JPH10340501A - ビデオ機器のコントロール信号再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】低電圧駆動において、磁気ヘッドからの入力信
号に対してダイナミックレンジを大きく採ることができ
るコントロール信号再生回路を提供することにある。 【解決手段】磁気ヘッドにより読出されたコントロール
信号を受ける出力アンプと、外部から上側，下側それぞ
れのスレショルド電圧値が設定されてヒステリシス動作
をするヒステリシスコンパレータと、上側，下側のそれ
ぞれのスレショルド電圧値および電流出力アンプの出力
信号の振幅の基準レベルとを電源電圧を受けてこれを分
圧することにより発生し上側，下側のそれぞれのスレシ
ョルド電圧値をヒステリシスコンパレータに供給する抵
抗分圧回路と、この抵抗分圧回路から基準レベルの電圧
を受けて基準レベルの電圧を発生するボルテージフォロ
アと、このボルテージフォロアと出力アンプの出力との
間に挿入された負荷抵抗とを備えていて、ヒステリシス
コンパレータからコントロールパルスを得るものであ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ビデオ機器のコ
ントロール信号再生回路に関し、詳しくは、ビデオムー
ビー（ビデオカメラ）等の電池駆動ビデオ機器おいて、
低電圧駆動において、磁気ヘッドからの入力信号に対し
てダイナミックレンジを大きく採ることができるような
コントロール信号再生回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＶＴＲ（ＶＣＲ）やビデオムービー等の
ビデオ機器では、シリンダの回転やテープ走行速度を目
標通りに制御するためにシリンダモータやキャプスタン
モータの制御回路が位相制御と速度制御の２つのフィー
ドバックループによりＰＬＬ制御を行い、さらにコント
ロール信号のタイミングと、テープを送るタイミング、
回転ヘッドシリンダの回転タイミングが適合するように
コントロール信号に応じてサーボ制御を行っている。コ
ントロール信号は、ＮＴＳＣ方式では、１／３０秒でビ
デオテープのコントロールトラックに磁気ヘッドを介し
て書込まれる。その再生時には、テープ上のコントロー
ル信号を磁気ヘッドにより読出して、それをコントロー
ル信号再生回路に加えて再生することでコントロールパ
ルスとして発生する。

【０００３】図３は、このようなビデオ機器のＡＧＣア
ンプ付きのコントロール信号再生回路の概要であり、図
４（ａ）〜（ｃ）は、その動作を説明する波形図であ
る。図３において、再生時に磁気ヘッド１からヘッドア
ンプ（ＡＭＰ）２を介して読み出された信号は、入力端
子３ａを介してＡＧＣアンプ３に入力されてそのレベル
がコントロールされて増幅される。次にヒステリシスコ
ンパレータ４に入力され、図４（ｂ）に示されるような
デューティ比５０％の矩形波のコントロールパルスＣＮ
Ｔとしてコントロール信号が再生され、出力端子４ａか
ら出力される。さらに必要に応じて、このコントロール
パルスは、その矩形波の立上がりと立下がりのタイミン
グを検出回路（図示せず）で検出してコントロールタイ
ミングパルスとして別に出力される。

【０００４】ＡＧＣアンプ３の出力は、出力信号のレベ
ルを検出するレベル検出回路５により、基準レベル（Ｖ
cc／２、ただしＶccは電源電圧）に対して上側（正側）
と下側（負側）の出力が所定値以上にならないようにそ
の出力レベルに応じてコントロールされる。これにより
正負のピークレベルに応じてＡＧＣアンプ３の増幅率が
制御され、出力される正負のピーク値のレベルがある一
定のレベル範囲に抑えられている。その結果、図４
（ａ）に示すように、ＡＧＣアンプ３の出力信号Ａの正
負のピーク値があるレベルに抑えられて、その値がヒス
テリシスコンパレータ４の上下のスレショルドレベルＶ
H，ＶLを越えることで、図４（ｂ）に示されるようなデ
ューティ比５０％の矩形波はコントロールパルスＣＮＴ
が出力される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】このような従来のコン
トロール信号再生回路にあっては、レベル検出回路５に
よりＡＧＣアンプの出力レベルを調整する関係で、ヒス
テリシスコンパレータ４の上下のスレショルドレベル
と、その基準レベル（バイアスレベル）とが固定になっ
ている。そのために、ＡＧＣアンプの入力信号について
のダイナミックレンジとして入力信号がヒステリシスコ
ンパレータ４の上下のスレショルドレベルＶH，ＶLを越
えるような範囲にないと十分な動作ができず、コントロ
ール信号としての再生が不安定になる。ＡＧＣアンプの
入力側は、磁気ヘッドからの読出信号であり、ヘッドの
接触状態や電源電圧の変動により変動し、ＡＧＣアンプ
自体も電源電圧の変動を受ける。特に、電池駆動のビデ
オムービーなどでは、電池駆動の関係から電源電圧が低
く、また、消費電力を減少させるためにも、低い電源電
圧が使用される。そのため、上下のスレショルドレベル
の範囲設定が難しく、ノイズに影響され易い。なお、低
電圧駆動においてＡＧＣアンプを利用して磁気ヘッドか
らの読出信号を増幅する場合にあっては、上下のピーク
信号になる関係から、通常、ＡＧＣアンプの出力信号の
振幅基準レベルは、上下のスレショルドレベルの範囲と
の関係で電源電圧Ｖccの１／２に設定される。

【０００６】このような場合に、電源電圧の低下による
ＡＧＣアンプの出力は、電源電圧が低下したときに、振
幅の基準レベルＶREFに対して対称的に小さな振幅にな
るような信号ではなく、実際には、図４（ｃ）に示すよ
うに、電源電圧がＶccからＶcc’に低下したときに、グ
ランドＧＮＤ側に基準レベルＶREFがシフトした信号に
なる。そのために、ヒステリシスコンパレータの入力信
号が上側のスレショルドレベルＶHを越えられないこと
が起こり、正確なコントロール信号の再生が行われなく
なる。そのため、十分にコントロール信号の再生ができ
ず、再生画像に乱れが生じ易い。このようなことを回避
するために上下のスレショルドレベルＶH，ＶLの幅を小
さく採るか、あるいはスレショルドレベルＶHのレベル
を低くするとＳ／Ｎ比が低下する問題がある。この発明
の目的は、このような従来技術の問題点を解決するもの
であって、低電圧駆動において、磁気ヘッドからの入力
信号に対してダイナミックレンジを大きく採ることがで
きるコントロール信号再生回路を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るためのこの発明のビデオ機器のコントロール信号再生
回路の特徴は、磁気ヘッドにより読出されたコントロー
ル信号を受ける出力アンプと、外部から上側，下側それ
ぞれのスレショルド電圧値が設定されてヒステリシス動
作をするヒステリシスコンパレータと、上側，下側のそ
れぞれのスレショルド電圧値および電流出力アンプの出
力信号の振幅の基準レベルとを電源電圧を受けてこれを
分圧することにより発生し上側，下側のそれぞれのスレ
ショルド電圧値をヒステリシスコンパレータに供給する
抵抗分圧回路と、この抵抗分圧回路から基準レベルの電
圧を受けて基準レベルの電圧を発生するボルテージフォ
ロアと、このボルテージフォロアと出力アンプの出力と
の間に挿入された負荷抵抗とを備えていて、ヒステリシ
スコンパレータからコントロールパルスを得るものであ
る。

【０００８】

【発明の実施の形態】このように、電源電圧を分圧する
抵抗分圧回路によりヒステリシスコンパレータの上側，
下側のそれぞれのスレショルド電圧値および電流出力ア
ンプの出力信号の振幅の基準レベルとを発生するように
すれば、これらの電圧がすべて電源電圧の変動に応じて
ダイナミックに変化することになる。そして、ボルテー
ジフォロアにより、基準レベルを負荷抵抗を介して出力
信号の基準レベルとするようにしているので、磁気ヘッ
ドにより読出されたコントロール信号を受ける出力アン
プの出力電流値により負荷抵抗に発生する出力電圧値も
電源電圧に応じてその振幅基準が変化する。これにより
ヒステリシスコンパレータの入力信号は、そのスレショ
ルドを含めて電源電圧の変化に応じて相対的に変化し、
相対的な比較になる。そこで、電源電圧が低下した場合
であっても、電流出力アンプによる出力信号が上側のス
レショルドレベルＶHを越えられないような状態が発生
し難く、また、上下のスレショルドレベルの幅もシフト
されるので小さくしないで済む。

【０００９】したがって、入力信号に対するダイナミッ
クレンジを大きく採ることができ、Ｓ／Ｎ比を低下させ
ないで済み、低電圧駆動においてコントロール信号の再
生が精度よく行われ、再生画像に乱れが発生し難い。ま
た、出力アンプの出力のうち上側のピークレベルに応じ
てこの出力を抑制するゲイン制御回路を設け、前記の抵
抗分圧回路において上側のピークレベルの比較基準値を
発生して出力アンプのゲイン制御をするようにすれば、
電源電圧の変動に応じた上に、出力アンプのゲインを大
きく採ることができ、コントロール信号の再生がより安
定したものとなる。

【００１０】

【実施例】図１は、この発明のビデオ機器のコントロー
ル信号再生回路の一実施例のブロック図であり、図２
は、その動作を説明するための波形図である。なお、図
３と同様な構成要素は同一の符号で示す。図１におい
て、１０は、ビデオ機器のコントロール信号再生回路で
あって、電流出力アンプ１１と、この出力に接続された
負荷抵抗ＲL、電流出力アンプ１１のゲイン制御回路１
２、抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5の直列回路からなる
レベル設定用の分圧回路１３、分圧回路の中間位置であ
る抵抗Ｒ2と抵抗Ｒ3との接続点Ｎの電圧を基準電圧ＶRE
Fとして前記負荷抵抗ＲLに設定するボルテージフォロア
１４、上側閾値比較コンパレータ１５、下側閾値比較コ
ンパレータ１６、出力バッファアンプ１７、切換回路１
８、そして電流源１９とから構成されている。

【００１１】電流出力アンプ１１は、磁気ヘッド１によ
り磁気テープのコントロールトラックから読出されたコ
ントロール信号を受けて増幅する電流出力のプッシュ・
プル形のアンプであって、その出力電流が負荷抵抗ＲL
により電圧信号に変換される。 なお、ここでは、図３
におけるヒステリシスコンパレータ４に対応するものと
してヒステリシスコンパレータ２０が上側閾値比較コン
パレータ１５と、下側閾値比較コンパレータ１６、出力
バッファアンプ１７、切換回路１８、そして電流源１９
とで構成されている。また、電流出力アンプ１１は、ゲ
イン制御アンプ１８により上側ピークレベルを越えたと
きにそのゲインが抑制されるように制御される。このよ
うな関係から電流出力アンプ１１は、あらかじめ大きな
ゲインに設定されている。

【００１２】ここで、分圧回路１３は、電源ラインＶcc
とグランドＧＮＤとの間に抵抗Ｒ5，Ｒ4，Ｒ3，Ｒ2，Ｒ
1の順に接続された直列回路である。上側閾値比較コン
パレータ１５は、基準入力側（−入力）がこの分圧回路
１３の抵抗Ｒ3とＲ4との接続点Ｈに接続され、信号入力
側（＋入力）には電流出力アンプ１１の出力電圧（負荷
ＲLの端子電圧）を受ける。この出力電圧は、負荷抵抗
ＲLの電圧値として電流出力アンプ１１の出力側に発生
する。ここでは、接続点Ｈの電圧が上側のスレショルド
レベルＶHを与えている。下側閾値比較コンパレータ１
６は、基準入力側（−入力）がこの分圧回路１３の抵抗
Ｒ1とＲ2との接続点Ｌに接続され、信号入力側（＋入
力）には前記と同様に電流出力アンプ１１の出力電圧を
受ける。さらに、接続点Ｌの電圧が下側のスレショルド
レベルＶLを与えている。

【００１３】上側閾値比較コンパレータ１５と下側閾値
比較コンパレータ１６の出力は、それぞれ出力バッファ
アンプ１７に入力される。そして、これらコンパレータ
のグランドラインが切換回路１８の入力側にそれぞれ接
続されて、そのグランド電流が電流源１９を介してグラ
ンドＧＮＤへと落とされる。そこで、切換回路１８によ
り選択された一方のコンパレータが有効なものとして動
作する。切換回路１８の接続切換えは、出力バッファア
ンプ１７の出力（コントロールパルスＣＮＴ）に応じて
行われ、出力がＬＯＷレベル（以下“Ｌ”）からＨＩＧ
Ｈレベル（以下“Ｈ”）に移行したときには、下側閾値
比較コンパレータ１６のグランド電流が切換回路１８に
より選択されてこのコンパレータが動作してヒステリシ
スコンパレータ２０の入力信号Ａに対して下側のスレシ
ョルドＶLに対する監視が行われる。これにより、入力
信号ＡがスレショルドＶLを越えるところまで低下した
時点で下側閾値比較コンパレータ１６から“Ｌ”の信号
が出力され、出力バッファアンプ１７に“Ｌ”の出力が
発生する。これにより出力バッファアンプ１７の出力が
“Ｈ”から“Ｌ”になる。

【００１４】出力バッファアンプ１７の出力が“Ｈ”か
ら“Ｌ”に移行したときには、上側閾値比較コンパレー
タ１５のグランド電流が切換回路１８により選択されて
このコンパレータが動作してヒステリシスコンパレータ
２０の入力信号Ａに対して上側のスレショルドＶHの監
視が行われる。これにより、入力信号Ａがスレショルド
ＶHを越えるまで上昇した時点で上側閾値比較コンパレ
ータ１５から“Ｈ”の信号が出力され、出力バッファア
ンプ１７に“Ｈ”の出力が発生する。そして、先の状態
に戻る。

【００１５】ゲイン制御回路１２は、正側のレベル信号
を増幅する正極片側の増幅器であって、基準入力側（−
入力）が分圧回路１３の抵抗Ｒ4とＲ5との接続点Ｐに接
続され、信号入力側（＋入力）に電流出力アンプ１１の
出力電圧を受ける。これにより接続点Ｐの電圧ＶＰを越
えるような出力電圧が電流出力アンプ１１に発生したと
きに、そのレベルに応じて所定の制御電流値を発生させ
て電流出力アンプ１１の出力電流値を絞り込み、出力電
流を抑える。これにより電流出力アンプ１１の出力電圧
を抑制するゲイン制御を行う。

【００１６】このような回路構成においては、分圧回路
１３において、接続点Ｐの電圧ＶＰがスレショルドレベ
ルＶHより大きな値を採る。したがって、電流出力アン
プ１１の出力信号ＡのレベルがスレショルドレベルＶH
を越えたときにゲイン制御をして、かつ、大きくその増
幅率を低減させるゲイン制御をすることができる。これ
により他の分圧抵抗との関係でスレショルドレベルＶH
を任意の点に設定することが可能になる。同様に、スレ
ショルドレベルＶLも抵抗Ｒ1とＲ2の抵抗値と他の分圧
抵抗との関係でスレショルドレベルＶHより低い範囲で
任意の点に設定することが可能になる。さらに、抵抗Ｒ
2と抵抗Ｒ4との接続点Ｎの電圧ＶREFも同様に、他の分
圧抵抗との関係でスレショルドレベルＶLとスレショル
ドレベルＶHとの間において任意の点に設定することが
可能であり、これによる設定電圧は、ボルテージフォロ
ア１４を介して負荷抵抗ＲLの出力と反対側の電圧とし
てバイアス設定されるので、電流出力アンプ１１の出力
信号Ａの振幅基準レベルを与えることができる。

【００１７】そして、低電圧駆動状態において電源電圧
が低下したときにあっても、それに応じて出力信号Ａの
振幅基準レベルを同時にシフトさせることができる。し
かも、このとき同時に、スレショルドレベルＶLとスレ
ショルドレベルＶHとがともにシフトする。言い換えれ
ば、基準レベルＶREFからヒステリシスコンパレータの
上下のスレショルドレベルＶH，ＶLを電源電圧Ｖccに応
じてダイナミックに変動させることができる。すなわ
ち、電源電圧が定常状態にあるときには、電流出力アン
プ１１の出力信号Ａと、スレショルドレベルＶL，スレ
ショルドレベルＶHとの関係が図４（ａ）に示すように
状態になっているが、電源電圧Ｖccが低下すると、その
低下に応じて、図２（ａ）に示すように出力信号Ａの振
幅基準レベルＶREFがグランドＧＮＤ側にシフトし、こ
のとき同時に、スレショルドレベルＶLとスレショルド
レベルＶHとがともにグランドＧＮＤにシフトする。ス
レショルドレベルＶHとスレショルドレベルＶLとの幅
は、あまり減少しない。また、スレショルドレベルＶH
を越えるような出力電圧が電流出力アンプ１１に発生し
たときには、それが抑制される。

【００１８】これにより、上側のスレショルドレベルＶ
Lと出力信号Ａとのずれ関係が抑制されて、再生される
コントロールパルスが電源電圧の変動に影響されること
なく、図２（ｂ）に示すようにコントロールパルスＣＮ
Ｔが出力バッファアンプ１７（ヒステリシスコンパレー
タ）から出力される。ここで、図２（ａ）における電源
電圧ＶccとＶcc／２（図４（ａ）における基準レベルＶ
REF）との差をＶ1とし、図２（ａ）における電源電圧Ｖ
ccと基準レベルＶREFとの差をＶ2とし、図４（ａ）にお
けるスレショルドレベルＶHとスレショルドレベルＶLと
の差をＶ3とし、これに対応する図２（ａ）におけるス
レショルドレベルＶHとスレショルドレベルＶLとの差を
Ｖ4とた場合に、この発明にあっては、Ｖ1／Ｖ3≒Ｖ2／
Ｖ4とすることができる。その結果、低い電源電圧にお
いて電圧が低下しても不安定にならずにコントロールパ
ルスの再生が可能になる。以上説明してきたが、実施例
では、ヒステリシスコンパレータを２つのコンパレータ
とバッファアンプにより構成しているが、この発明は、
このような構成に限定されるものではない。また、実施
例において、増幅率が制御される電流出力アンプは、説
明の都合上、電流出力であることを強調しているが、負
荷抵抗ＲLに出力電圧を発生する通常の出力アンプであ
ってもよいことはもちろんである。

【００１９】

【発明の効果】以上の説明したように、この発明にあっ
ては、電源電圧を分圧する抵抗分圧回路によりヒステリ
シスコンパレータの上側，下側のそれぞれのスレショル
ド電圧値および電流出力アンプの出力信号の振幅の基準
レベルとを発生するようにすれば、これらの電圧がすべ
て電源電圧の変動に応じてダイナミックに変化すること
になり、ボルテージフォロアにより、基準レベルを負荷
抵抗を介して出力信号の基準レベルとするようにしてい
るので、磁気ヘッドにより読出されたコントロール信号
を受ける出力アンプの出力電流値により負荷抵抗に発生
する出力電圧値も電源電圧に応じてその振幅基準が変化
する。これによりヒステリシスコンパレータの入力信号
は、そのスレショルドを含めて電源電圧の変化に応じて
相対的に変化し、相対的な比較になる。そこで、電源電
圧が低下した場合であっても、電流出力アンプによる出
力信号が上側のスレショルドレベルＶHを越えられない
ような状態が発生し難く、また、上下のスレショルドレ
ベルの幅もシフトされるので小さくしないで済む。した
がって、入力信号に対するダイナミックレンジを大きく
採ることができ、Ｓ／Ｎ比を低下させないで済み、低電
圧駆動においてコントロール信号の再生が精度よく行わ
れ、再生画像に乱れが発生し難い。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明のビデオ機器のコントロール
信号再生回路の一実施例のブロック図である。

【図２】図２（ａ），（ｂ）は、図１のコントロール信
号再生回路の動作を説明するための波形図である。

【図３】図３は、このようなビデオ機器のＡＧＣアンプ
付きのコントロール信号再生回路の概要であり、

【図４】図４（ａ）〜（ｃ）は、図３におけるコントロ
ール信号再生回路の動作を説明する波形図である。

【符号の説明】

１０…コントロール信号再生回路、 １１…電流出力アンプ、 １２…ゲイン制御回路、 １３…分圧回路、 １４…ボルテージフォロア、 １５…上側閾値比較コンパレータ、 １６…下側閾値比較コンパレータ、 １７…出力バッファアンプ、 ＲL…負荷抵抗、 Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5…抵抗。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】磁気ヘッドにより読出されたコントロール
   信号を受ける出力アンプと、外部から上側，下側それぞ
   れのスレショルド電圧値が設定されてヒステリシス動作
   をするヒステリシスコンパレータと、前記上側，下側の
   それぞれのスレショルド電圧値および前記電流出力アン
   プの出力信号の振幅の基準レベルとを電源電圧を受けて
   これを分圧することにより発生し前記上側，下側のそれ
   ぞれのスレショルド電圧値を前記ヒステリシスコンパレ
   ータに供給する抵抗分圧回路と、この抵抗分圧回路から
   前記基準レベルの電圧を受けて前記基準レベルの電圧を
   発生するボルテージフォロアと、このボルテージフォロ
   アと前記出力アンプの出力との間に挿入された負荷抵抗
   とを備え、前記ヒステリシスコンパレータからコントロ
   ールパルスを得るビデオ機器のコントロール信号再生回
   路。
2. 【請求項２】前記抵抗分圧回路は、さらに前記基準レベ
   ルに対して上側のピーク信号に対する比較基準電圧値を
   前記電源電圧を受けてこれを分圧することにより発生す
   るものであり、前記ヒステリシスコンパレータは、前記
   上側のスレショルド電圧値を比較基準電圧として受け前
   記出力アンプの出力を入力とする第１のコンパレータ
   と、前記下側のスレショルド電圧値を比較基準電圧とし
   て受け前記出力アンプの出力を入力とする第２のコンパ
   レータとバッファアンプとを有し、前記比較基準電圧値
   と前記出力アンプの出力電圧とに応じて前記出力アンプ
   の増幅率を制御する請求項１記載のビデオ機器のコント
   ロール信号再生回路。