JPH10290565A

JPH10290565A - 電圧垂下抑制回路

Info

Publication number: JPH10290565A
Application number: JP9756797A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Miyazaki; 貴裕宮崎
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1997-04-15
Filing date: 1997-04-15
Publication date: 1998-10-27

Abstract

(57)【要約】【課題】直流電源の電圧をドロップさせて負荷に供給
する電源装置に於ける電圧垂下抑制回路に関し、電源ス
イッチのオン時に、所定値以上の電圧が負荷に供給され
ないように抑制する。【解決手段】直流電源１から負荷２に電圧を、スイッ
チング・トランジスタ５によるスイッチング動作によっ
てドロップさせ、そのスイッチング動作による変換電力
をトランス６の二次側から直流電源１に帰還させるスイ
ッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３を有する電源装置に
於いて、入力側コンデンサ８を有するスイッチングＤＣ
／ＤＣコンバーター３と直列に、ドロップ電圧を制御す
るトランジスタ１１を有するシリーズレギュレーター４
を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源の電圧を
ドロップさせて負荷に供給する電源装置に於ける電圧垂
下抑制回路に関する。直流電源の電圧が負荷が必要とす
る電圧より高い場合に、直流電源の電圧をドロップさせ
て負荷に供給する構成が採用されている。例えば、加入
者回路に於いて、定電流給電を行う為に、加入者線の距
離が長い場合は、電源電圧を高くする必要があり、反対
に加入者線の距離が短い場合は、電源電圧を低くする必
要がある。従って、電源電圧を低くする場合は、直流電
源の電圧をドロップさせて供給することになる。このよ
うな電圧ドロップにより負荷に給電する電源装置の安定
化を図ることが要望されている。

【０００２】

【従来の技術】図１０は従来例の説明図であり、（Ａ）
は直流電源１０１の電圧Ｖｉより低い電圧Ｖｒを必要と
する負荷１０２に、ツェナーダイオード１０３により電
圧Ｖｚをドロップさせて電圧を供給する場合を示し、負
荷１０２に流れる電流をＩ₁とすると、ツェナーダイオ
ード１０３に於いては、（Ｉ₁×Ｖｚ）の電力損失が生
じる。

【０００３】そこで、（Ｂ）に示すように、負荷１０２
に直列にスイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター（ＤＣ／
ＤＣ）１０４を接続する構成が採用されている。スイッ
チングＤＣ／ＤＣコンバーター１０４は、スイッチング
によって電圧をドロップし、且つスイッチングによる変
換電力を直流電源１０１に帰還するものである。

【０００４】その場合、前述と同様に、直流電源１０１
の電圧をＶｉ、負荷１０２の電圧をＶｒ、スイッチング
ＤＣ／ＤＣコンバーター１０４によるドロップ電圧をＶ
ｚ、負荷１０２に流れる電流をＩ₁、直流電源１０１に
帰還する電流をＩ₂とし、スイッチングＤＣ／ＤＣコン
バーター１０４の効率をＥｆｆとすると、スイッチング
ＤＣ／ＤＣコンバーター１０４の電力損失ＰＬは、ＰＬ＝Ｖｚ・Ｉ₁−Ｖｉ・Ｉ₂＝Ｖｚ・Ｉ₁・（１−Ｅ
ｆｆ）と表すことができる。従って、効率Ｅｆｆが１００％に
近づく程、電力損失ＰＬを低減することができる。

【０００５】図１１は従来例の要部回路図であり、１０
１は直流電源、１０２は負荷、１０４はスイッチングＤ
Ｃ／ＤＣコンバーター、１０５はスイッチング・トラン
ジスタ、１０６はトランス、１０７は制御部、１０８は
入力側コンデンサ、１０９はダイオード、１１０はコン
デンサ、１１１は比較器、１１２は誤差増幅器、１１３
は鋸歯状波発生器、１１４は基準電源、１１５，１１６
は抵抗、１１７は電源スイッチである。

【０００６】スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター１０
４の動作を簡単に説明すると、入力側コンデンサ１０８
の端子電圧を抵抗１１５，１１６で分圧し、基準電源１
１４の基準電圧に対する誤差分を誤差増幅器１１２によ
り求め、比較器１１１に於いて鋸歯状波発生器１１３か
らの鋸歯状波電圧と誤差増幅器１１２からの誤差信号と
を比較し、その比較出力信号に従ってスイッチング・ト
ランジスタ１０５のオン，オフ期間を制御する。この場
合、電圧Ｖｚが高くなると、オン期間を短くし、電圧Ｖ
ｚが低くなると、オン期間を長くするような比較出力信
号が、スイッチング・トランジスタ１０５のゲートに印
加される。

【０００７】このスイッチング・トランジスタ１０５は
トランス１０６の一次巻線と直列に接続され、二次巻線
にダイオード１０９とコンデンサ１１０とからなる整流
平滑部が接続され、整流出力電圧が直流電源１０１に帰
還されるように接続されている。例えば、スイッチング
・トランジスタ１０５のオン期間が長くなると、トラン
ス１０６の二次巻線から整流平滑部を介して直流電源１
０１に帰還される電力が増加し、電圧Ｖｚが高くなり、
反対に、スイッチング・トランジスタ１０５のオン期間
が短くなると、トランス１０６の二次巻線から整流平滑
部を介して直流電源１０１に帰還される電力が減少し、
電圧Ｖｚは低くなる。

【０００８】従って、入力側コンデンサ１０８の端子電
圧Ｖｚに対応した基準電源１１４の電圧を設定すること
により、比較器１１１の出力信号によりスイッチング・
トランジスタ１０５のオン，オフ期間が制御され、且つ
スイッチングによる変換電力が直流電源１０１に帰還さ
れるから、直流電源１０１の電圧Ｖｉを電圧Ｖｚだけド
ロップさせて負荷１０２に所望の電圧Ｖｒを印加する場
合の電力損失を低減することができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】スイッチングＤＣ／Ｄ
Ｃコンバーター１０４は、前述のように、入力側コンデ
ンサ１０８を備えており、このスイッチングＤＣ／ＤＣ
コンバーター１０４を介して負荷１０１に電圧Ｖｒを印
加する場合、電源スイッチ１１７をオンとすると、入力
側コンデンサ１０８と負荷１０２とが直流電源１０１に
直列に接続された状態となり、入力側コンデンサ１０８
は直流電源１０１から負荷１０２を介して徐々に充電さ
れ、その端子電圧Ｖｚは徐々に上昇する。従って、その
時点ではスイッチング・トランジスタ１０５はオフ状態
となり、負荷１０２の電圧Ｖｒは設定値に比較して大き
な電圧となる。

【００１０】例えば、電圧Ｖｚは図１０の（Ｃ）、電圧
Ｖｒは図１０の（Ｄ）に示すように変化する。即ち、電
源スイッチ１１７をオンとした瞬間には、負荷１０２の
電圧Ｖｒは直流電源の電圧Ｖｉから徐々に低下し、入力
側コンデンサ１０８の端子電圧Ｖｚが上昇して、時刻ｔ
１に於いて、スイッチング・トランジスタ１０５がオ
ン，オフ制御される状態となると、入力側コンデンサ１
０８の端子電圧Ｖｚは一定となるように制御され、それ
によって、負荷１０２の電圧Ｖｒは一定化されることに
なる。

【００１１】従って、電源スイッチ１１７をオンとした
時に、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター１０４が動
作を開始していないことにより、負荷１０２には、瞬間
的に直流電源１０１の電圧Ｖｉが印加される問題があ
る。本発明は、電源スイッチのオン時に於いても、負荷
に所定値以上の電圧が印加されないように構成すること
を目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の電圧垂下抑制回
路は、（１）直流電源１から負荷２に印加する電圧をス
イッチング動作によってドロップさせ、且つスイッチン
グ動作による変換電力を直流電源１に帰還させるスイッ
チングＤＣ／ＤＣコンバーター３を有する電源装置に於
いて、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３に直列に
接続し、直流電源１から負荷２に印加する電圧をドロッ
プさせるシリーズレギュレーター４を設けている。この
シリーズレギュレーター４により、電源スイッチ１７を
オンとした時の直流電源１の電圧Ｖｉをドロップさせ
て、負荷２の電圧Ｖｒを所定値に抑制する。

【００１３】又（２）入力側コンデンサ８を有するスイ
ッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３と、電圧をドロップ
させるトランジスタ１１を有するシリーズレギュレータ
ー４とを直列に接続し、入力側コンデンサ８の端子電圧
が所定値に上昇したことを検出して、シリーズレギュレ
ーター４のトランジスタ１１を完全オン状態に制御する
回路を設ける。即ち、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバー
ター３が動作を開始した後は、シリーズレギュレーター
４の動作を停止させてスルー状態とする。

【００１４】又（３）スイッチングＤＣ／ＤＣコンバー
ター３による設定ドロップ電圧に比較して、シリーズレ
ギュレーター４による設定ドロップ電圧を低く設定す
る。電源スイッチ１７をオンとした後、シリーズレギュ
レーター４によるドロップ電圧を次第に小さくし、スイ
ッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３によるドロップ電圧
を次第に大きくして、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバー
ター３により、負荷２に印加する電圧Ｖｒを所定値とす
る。

【００１５】又（４）スイッチングＤＣ／ＤＣコンバー
ター３の障害検出により、シリーズレギュレーター４の
トランジスタ１１を完全オフ状態に制御する保護回路を
設けることができる。

【００１６】又（５）スイッチングＤＣ／ＤＣコンバー
ター３の保護回路は、トランスの二次巻線の誘起電圧を
検出して基準電圧と比較する比較器と、この比較器によ
りトランスの二次巻線の誘起電圧が基準電圧以下に低下
した時に、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーターの障害
発生として、シリーズレギュレーター４のトランジスタ
１１を完全オフ状態に制御する制御回路とを設けること
ができる。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の説明図であり、１は直流電源、２は負荷、３はスイッ
チングＤＣ／ＤＣコンバーター、４はシリーズレギュレ
ーター、５はスイッチング・トランジスタ、６はトラン
ス、７はスイッチングＤＣ／ＤＣコンバーターの制御
部、８は入力側コンデンサ、９はダイオード、１０はコ
ンデンサ、１１はトランジスタ、１２はシリーズレギュ
レーターの制御部、１７は電源スイッチである。

【００１８】スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３
は、従来例のスイッチングＤＣ／ＤＣコンバーターと同
様な構成を有し、トランス６の一次巻線と直列にスイッ
チング・トランジスタ５が接続され、入力側コンデンサ
８の端子電圧Ｖｃが設定値となるように、制御部７によ
りスイッチング・トランジスタ５のオン，オフ期間が制
御され、トランス６の二次巻線に接続されたダイオード
９とコンデンサ１０とからなる整流平滑部を介して、変
換電力が直流電源１に帰還される。

【００１９】又シリーズレギュレーター４は、端子間電
圧が所定の電圧Ｖｚとなるように、制御部１２によりト
ランジスタ１１が制御され、このトランジスタ１１によ
るドロップ電圧Ｖｄが制御される。従って、電源スイッ
チ１７をオンとした瞬間、スイッチングＤＣ／ＤＣコン
バーター３の入力側コンデンサ８の充電電荷は零であり
（Ｖｃ＝０）、又シリーズレギュレーター４の制御部１
２の端子間電圧がＶｚとなるように、即ち、Ｖｚ≒Ｖｄ
となるようにトランジスタ１１を制御するから、負荷２
に印加される電圧Ｖｒは、Ｖｒ＝Ｖｉ−Ｖｚとなる。そ
して、入力側コンデンサ８が負荷２を介して徐々に充電
され、Ｖｚ＝Ｖｃ−Ｖｄとなるから、トランジスタ１１
によるドロップ分Ｖｃが減少するように制御される。

【００２０】図２は本発明の第１の実施の形態の要部回
路図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、１３は
トランジスタ、１４はシャントレギュレーター、Ｒ１〜
Ｒ６は抵抗である。シリーズレギュレーター４の制御部
１２は、トランジスタ１３とシャントレギュレーター１
４と抵抗Ｒ１〜Ｒ６とからなる場合を示し、又スイッチ
ングＤＣ／ＤＣコンバーター３の制御部７は、例えば、
図１１の制御部１０７と同様な構成を適用することがで
きる。

【００２１】制御部１２は、ドロップすべき電圧Ｖｚを
抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧し、シャントレギュレーター
１４を制御し、電圧Ｖｚに対応してトランジスタ１３を
制御し、このトランジスタ１３を介してトランジスタ１
１のゲートに制御電圧を印加する。従って、電圧Ｖｚが
高くなると、トランジスタ１１のゲートにトランジスタ
１３を介して印加する制御電圧を上昇させて、トランジ
スタ１１による電圧のドロップ分を小さくする。又電圧
Ｖｚが低くなると、トランジスタ１１のゲートにトラン
ジスタ１３を介して印加する制御電圧を低下させて、ト
ランジスタ１１による電圧のドロップ分を大きくする。
それによって、電圧Ｖｚを予め設定した所定値に維持す
ることができる。

【００２２】図３は本発明の第１の実施の形態の動作説
明図であり、時刻ｔ０に電源スイッチ１７をオンとする
と、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３の入力側コ
ンデンサ８と、シリーズレギュレーター４のトランジス
タ１１とを介して、直流電源１から負荷２に電圧が印加
される。この時、入力側コンデンサ８の端子電圧Ｖｃは
ほぼ零である。従って、シリーズレギュレーター４を設
けていない従来例に於いては、直流電源１の電圧Ｖｉが
そのまま負荷２に印加される。

【００２３】しかし、本発明に於いては、シリーズレギ
ュレーター４のトランジスタ１１によるドロップ電圧Ｖ
ｄにより、負荷２には、Ｖｒ＝Ｖｉ−Ｖｄの電圧が印加
されることになる。又入力側コンデンサ８は、シリーズ
レギュレーター４のトランジスタ１１と負荷２とを介し
て充電されることになり、従って、端子電圧Ｖｃは実線
で示すように徐々に上昇する。

【００２４】制御部１２は、電圧Ｖｚを検出してトラン
ジスタ１１を制御するもので、入力側コンデンサ８の端
子電圧Ｖｃの上昇に従って、トランジスタ１１によるド
ロップ電圧Ｖｄを点線で示すように徐々に低下させるこ
とになる。従って、端子間電圧Ｖｚは、ほぼ一定のＶｚ
₁となる。それによって、負荷２の電圧Ｖｒは、Ｖｉ−
Ｖｚ₁＝Ｖｒ₁となる。

【００２５】そして、時刻ｔ１に於いて、Ｖｃ＝Ｖｚ₁
となると、シリーズレギュレーター４のトランジスタ１
１は完全なオン状態となり、又制御部７がスイッチング
・トランジスタ５の制御を開始する。そして、スイッチ
ングＤＣ／ＤＣコンバーター３による電圧ドロップはＶ
ｚ₂となる。なお、予めＶｚ₁＜Ｖｚ₂の関係に設定し
ておくもので、それによって、シリーズレギュレーター
４のトランジスタ１１が完全にオン状態となり、次に、
スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３による電圧のド
ロップ制御が行われる。そして、負荷２に印加される電
圧Ｖｒは、Ｖｉ−Ｖｚ₂＝Ｖｒ₂となる。

【００２６】図４は本発明の第２の実施の形態の説明図
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、２１はシリ
ーズレギュレーター４のトランジスタ１１を完全オン状
態とする為のスイッチである。

【００２７】この実施の形態に於いては、電源スイッチ
１７をオンとした時に、シリーズレギュレーター１２の
トランジスタ１１により電圧Ｖｚをドロップさせること
によって、負荷２に印加される電圧Ｖｒを所定値に抑制
し、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３の入力側コ
ンデンサ８の端子電圧ＶｃがＶｃ≒Ｖｚとなった以降
は、スイッチ２１をオンとして、シリーズレギュレータ
ー４のトランジスタ１１を完全オン状態とし、それ以降
のスイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター４により、所望
の電圧Ｖｚのドロップを生じさせるものである。

【００２８】図５は本発明の第２の実施の形態の要部回
路図であり、図２と同一符号は同一部分を示し、Ｒ７〜
Ｒ９は抵抗、２２は比較器、２３は基準電圧Ｖｒ₁の基
準電源、２４はホトカプラである。スイッチングＤＣ／
ＤＣコンバーター３の入力側コンデンサ８の端子電圧を
抵抗Ｒ７，Ｒ８により分圧し、基準電圧Ｖｒ₁と比較器
２２により比較し、分圧電圧が基準電圧Ｖｒ₁を超える
と、即ち、入力側コンデンサ８の端子電圧が所定値を超
えると、ホトカプラ２４をオンとする。

【００２９】それによって、制御部１２のトランジスタ
１３が、ホトカプラ２４のホトトランジスタを介してバ
イパスされる状態となり、シリーズレギュレーター４の
トランジスタ１１のゲートに、ホトカプラ２４のホトト
ランジスタと、抵抗Ｒ５とを介して電圧が印加され、ト
ランジスタ１１は完全オン状態となる。そして、スイッ
チングＤＣ／ＤＣコンバーター３は、制御部７により入
力側コンデンサ８の端子電圧が所定値となるようにスイ
ッチング・トランジスタ５のオン，オフ期間を制御し、
所定の電圧Ｖｚのドロップを生じさせる。

【００３０】図６は本発明の第２の実施の形態の動作説
明図であり、直流電源１の電圧Ｖｉと、ドロップ電圧Ｖ
ｚと、入力側コンデンサ８の端子電圧Ｖｃと、比較器２
２の出力信号ＰＣとを示し、時刻ｔ０に電源スイッチ１
７をオンとすると、前述のように、シリーズレギュレー
ター４によりＶｚ₁のドロップ電圧となり、又入力側コ
ンデンサ８の端子電圧Ｖｃは徐々に上昇する。又比較器
２２の出力信号ＰＣは、ハイレベル（“１”）となる。
従って、ホトカプラ２４の発光ダイオードには電流が流
れない状態となる。

【００３１】入力側コンデンサ８の端子電圧Ｖｃが上昇
して、Ｖｚ₁≒Ｖｃとなると、比較器２４の出力信号Ｐ
Ｃがローレベル（“０”）となる。それによって、ホト
カプラ２４の発光ダイオードに電流が流れ、ホトトラン
ジスタはオン状態となる。それによって、制御部１２の
トランジスタ１３はホトトランジスタによってバイパス
され、シリーズレギュレーター４のトランジスタ１１は
完全オン状態となる。又スイッチングＤＣ／ＤＣコンバ
ーター３の制御部７によりスイッチング・トランジスタ
５のオン，オフ期間の制御が開始され、入力側コンデン
サ８の端子電圧Ｖｃは一定化され、このスイッチングＤ
Ｃ／ＤＣコンバーター３によるドロップ電圧はＶｚ₂と
なる。

【００３２】従って、シリーズレギュレーター４を設け
たことによって、電源スイッチ１７をオンとした直後
に、負荷２に直流電源１の電圧Ｖｉが負荷２に直接的に
印加されることを防止し、且つ前述の実施の形態に於け
るＶｚ₁＜Ｖｚ₂の条件は不要となり、任意のドロップ
電圧の関係に設定することができるものであり、スイッ
チングＤＣ／ＤＣコンバーター３による低電力損失の電
圧ドロップ制御を行うことができる。

【００３３】図７は本発明の第３の実施の形態の説明図
であり、図１及び図４と同一符号は同一部分を示し、３
１は保護回路、３２はトランジスタ等によるスイッチで
ある。この実施の形態は、保護回路３１によりスイッチ
ングＤＣ／ＤＣコンバーター３が正常に動作しているか
否かを監視し、異常時に、スイッチ３２をオンとして、
シリーズレギュレーター４のトランジスタ１１を完全オ
フ状態に制御して、負荷２に異常な電圧が印加されない
ように保護するものである。

【００３４】電源スイッチ１７をオンとした後は、前述
の各実施の形態と同様に、スイッチングＤＣ／ＤＣコン
バーター３により電力損失を低減し、直流電源１の電圧
Ｖｉをドロップして負荷２に電圧Ｖｒを印加し、且つ電
源スイッチ１７のオン時に、シリーズレギュレーター４
によって負荷２に直流電源１の電圧Ｖｉが直接的に印加
されないように制御するものである。

【００３５】そして、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバー
ター３の障害発生を保護回路３１が検出すると、スイッ
チ３２をオンとする。それによって、トランジスタ１１
のゲートに電圧が印加されなくなるから、完全オフ状態
となり、負荷２を保護することができる。この場合の保
護回路３１は、例えば、スイッチング・トランジスタ５
のオン，オフ期間を監視し、連続的にオン状態が継続す
る場合は、短絡障害と判定する構成や、トランス６の二
次巻線の誘起電圧を監視し、スイッチング・トランジス
タ５がオン，オフ動作を停止する障害の時は、トランス
６の二次巻線の誘起電圧が零となるから、これを検出し
てスイッチング・トランジスタ５又は制御部７の障害と
判定する構成等を適用することができる。

【００３６】図８は本発明の第３の実施の形態の要部回
路図であり、図２と同一符号は同一部分を示し、Ｒ１０
〜Ｒ１３は抵抗、３３，３４は比較器、３５はホトカプ
ラ、３６，３７は基準電源、３８はコンデンサ、３９は
ダイオードである。この実施の形態に於ける保護回路
は、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３と比較器３３，３４と、コンデ
ンサ３８と基準電源３６，３７とを含み、ホトカプラ３
５が図７に於けるスイッチ３２に対応する。

【００３７】電源スイッチ１７をオンとすると、コンデ
ンサ３８は抵抗Ｒ１２を介して直流電源１により充電さ
れ、徐々にコンデンサ３８の端子電圧が上昇する。この
コンデンサ３８の端子電圧の基準電源３７の基準電圧Ｖ
ｒａと比較器３３により比較し、コンデンサ３８の端子
電圧が基準電圧Ｖｒａを超えるまで、出力信号はローレ
ベル（“０”）となる。

【００３８】又抵抗Ｒ１０，Ｒ１１によりトランス６の
二次巻線の整流平滑出力電圧（ダイオード９により整流
され、コンデンサ１０により平滑化された電圧）を分圧
し、基準電源３６の基準電圧Ｖｒｂと比較する。この
時、比較器３３の出力信号がローレベル（“０”）の状
態であると、比較器３４の出力信号はハイレベル
（“１”）となり、ホトカプラ３５の発光ダイオードに
は電流が流れないから、ホトトランジスタはオフ状態と
なっている。

【００３９】又電源スイッチ１７をオンとした時の負荷
２に印加される電圧Ｖｒについては、前述の各実施の形
態と同様に、シリーズレギュレーター４のトランジスタ
１１によるドロップ分により、直流電源１の電圧Ｖｉが
そのまま印加されることを回避することができる。そし
て、スイッチングＤＣ／ＤＣレギュレーター３の入力側
コンデンサ８の端子電圧の上昇に従ってシリーズレギュ
レーター４に於いて負担する電圧ドロップ分が減少し、
トランジスタ１１を完全オン状態とした時に、スイッチ
ングＤＣ／ＤＣコンバーター３のスイッチング動作によ
って、所定の電圧ドロップ分を生じさせることができ
る。

【００４０】そして、制御部７又はスイッチング・トラ
ンジスタ５の障害によって、スイッチング・トランジス
タ５が短絡状態となると、電圧ドロップ動作が停止し
て、負荷２に直流電源１の電圧Ｖｉに近い電圧が印加さ
れる。この時、シリーズレギュレーター４を動作状態と
することにより、負荷２に印加される電圧の上昇を回避
することもできるが、ツェナーダイオードによって電圧
ドロップを行う場合と同様に、電力損失が生じる問題が
ある。そこで、保護回路が動作するものであり、スイッ
チング・トランジスタ５のオン，オフ動作が停止するこ
とによって、トランス６の二次巻線の誘起電圧は零とな
る。従って、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１による分圧電圧も零と
なる。

【００４１】この時点に於いては、電源スイッチ１７オ
ンからコンデンサ３８は抵抗Ｒ１２を介した充電完了の
時点を過ぎているから、比較器３３の出力信号はハイレ
ベル（“１”）となっている。そして、抵抗Ｒ１０，Ｒ
１１による分圧電圧がほぼ零となるから、比較器３４の
出力信号はローレベル（“０”）となり、ホトカプラ３
５の発光ダイオードに直流電源１から電流が流れて発光
し、ホトトランジスタはオン状態となる。それにより、
シリーズレギュレーター４のトランジスタ１１のゲート
とソースとの間が短絡されて、トランジスタ１１は完全
オフ状態となる。即ち、負荷２に対して電源供給回路を
遮断して保護することができる。

【００４２】図９は本発明の第３の実施の形態の動作説
明図であり、Ｖｉは直流電源１の電圧、Ｖｚはドロップ
電圧、Ｖｃａはコンデンサ３８の端子電圧、Ｖｒｂは比
較３４に入力される基準電圧、Ｖｓｏはトランス６の二
次巻線に誘起された電圧の整流平滑出力電圧、ＰＣａは
比較器３４の出力信号、Ｖｄはシリーズレギュレーター
４のトランジスタ１１のドロップ電圧を示す。

【００４３】時刻ｔ０に電源スイッチ１７をオンとする
と、直流電源１からシリーズレギュレーター４とスイッ
チングＤＣ／ＤＣコンバーター３とを介して負荷２に印
加する直流電圧Ｖｉの立上りとなり、ドロップ電圧Ｖｚ
はＶｚ₁となる。又コンデンサ３８の端子電圧Ｖｃａ
は、抵抗Ｒ１２を介して直流電圧Ｖｉにより充電されて
徐々に上昇し、基準電源３７の基準電圧Ｖｒａを超える
までは、比較器３３の出力信号はローレベル（“０”）
となる。

【００４４】従って、比較器３４の出力信号ＰＣａはハ
イレベル（“１”）となり、ホトカプラ３５の発光ダイ
オードには電流が流れない。又トランス６の二次巻線に
誘起された電圧の整流平滑出力電圧Ｖｓｏは、スイッチ
ングＤＣ／ＤＣコンバーター３が入力側コンデンサ８の
端子電圧の上昇に従って徐々に動作することに伴って徐
々に上昇する。又シリーズレギュレーター４のトランジ
スタ１１の電圧Ｖｄは時刻ｔ０では最大となり、入力側
コンデンサ８の端子電圧の上昇に伴って次第に低下す
る。

【００４５】時刻ｔ１に例えばシリーズレギュレーター
４のトランジスタ１１が完全オン状態となり、スイッチ
ングＤＣ／ＤＣコンバーター３によりドロップ電圧Ｖｚ
が少し大きくなってＶｚ₂となる場合を示すが、前述の
ように、トランジスタ１１を完全にオン状態とする回路
を付加すれば、Ｖｚ₁≧Ｖｚ₂の関係に選定すること可
能である。又時刻ｔ１以降は、トランス６の二次巻線の
誘起電圧の整流平滑出力電圧Ｖｓｏはほぼ一定値とな
る。

【００４６】そして、時刻ｔ２に於いて、コンデンサ３
８の端子電圧Ｖｃａが、基準電源３７の基準電圧Ｖｒａ
を超えると、比較器３３の出力信号はハイレベル
（“１”）となり、基準電源３６の基準電圧Ｖｒｂが比
較器３４に入力される。その時点では、トランス６の二
次巻線に誘起された電圧の整流平滑出力電圧Ｖｓｏは、
所定値を維持しているから、比較器３４の出力信号はハ
イレベル（“１”）を維持することになる。

【００４７】例えば、時刻ｔ３に於いて、スイッチング
ＤＣ／ＤＣコンバーター３のトランジスタ５が短絡状態
となると、ドロップ電圧Ｖｚはほぼ零となり、又トラン
ス６の二次巻線の誘起電圧の整流平滑出力電圧Ｖｓｏも
零となる。それによって、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１による分
圧電圧が基準電圧Ｖｒｂより低くなり、比較器３４の出
力信号ＰＣａはローレベル（“０”）となる。

【００４８】比較器３４の出力信号ＰＣａがローレベル
（“０”）となると、ホトカプラ３５の発光ダイオード
に電流が流れて発光し、ホトトランジスタがオン状態と
なる。それによって、シリーズレギュレーター４のトラ
ンジスタ１１のゲートとソース間とが短絡された状態と
なって、トランジスタ１１は完全オフ状態となる。それ
によって、負荷２に印加される電圧は遮断され、直流電
源１の電圧Ｖｉが直接的に印加される状態を回避するこ
とができる。

【００４９】本発明は、前述の各実施の形態にのみ限定
されるものではなく、種々付加変更することができるも
のであり、第２の実施の形態と第３の実施の形態とを組
合せることも可能であり、又電界効果トランジスタとし
て示すスイッチング・トランジスタ５及びトランジスタ
１１は、バイポーラ・トランジスタとすることも可能で
ある。又ホトカプラ２４，３５は、トランジスタ等によ
るスイッチ素子とすることも可能である。又シリーズレ
ギュレーター４の制御部１２は、他の既に知られている
回路構成を適用することも可能である。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、スイッ
チングＤＣ／ＤＣコンバータ３とシリーズレギュレータ
ー４とを設けて、直流電源１から負荷２に電圧をドロッ
プさせて供給するものであり、スイッチングＤＣ／ＤＣ
コンバーター３による低消費電力化と共に、電源スイッ
チ１７をオンとした時の負荷２に印加される電圧を、シ
リーズレュギレーター４によって低下させて、直流電源
１の電圧Ｖｉが直接的に負荷２に印加されないように抑
制するものであり、負荷２を保護し、電源装置の安定化
を図ることができる利点がある。

【００５１】又シリーズレギュレーター４のトランジス
タ１１を、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター３の入
力側コンデンサ８の端子電圧が所定値に上昇した時に、
完全オン状態に制御することにより、シリーズレギュレ
ーター４のドロップ電圧と、スイッチングＤＣ／ＤＣコ
ンバーター３のドロップ電圧との関係を任意に選定する
ことができる利点があり、又障害発生時に、トランジス
タ１１を完全オフ状態に制御することにより、負荷２を
保護することができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。

【図２】本発明の第１の実施の形態の要部回路図であ
る。

【図３】本発明の第１の実施の形態の動作説明図であ
る。

【図４】本発明の第２の実施の形態の説明図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態の要部回路図であ
る。

【図６】本発明の第２の実施の形態の動作説明図であ
る。

【図７】本発明の第３の実施の形態の説明図である。

【図８】本発明の第３の実施の形態の要部回路図であ
る。

【図９】本発明の第３の実施の形態の動作説明図であ
る。

【図１０】従来例の説明図である。

【図１１】従来例の要部回路図である。

【符号の説明】

１直流電源２負荷３スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーター４シリーズレギュレーター５スイッチング・トランジスタ６トランス７制御部８入力側コンデンサ１１トランジスタ１２制御部１７電源スイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源から負荷に印加する電圧をスイ
ッチング動作によってドロップさせ、且つ該スイッチン
グ動作による変換電力を前記直流電源に帰還させるスイ
ッチングＤＣ／ＤＣコンバーターを有する電源装置に於
いて、前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーターに直列に接続
し、前記直流電源から前記負荷に印加する電圧をドロッ
プさせるシリーズレギュレーターを設けたことを特徴と
する電圧垂下抑制回路。
【請求項２】入力側コンデンサを有する前記スイッチ
ングＤＣ／ＤＣコンバーターと、電圧をドロップさせる
トランジスタを有するシリーズレギュレーターとを直列
に接続し、前記入力側コンデンサの端子電圧が所定値に
上昇したことを検出して、前記シリーズレギュレーター
の前記トランジスタを完全オン状態に制御する回路を設
けたことを特徴とする請求項１記載の電圧垂下抑制回
路。
【請求項３】前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ
ーによる設定ドロップ電圧に比較して、前記シリーズレ
ギュレーターによる設定ドロップ電圧を低く設定したこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の電圧垂下抑制回
路。
【請求項４】前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ
ーの障害検出により、前記シリーズレギュレーターの前
記トランジスタを完全オフ状態に制御する保護回路を設
けたことを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項記載
の電圧垂下抑制回路。
【請求項５】前記保護回路は、前記スイッチングＤＣ
／ＤＣコンバーターのトランスの二次巻線の誘起電圧を
検出して基準電圧と比較する比較器と、該比較器により
前記二次巻線の誘起電圧が前記基準電圧以下に低下した
時に前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーターの障害発
生として、前記シリーズレギュレーターの前記トランジ
スタを完全オフ状態に制御する制御回路とを有すること
を特徴とする請求項４記載の電圧垂下抑制回路。