に現われるインダクタンスであり、Ｒはダイオード分枝における抵抗である）は、ダイオード１７に直列に抵抗Ｒ_Ｓを付加することによって変更できる。したがって、Ｒ＝Ｒ_{ｄｉｏｄｅ}＋Ｒ_Ｓであり、ここにＲ_{ｄｉｏｄｅ}はダイオード１７の内部抵抗である。しかし、これは、余分なエネルギーを抵抗Ｒ_Ｓで消失させる。この電流を最小にするためには、１次インダクタンスは、できるだけ大きくなければならない。このことは、変圧器の結合係数が１でなければならないことを意味している。しかし、短絡電流を検討する際に説明されるように、短絡電流および回路での損失を制限するためには、結合係数は１より小さいことが必要とされる。
点灯回路の動作を説明するためには、図２の変圧器２１に対し、図４の回路モデルを用いて、動作原理を数学的に解析する。Ｌ_１およびＬ_２は、それぞれ、全１次インダクタンスおよび全２次インダクタンスであり、Ｌ_１ＸおよびＬ_２Ｘは、それぞれ、漂遊インダクタンスである。Ｌ_２Ｘは、Ｌ_２＊（１−ｋ²）で与えられる。ここに、ｋは変圧器の結合係数である。
計算を簡単にするために、１次漂遊インダクタンスは、０であると仮定すると、２次巻線の最大電圧Ｖ_{ＯＵＴ，ＭＡＸ}は、

で与えられる。ここに、Ｖ_ＩＮは図４に示される１次電圧であり、ｎは、次式によって与えられる。

出力電圧の最小発振周波数ω_{Ｏ，ＭＩＮ}は、漂遊インダクタンスＬ_２Ｘと最大の特定出力キャパシタンスＣ_{ＯＵＴ，ＭＡＸ}とによって決定され、次式で与えられる。

出力キャパシタの値とは無関係に、最大出力電圧に達するには、電圧パルスの期間Ｔ_ＯＮは、最大発振周期Ｔ_Ｏ＝２π／ω_{Ｏ，ＭＩＮ}の少なくとも１／２でなければならない。このことは、変圧器のインダクタンスを一定であると仮定すると、最小オン時間Ｔ_ＯＮは、用いられるケーブルに長さに依存する出力キャパシタの値によって決定されることを意味している。
点灯回路における損失を最小にするために、どのように結合係数を最適化できるかについて、以下に説明する。２種類の損失、すなわちスイッチがオンのときの伝導損失と、スイッチがターンオフするときの損失とを、点灯回路内で区別することができる。出力での２つの理論的な動作状況、すなわち開路（負荷が存在しない）の状況と短絡の状況とを、ここでは考察する。実際には、ランプの始動フェーズ中に、または出力が誤って短絡されるときに、短絡電流が発生する。まず、短絡電流の解析を行う。出力が短絡されると、２次側での負荷は、１次側から見て、Ｌ_２Ｘ’＝Ｌ_２Ｘ／ｎ^２である。
したがって、次式が成立することがわかる。

Ｔ_ＯＮにわたる積分は、次式で示される短絡電流の平均値を与える。

インダクタンスＬ_１およびＬ_２Ｘ’のｋへの依存性と、Ｔ_ＯＮのｋへの間接的依存性とを考慮すると、Ｔ_ＯＮは次式で示すように発振周期の１／２よりも大きくなければならない。ｋは、短絡電流を最小にするように、選ぶことができる。

変圧器モデルに対して同じ仮定を用いて、開路電流を計算し、Ｔ_ＯＮにわたって平均化できる。その結果を、次式で示す。

図１０において、短絡電流ｉ_{ｓｈｏｒｔ}および開路電流ｉ_{ｎｏｒｍａｌ}が、結合係数ｋに対してプロットされている。このプロットは、約０．８のｋの値が、典型的なパラメータで最小の短絡電流ｉ_{ｓｈｏｒｔ}を与えることを示している。

他の平均化方法を用いることができるが、結果はほぼ同じであることがわかる。

ここでは行わないが、同様の解析を、スイッチのオフ時間中の短絡電流および開路電流に対して、繰り返すことができる。

ＨＶ ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング・デバイス１５を命令する制御回路１６の好適な実施例を、図５に示す。ＭＯＳＦＥＴ制御信号は、タイマ４０によって発生される。タイマは、当業者に良く知られているように接続される。

典型的にはハロゲン化金属ランプであるＨＩＤランプを駆動するように構成された点灯回路の種々の構成要素に対する適切な値は、次のとおりである。インダクタ６：１．８μＨ、インダクタ７：３００μＨ、結合係数ｋ：０．８、ダイオード１７：ＭＵＲ１６０、タイマ４０：ＬＭＣ５５５、抵抗４３：５６０ｋΩ、抵抗４４：２．２ｋΩ、ツエナーダイオード４５：ＢＡＳ８５、キャパシタ４６：２２０ｐＦ、キャパシタ４７：１０ｎＦ、ＰＮＰ４９および５１：ＢＣ３６９、ＮＰＮ５０：ＢＣ３６８、抵抗５２：１００ｋΩ、抵抗５７：３３Ω、ダイオード５６：ＩＮ４１４８。

点灯回路の種々の構成要素に対して与えられた上記値は、単なる例示であって、回路設計者の特定の基準および選択に基づく他の値および構成も適切であることがわかる。
いくつかの場合には、点灯回路を一定期間、停止させることも有益である。これは、例えば、ランプが加熱しているが、まだ点灯していない場合である。暖まったランプは、冷たいランプよりも、点灯するのが困難であるので、点灯回路を数分間、典型的に停止させて、ランプを冷却することができる。これは、他のタイマ（図示せず）を、ピン４１に接続することによって、行うことができる。このタイマは、点灯回路の損失を低減するために、バースト方式を与える。

点灯回路は、図６に示されるように、ＲＣ緩衝器を用いて、されに改善できる。この緩衝器は、スイッチング・デバイス１５がオフに切換えられたときの、デバイス１５のコレクタ／ドレイン１９上の電圧スパイクを抑制する。キャパシタ４２および抵抗５８は、同調されて、切換え中におけるスイッチング・デバイス１５のドレイン／コレクタ１９上のオーバーシュートを低下させる。緩衝器回路の構成要素に対する典型的な値は、キャパシタ４２：５６０ｐＦ、抵抗５８：５．６Ωである。

“７０Ｗシングルエンド型ＨＩＤランプ”を動作させる電気的データを定めるアメリカ標準規格ＡＮＳＩ Ｍ９８によれば、最小パルス幅は、２．７ｋＶで１μｓである。これは、本出願人によって用いられる規格ではない。提案の点灯回路は、２．７ｋＶで１００μｓ／ｓを与えることができる。すなわち、点灯回路が１ｓ間用いられると、２．７ｋＶでランプに供給される電圧の全パルス幅は、１００μｓでなければならない。典型的に、Ｔ_ＯＮは、例えば４００ｎｓとなるように選ばれ、スイッチング・デバイスを駆動する信号の全周期は、例えばＴ＝１００μｓとなるように選ばれる。

図７，図８，図９は、それぞれ２２ｐＦおよび１００ｐＦの容量性負荷に対し、Ｔ_ＯＮ＝４００ｎｓの場合に、図５の点灯回路について測定された多数の波形を示す。１００ｐＦの負荷は、ランプ４への３メートルのケーブルに対して、典型的なものである。図７において、変圧器２１における電圧が時間に対してプロットされている。ｙ軸のスケールは、１ｋＶ／目盛である。時間は、ｘ軸に沿って、１μｓ／目盛で示されている。２．７ｋＶでのパルス幅は、Ｃ_ＯＵＴ＝１００ｐＦおよびＣ_ＯＵＴ＝２２ｐＦに対して、それぞれ６０，６１で示されている。Ｃ_ＯＵＴの両方の値に対して、最大出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、ほとんど同じであることを、観察することができる。

図８において、スイッチを流れる電流が、時間に対してプロットされている。ｙ軸のスケールは、２Ａ／目盛である。時間は、２００ｎｓ／目盛でｘ軸に沿って示されている。電流波形によって表される面積（消失するエネルギーに比例する）は、出力キャパシタンスＣ_ＯＵＴの２つの値に対して、ほぼ同じであり、従来の回路では、消失するエネルギーは、出力キャパシタンス値に比例することに留意すべきである。

図９において、ダイオード１７を流れる電流が、時間に対してプロットされている。ｙ軸のスケールは、２Ａ／目盛である。時間は、２μｓ／目盛でｘ軸に沿って示されている。ダイオード電流は、負のｅ−電力に従って減少するインダクタ７を流れる電流と、１次巻線に誘起される２次巻線を流れる電流との和である。

図１１は、本発明による点灯回路のシンメトリカル変形例を示す。ランプは、典型的なフォワード・インバーティング段３によって駆動されるが、原理的には、いかなるインバーティング段をも、図１１に示した点灯回路に組合わせることができる。図２の点灯回路との差異は、２次側のシンメトリカル構造に関係している。

第１の２次巻線６ａは、第１のランプ接続ノード６８と、フォワード・インバーティング段３の出力ノード７０との間に接続される。２個のフィルタ・キャパシタ６６および６７は、ランプ電流中の高周波数成分をフィルタリングするために、付加される。２個のフィルタ・キャパシタ６６および６８は、電源電圧とノード７０との間に、およびノード７０とグランドとの間に、それぞれ接続されている。第２の２次巻線６ｂは、第２のランプ接続ノード６９とノード７１との間に接続されている。このノードは、電源電圧Ｖ_ＳＵＰとグランドとの間に直列に接続される２個のバッファ・キャパシタ８と９との間にある。

グランドに対する低電圧レベルを考慮すると、このシンメトリカル変形例は、分離要件の点で、一定の利点を有する。

図１２において、最大出力電圧Ｖ_{ＯＵＴ，ＭＡＸ}が、時間に対してプロットされている。本発明の点灯回路は、以下の２つのフェーズのランプ動作において用いることができる。２つのランプ動作は、最大出力電圧が２＊Ｖ_ＳＵＰ＊ｎによって与えられる（典型的には３〜４ｋＶである）点灯フェーズと、ランプ電極のウォームアップ・フェーズとである。出力電圧は、図１２に６３で示すように、非常に低い電圧と２００〜２５０Ｖとの間で、典型的に変動する。図１２に示される第３の期間６４は、立上りフェーズと、正常動作フェーズとを表している。この第３の期間では、フォワード・インバーティング段３によって、ランプに電圧が供給される。ランプのウォームアップ・フェーズの間に、本発明の点灯回路を用いることは、フォワード・インバーティング段の開路電圧を、低減できるという利点を有している。フォワード・インバーティング段の電力構成要素の選択は、この低電源電圧により利益を得ることが明らかである。

本発明は、上述した好適な実施例に限定されるものではなく、多くの変形例を予測できる。本発明の範囲および趣旨は、以下の請求項において、述べられる。

従来技術の安定化回路の略回路図である。 本発明の点灯回路の第１の実施例の略回路図である。 図２の回路の種々の点における電流および/または電圧の波形を示す略図である。 実際の変圧器を表わす回路モデルであり、本発明の点灯回路の電力回路を解析するために用いられる。 特定の制御回路を用いる、図２の点灯回路の他の実施例の略回路図である。 図２の実施例の改良バージョンを示す図である。 図５の点灯回路の動作中の変圧器２１での点灯電圧を示す波形図であり、（ａ）Ｃ_ＯＵＴ＝１００ｐＦ、（ｂ）Ｃ_ＯＵＴ＝２２ｐＦのそれぞれの場合について示す。 図５の点灯回路の動作中にＩＧＢＴを流れる電流を示す波形図であり、（ａ）Ｃ_ＯＵＴ＝１００ｐＦ、（ｂ）Ｃ_ＯＵＴ＝２２ｐＦのそれぞれの場合について示す。 図５の点灯回路の動作中にダイオード１７を流れる電流を示す波形図であり、Ｃ_ＯＵＴ＝１００ｐＦの場合について示す。 本発明の点灯回路における短絡電流を、変圧器の結合係数の関数としてプロットして示す。 本発明の点灯回路のシンメトリカル実施例の略回路図である。 点灯フェーズの間、およびランプの引継ぎまたはウォームアップ・フェーズの間の、２次側の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを示す略図である。

Claims (11)

1. 所定の仕様を有する負荷に電力を供給する回路であって、
   １次巻線と、共振回路の一部である２次巻線とを有する変圧器と、
   前記負荷を前記２次巻線に直列に結合する第１および第２の負荷接続ノードと、
   前記１次巻線に直列に結合され、前記１次巻線に電圧パルスを発生させるスイッチとを備え、前記スイッチのオン時間およびオフ時間は、制御素子によって制御できる、電力供給回路において、
   前記１次巻線に並列にダイオードを結合して、前記スイッチのオフ時間の間、前記変圧器を減磁させ、前記オン時間およびオフ時間は予め定められている、ことを特徴とする電力供給回路。
2. 請求項１に記載の電力供給回路において、前記２次巻線に並列にキャパシタを付加し、前記共振回路の共振周期を調整することを特徴とする電力供給回路。
3. 請求項１または２に記載の電力供給回路において、前記変圧器は、１より小さい結合係数を有することを特徴とする電力供給回路。
4. 制御素子を付加して前記スイッチを制御する、請求項１，２または３に記載の電力供給回路において、前記制御素子を、前記スイッチのオン時間が、前記共振周期の少なくとも１／２となるように選択することを特徴とする電力供給回路。
5. 制御素子を付加して前記スイッチを制御する、請求項１〜４のいずれかに記載の電力供給回路において、前記制御素子を、前記スイッチのオフ時間が、前記変圧器の減磁の間に、前記ダイオードの電流をほぼ０に低減するのに充分なものとなるように選択することを特徴とする電力供給回路。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の電力供給回路に於いて、前記ダイオードに直列に抵抗を接続し、前記スイッチの必要なオフ時間を低減することを特徴とする電力供給回路。
7. 負荷に電力を供給する方法であって、
   変圧器の１次巻線に多数の電圧パルスを供給して、前記変圧器の２次巻線に高電圧パルスをその都度発生させるステップを含み、前記高電圧パルスは、２次側の変圧器インダクタンスおよびキャパシタンスによって成形されて、負荷パルスを生成し、
   前記負荷パルスを前記負荷に供給するステップを含む、電力供給方法において、
   各電圧パルスの供給の間に、１次電流のための電流パスを与えて、前記変圧器を減磁し、前記変圧器の飽和を阻止することを特徴とする電力供給方法。
8. 前記負荷が高輝度放電ランプである、請求項７に記載の電力供給方法において、第１の一連のパルスを供給して、前記ランプを点灯し、次に第２の一連のパルスを供給して、前記ランプの電極加熱フェーズの間、前記ランプを動作させることを特徴とする電力供給方法。
9. 請求項１〜６のいずれかに記載の電力供給回路のパラメータを最適化する方法において、
   前記共振回路の最大共振周期を、負荷が接続されたときに、２次側のキャパシタンスの最大値に基づいて決定し、
   前記スイッチのオン時間を、前記最大共振周期の１／２よりも大きくなるように選ぶことを特徴とするパラメータ最適化方法。
10. 請求項１〜６のいずれかに記載の電力供給回路のパラメータを最適化する方法において、前記スイッチのオフ時間を、前記ダイオードを流れる電流をほぼ０に低減させるのに必要な時間よりも大きくなるように選ぶことを特徴とするパラメータ最適化方法。
11. 請求項１〜６のいずれかに記載の電力供給回路のパラメータを最適化する方法において、前記スイッチのオン時間およびオフ時間にわたって、短絡電流の平均値を、結合係数の範囲に対して計算し、次に前記平均値が最小となる前記結合係数を選ぶことを特徴とするパラメータ最適化方法。

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