JP3446252B2 - 電源回路装置 - Google Patents
電源回路装置Info
- Publication number
- JP3446252B2 JP3446252B2 JP16970693A JP16970693A JP3446252B2 JP 3446252 B2 JP3446252 B2 JP 3446252B2 JP 16970693 A JP16970693 A JP 16970693A JP 16970693 A JP16970693 A JP 16970693A JP 3446252 B2 JP3446252 B2 JP 3446252B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- converter
- battery
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、正常時は交流電源を電
源としたＤＣ−ＤＣコンバータから負荷に直流出力を供
給し、異常時にはバッテリから負荷に直流出力を切り換
え供給するようにした電源回路装置に関するものであ
る。 【０００２】 【従来の技術】図２はこの種の電源回路装置のブロック
回路図を示している。まず、交流電源ＡＣからの交流入
力はローパスフィルタ１を介してダイオードブリッジＤ
Ｂ及び平滑用コンデンサＣ0 からなる整流平滑回路２に
入力され、整流平滑回路２からの直流電圧がＤＣ−ＤＣ
コンバータ３の電源として供給されている。上記ＤＣ−
ＤＣコンバータ３の直流出力（出力１）は、負荷ＲL に
供給されるようになっており、また、上記出力１の電圧
が安定するように電圧安定化検出回路８によりＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３のスイッチング素子を制御している。 【０００３】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３から第２の
出力として出力２がバッテリ４の充電用電圧として出力
されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ３からの出力２
の出力電圧は、充電回路５を介してバッテリ４を充電す
る。なお、充電回路５とバッテリ４との間にヒューズＦ
が挿入してある。 【０００４】上記バッテリ４とは並列にバッテリ電圧低
下検出回路６が設けてあり、このバッテリ電圧低下検出
回路６からの信号は駆動回路７に入力されている。ま
た、バッテリ４と負荷ＲL との間には、負荷ＲL への電
源供給源を切り換えるスイッチ要素としてのトランジス
タＳＷ1 が接続されている。ここで、バッテリ電圧低下
検出回路６は、バッテリ４の電圧を検出し、バッテリ４
の電圧が不足していれば、バッテリ４の過放電を防ぐた
めに、駆動回路７にトランジスタＳＷ1 をオフさせるた
めの信号が送出される。 【０００５】また、交流電源ＡＣの入力電圧の低下や、
遮断時にＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力からバッテリ４
の出力へと電源を負荷ＲL に切り替えて供給する場合
に、入力電圧の低下や遮断を検出する交流入力低下検出
回路１０を設けている。そして、交流入力が正常な時に
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力１が負荷ＲL に供
給されているが、交流入力の低下時には、交流入力低下
検出回路１０がこれを検出して、駆動回路７に信号を送
り、バッテリ４の電圧が所定値以上の場合にはトランジ
スタＳＷ1 をオンさせる。これにより、バッテリ４から
負荷ＲL へ電源が供給されることになる。 【０００６】次に、図２の動作について説明する。正常
の交流電源ＡＣが入力されている場合、ＤＣ−ＤＣコン
バータ３からは出力１（例えば、７．２Ｖ）が出力され
ている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、出力１の出力電圧
が安定するように電圧安定化検出回路８により制御され
る。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力２には、バッ
テリ４の充電電圧（例えば、１５Ｖ）が出力され、充電
回路５を通じてバッテリ４が充電されている。 【０００７】この状態において、交流入力が正常な場合
には、交流入力低下検出回路１０からトランジスタＳＷ
1 をオフさせる信号を駆動回路７に送る。これによりト
ランジスタＳＷ1 はオフしている。従って、負荷ＲL に
はＤＣ−ＤＣコンバータ３からの直流電圧、つまり出力
１が供給されている。 【０００８】今、停電などにより、ＡＣ入力が無くなっ
た場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力は低下する。こ
のＡＣ入力の低下を交流入力低下検出回路１０が検出
し、駆動回路７へトランジスタＳＷ1 がオンするように
信号を送出する。この時、バッテリ４が充電されてお
り、ある設定値例えば、６．６Ｖ以上の電圧があれば、
バッテリ電圧低下検出回路６からの信号により、駆動回
路７はトランジスタＳＷ1 をオンさせる。このトランジ
スタＳＷ1 のオンにより、バッテリ４からの電圧を負荷
ＲL に供給する。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】ここで、上述のように
交流入力断を検知し、バッテリ４の出力から負荷ＲL へ
の電力供給を行うスイッチングレギュレータにおいて、
バッテリ４の出力とＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力の切
り替わりは次のように行っていた。すなわち、交流入力
低下検出回路１０により、交流入力の有無を検知し、交
流入力断ならば上述のようにトランジスタＳＷ1 をオン
し、バッテリ４からの出力となり、交流入力が復旧する
とトランジスタＳＷ1 がオフし、ＤＣ−ＤＣコンバータ
３の出力に切り替わる。 【００１０】従来、ＤＣ−ＤＣコンバータ３からの出力
は次のように安定させていた。図３は従来の電圧安定化
検出回路８の具体回路図を示し、この図３に基づいて説
明する。まず、出力１（７．２Ｖ）と出力２（１５Ｖ）
で電圧安定化検出回路８を通して制御をかけている（ダ
ブルフィードバック）。出力１、出力２をそれぞれ抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 とＲ3 によってａ点で分圧し、その分圧電圧
をシャントレギュレータＩＣ1 で、それの持つ基準電圧
（２．５Ｖ）と比較する。 【００１１】そして、ａ点の電圧がその基準電圧を越え
ると、シャントレギュレータＩＣ1が電流をカソードか
らアノードに引き込むので、フォトカプラＰＣ1 の発光
部が発光し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３側の受光部へ信号
を送る。この信号が送られている間、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３は出力を抑えるので、負荷ＲL への電力を制御す
ることができる。 【００１２】ここで、電圧安定化検出回路８の検出点が
出力１と出力２の２点（ダブルフィードバック）でかけ
ることが必要であることを説明する。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３は動作中（出力中）、バッテリ４は充電回路５に
よって常時充電されている。この充電が十分されている
時にバッテリ４からの出力になると、出力１へはＤＣ−
ＤＣコンバータ３の出力電圧つまり制御電圧より高い電
圧が印加されることになる。 【００１３】この状態で、電圧安定化検出回路８の検出
点が出力１のみ（単出力フィードバック）の場合、ａ点
の電圧はシャントレギュレータＩＣ1 の基準電圧よりも
高くなってしまうので、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を止め
る信号を送り続けてしまう。このバッテリ４の電圧が出
力１の制御電圧より高い状態で、交流入力が復旧する
と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３が作動しようとし始める
が、電圧安定化検出回路８からの信号が送り続けられる
ので、作動することができない。 【００１４】ＤＣ−ＤＣコンバータ３が作動するように
なるには、バッテリ４の電圧が出力１の制御電圧よりも
低くなるのを待つか、もしくはバッテリ４の電圧が高く
ても電圧安定化検出回路８が信号を出さないようにしな
くてはならない。電圧安定化検出回路８からの信号をバ
ッテリ４の出力時のみ止められれば、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３が作動することができる。 【００１５】そこで、電圧安定化検出回路８の検出点を
出力１と出力２の２点にし、ダブルフィードバックにす
ると、バッテリ４の出力時、出力１の電圧が高くても、
ＤＣ−ＤＣコンバータ３が動作していない状態の出力２
は０Ｖなので、ａ点の電圧はシャントレギュレータＩＣ
1 の基準電圧を越えることはなくなり、電圧安定化検出
回路８からＤＣ−ＤＣコンバータ３へ信号が送られなく
なる。このダブルフィードバックにより、交流入力断時
と復旧時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力とバッテリ
４の出力の切り替わりが確実に行われるようになる。 【００１６】しかしながら、上記ダブルフィードバック
には、出力１のみの単出力フィードバックよりも、出力
１の電圧安定性が悪いという問題がある。これは、出力
２がバッテリ４の充電を行っていることによる。つま
り、バッテリ４の充電時において、バッテリ４の電圧は
約６．５〜９．０Ｖで、これは充電時間、周囲温度によ
って変化する。そして、バッテリ４の電圧が低い時は充
電電流が大となり、バッテリ４の電圧が高い時は充電電
流は小となる。 【００１７】このように、充電電流はバッテリ４の電圧
と相反しているので、約４５〜１１５ｍＡの範囲でバッ
テリ４に充電されている。この充電電流の違いが、出力
１の電圧安定性に影響を及ぼすことになる。この電源回
路装置（スイッチングレギュレータ）において、バッテ
リ４の出力とＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力の切り替え
と、出力１の電圧安定は相反する問題である。 【００１８】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、第１の出力の電圧安定性を図ると共に、バッテ
リ電圧が第１の出力の設定電圧よりも高い状態でも、バ
ッテリ出力からコンバータ出力へ確実に切り替えること
を目的とした電源回路装置を提供するものである。 【００１９】 【課題を解決するための手段】本発明は、交流入力を整
流平滑して得られる直流電圧をコンバータにより所定の
電圧値に変換して負荷へ供給すると共に、交流入力が正
常な時にはバッテリを上記コンバータの出力により充電
し、交流入力が異常に低く、あるいは遮断してコンバー
タより正常な直流出力が負荷へ供給できなくなった時
に、上記バッテリから異常時にオンしたスイッチ要素を
介して直流出力を負荷に供給するようにした電源回路装
置において、上記コンバータは交流入力の正常時に負荷
へ電力を供給する第１の出力と、上記バッテリを充電す
る第２の出力とを有し、負荷側の出力電圧を検出して該
検出電圧に応じた信号をコンバータにフィードバックし
て該出力電圧を安定化させる電圧安定化検出回路と、交
流入力の異常時にバッテリから負荷に電力を供給してい
る時に上記電圧安定化検出回路からコンバータへフィー
ドバック信号の送出を禁止させる制御手段とを備え、上
記電圧安定化検出回路は上記フィードバック信号を送出
するシャントレギュレータに上記第１の出力の電圧を分
圧して印加する第１の分圧抵抗を備え、上記制御手段
は、上記第２の出力の電圧を分圧して上記シャントレギ
ュレータの基準電圧より高い電圧を発生する第２の分圧
抵抗と、上記第１の分圧抵抗の分圧点にアノードが接続
されるとともに上記第２の分圧抵抗の分圧点にカソード
が接続されたダイオードとを備えていることを特徴とし
ている。 【００２０】 【作用】本発明によれば、第１の出力が負荷に供給さ
れ、この負荷側の電圧を検出して、検出電圧に応じた信
号をコンバータにフィードバックして出力電圧を安定化
させるように電圧安定化検出回路で制御しているため、
所謂単出力フィードバックとなって、第１の出力の電圧
安定性を非常に高くすることができる。また、交流入力
の異常時にバッテリから負荷に電力を供給している時に
上記電圧安定化検出回路からコンバータへフィードバッ
ク信号の送出を禁止させていることで、バッテリ電圧が
第１の出力の設定電圧よりも高くても、コンバータはバ
ッテリ出力時でも作動可能な状態になっており、そのた
め、交流入力復旧時、バッテリ出力からコンバータ出力
へと確実に切り替わることができる。従って、バッテリ
出力からコンバータ出力への確実な切り替えと、負荷に
供給される第１の出力の電圧安定度を上げることができ
る。 【００２１】 【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。尚、電源回路装置（スイッチングレギュレータ）
自体のブロック構成は従来と同じなので、同じ機能を有
する要素には同一記号を付して説明を省略し、本発明の
要旨の部分について詳述する。 【００２２】図１に本発明の電圧安定化検出回路８の具
体回路図を示す。図中ＴはＤＣ−ＤＣコンバータ３を構
成する出力トランスである。ＤＣ−ＤＣコンバータ３の
出力トランスＴの第１の出力巻線Ｎ2 から出力１（第１
の出力）を供給するようにしている。そして、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３からの出力１は、ダイオードＤ1 で整流
され、コンデンサＣ1 にて平滑されて負荷ＲL に、例え
ば７．２Ｖの電圧の電力が供給される。 【００２３】負荷ＲL と並列に、フォトカプラＰＣ1 の
発光部とシャントレギュレータＩＣ1 との直列回路、及
び抵抗Ｒ1 とＲ3 の直列回路とがそれぞれ接続されてい
る。そして、抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 により分圧した電圧がシャ
ントレギュレータＩＣ1 に印加されている。ここで、抵
抗Ｒ1 とＲ3 の接続点のａ点を検出点としている。 【００２４】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力トラ
ンスＴの第２の出力巻線Ｎ3 から出力２（第２の出力）
を供給するようにしている。そして、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３からの出力２はダイオードＤ2 で整流され、コン
デンサＣ2 で平滑されて、ダイオードＤ3 と抵抗Ｒ6 で
構成される充電回路５を介してバッテリ４を充電してい
る。また、駆動回路７によりオン、オフ制御されるトラ
ンジスタＳＷ1 がバッテリ４と負荷ＲL との間に介装さ
れている。 【００２５】ここで、出力２は抵抗Ｒ4 とＲ5 とで検出
されており、抵抗Ｒ4 とＲ5 の接続点であるｂ点を検出
点としている。そして、上記ａ点とｂ点とをダイオード
Ｄ4で接続している。尚、ダイオードＤ4 の両端にはコ
ンデンサＣ3 をノイズ対策用として並列に接続している
が、特にコンデンサＣ3 を接続しなくても、本発明に影
響を及ぼすものではない。また、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 、ダイ
オードＤ4 等で制御手段を構成している。 【００２６】次に、動作を説明する。交流入力時、ＤＣ
−ＤＣコンバータ３の出力により、出力１と出力２を得
る。電圧安定化検出回路８は、出力１だけの単出力フィ
ードバックなので、高い電圧安定性が得られている。ま
た、抵抗Ｒ4 とＲ5 の出力２の分圧によりｂ点には常時
２．５Ｖ以上の電圧を与え、ａ点からの電流の引き込み
を防いでいる。 【００２７】交流入力断時、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の
出力からバッテリ４の出力へと切り替わると、出力２の
電圧は０Ｖになり、ｂ点の電圧も０Ｖまで下がる。この
時、電圧安定化検出回路８のａ点には、バッテリ４の出
力による電圧がかかっている。そして、抵抗Ｒ4 ，
Ｒ5 ，Ｒ3 の合成並列抵抗値は、抵抗Ｒ3 の場合よりも
低くなり、且つａ点の電圧の方が、ｂ点の電圧よりも高
くなるので、ダイオードＤ4 を介してｂ点に電流を引き
込む。 【００２８】これにより、電圧安定化検出回路８は、バ
ッテリ４の電圧が出力１の設定電圧よりも高くても、ｂ
点の電圧はシャントレギュレータＩＣ1 の基準電圧を越
えないので、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力抑制用の信
号を出さない。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ３はバッ
テリ４出力時、常時作動できる状態になっている。これ
により、交流入力復旧時、バッテリ４の出力からＤＣ−
ＤＣコンバータ３の出力へと確実に切り替わることがで
きる。 【００２９】図１の回路構成により、以下に示すような
実験結果を得た。負荷電流が０．３〜１．３Ａとし、従
来（バッテリ４の充電電流変化分４５〜１１５ｍＡを含
む）は電圧安定性が５．９％であったのが、本実施例
（バッテリ４充電電流による変化なし）では０．１％と
いう出力１の高い電圧安定性を得ることができた。ま
た、バッテリ４の電圧が出力１の設定電圧より高い状態
でも、バッテリ４の出力からＤＣ−ＤＣコンバータ３の
出力へ確実に切り替わることができた。 【００３０】 【発明の効果】本発明によれば、交流入力を整流平滑し
て得られる直流電圧をコンバータにより所定の電圧値に
変換して負荷へ供給すると共に、交流入力が正常な時に
はバッテリを上記コンバータの出力により充電し、交流
入力が異常に低く、あるいは遮断してコンバータより正
常な直流出力が負荷へ供給できなくなった時に、上記バ
ッテリから異常時にオンしたスイッチ要素を介して直流
出力を負荷に供給するようにした電源回路装置におい
て、上記コンバータは交流入力の正常時に負荷へ電力を
供給する第１の出力と、上記バッテリを充電する第２の
出力とを有し、負荷側の出力電圧を検出して該検出電圧
に応じた信号をコンバータにフィードバックして該出力
電圧を安定化させる電圧安定化検出回路と、交流入力の
異常時にバッテリから負荷に電力を供給している時に上
記電圧安定化検出回路からコンバータへフィードバック
信号の送出を禁止させる制御手段とを備え、上記電圧安
定化検出回路は上記フィードバック信号を送出するシャ
ントレギュレータに上記第１の出力の電圧を分圧して印
加する第１の分圧抵抗を備え、上記制御手段は、上記第
２の出力の電圧を分圧して上記シャントレギュレータの
基準電圧より高い電圧を発生する第２の分圧抵抗と、上
記第１の分圧抵抗の分圧点にアノードが接続されるとと
もに上記第２の分圧抵抗の分圧点にカソードが接続され
たダイオードとを備えているものであるから、第１の出
力が負荷に供給され、この負荷側の電圧を検出して、検
出電圧に応じた信号をコンバータにフィードバックして
出力電圧を安定化させるように電圧安定化検出回路で制
御しているため、所謂単出力フィードバックとなって、
第１の出力の電圧安定性を非常に高くすることができ
る。また、交流入力の異常時にバッテリから負荷に電力
を供給している時に上記電圧安定化検出回路からコンバ
ータへフィードバック信号の送出を禁止させていること
で、バッテリ電圧が第１の出力の設定電圧よりも高くて
も、コンバータはバッテリ出力時でも作動可能な状態に
なっており、そのため、交流入力復旧時、バッテリ出力
からコンバータ出力へと確実に切り替わることができ
る。従って、バッテリ出力からコンバータ出力への確実
な切り替えと、負荷に供給される第１の出力の電圧安定
度を上げることができるという効果を奏するものであ
る。
源としたＤＣ−ＤＣコンバータから負荷に直流出力を供
給し、異常時にはバッテリから負荷に直流出力を切り換
え供給するようにした電源回路装置に関するものであ
る。 【０００２】 【従来の技術】図２はこの種の電源回路装置のブロック
回路図を示している。まず、交流電源ＡＣからの交流入
力はローパスフィルタ１を介してダイオードブリッジＤ
Ｂ及び平滑用コンデンサＣ0 からなる整流平滑回路２に
入力され、整流平滑回路２からの直流電圧がＤＣ−ＤＣ
コンバータ３の電源として供給されている。上記ＤＣ−
ＤＣコンバータ３の直流出力（出力１）は、負荷ＲL に
供給されるようになっており、また、上記出力１の電圧
が安定するように電圧安定化検出回路８によりＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３のスイッチング素子を制御している。 【０００３】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３から第２の
出力として出力２がバッテリ４の充電用電圧として出力
されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ３からの出力２
の出力電圧は、充電回路５を介してバッテリ４を充電す
る。なお、充電回路５とバッテリ４との間にヒューズＦ
が挿入してある。 【０００４】上記バッテリ４とは並列にバッテリ電圧低
下検出回路６が設けてあり、このバッテリ電圧低下検出
回路６からの信号は駆動回路７に入力されている。ま
た、バッテリ４と負荷ＲL との間には、負荷ＲL への電
源供給源を切り換えるスイッチ要素としてのトランジス
タＳＷ1 が接続されている。ここで、バッテリ電圧低下
検出回路６は、バッテリ４の電圧を検出し、バッテリ４
の電圧が不足していれば、バッテリ４の過放電を防ぐた
めに、駆動回路７にトランジスタＳＷ1 をオフさせるた
めの信号が送出される。 【０００５】また、交流電源ＡＣの入力電圧の低下や、
遮断時にＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力からバッテリ４
の出力へと電源を負荷ＲL に切り替えて供給する場合
に、入力電圧の低下や遮断を検出する交流入力低下検出
回路１０を設けている。そして、交流入力が正常な時に
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力１が負荷ＲL に供
給されているが、交流入力の低下時には、交流入力低下
検出回路１０がこれを検出して、駆動回路７に信号を送
り、バッテリ４の電圧が所定値以上の場合にはトランジ
スタＳＷ1 をオンさせる。これにより、バッテリ４から
負荷ＲL へ電源が供給されることになる。 【０００６】次に、図２の動作について説明する。正常
の交流電源ＡＣが入力されている場合、ＤＣ−ＤＣコン
バータ３からは出力１（例えば、７．２Ｖ）が出力され
ている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、出力１の出力電圧
が安定するように電圧安定化検出回路８により制御され
る。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力２には、バッ
テリ４の充電電圧（例えば、１５Ｖ）が出力され、充電
回路５を通じてバッテリ４が充電されている。 【０００７】この状態において、交流入力が正常な場合
には、交流入力低下検出回路１０からトランジスタＳＷ
1 をオフさせる信号を駆動回路７に送る。これによりト
ランジスタＳＷ1 はオフしている。従って、負荷ＲL に
はＤＣ−ＤＣコンバータ３からの直流電圧、つまり出力
１が供給されている。 【０００８】今、停電などにより、ＡＣ入力が無くなっ
た場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力は低下する。こ
のＡＣ入力の低下を交流入力低下検出回路１０が検出
し、駆動回路７へトランジスタＳＷ1 がオンするように
信号を送出する。この時、バッテリ４が充電されてお
り、ある設定値例えば、６．６Ｖ以上の電圧があれば、
バッテリ電圧低下検出回路６からの信号により、駆動回
路７はトランジスタＳＷ1 をオンさせる。このトランジ
スタＳＷ1 のオンにより、バッテリ４からの電圧を負荷
ＲL に供給する。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】ここで、上述のように
交流入力断を検知し、バッテリ４の出力から負荷ＲL へ
の電力供給を行うスイッチングレギュレータにおいて、
バッテリ４の出力とＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力の切
り替わりは次のように行っていた。すなわち、交流入力
低下検出回路１０により、交流入力の有無を検知し、交
流入力断ならば上述のようにトランジスタＳＷ1 をオン
し、バッテリ４からの出力となり、交流入力が復旧する
とトランジスタＳＷ1 がオフし、ＤＣ−ＤＣコンバータ
３の出力に切り替わる。 【００１０】従来、ＤＣ−ＤＣコンバータ３からの出力
は次のように安定させていた。図３は従来の電圧安定化
検出回路８の具体回路図を示し、この図３に基づいて説
明する。まず、出力１（７．２Ｖ）と出力２（１５Ｖ）
で電圧安定化検出回路８を通して制御をかけている（ダ
ブルフィードバック）。出力１、出力２をそれぞれ抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 とＲ3 によってａ点で分圧し、その分圧電圧
をシャントレギュレータＩＣ1 で、それの持つ基準電圧
（２．５Ｖ）と比較する。 【００１１】そして、ａ点の電圧がその基準電圧を越え
ると、シャントレギュレータＩＣ1が電流をカソードか
らアノードに引き込むので、フォトカプラＰＣ1 の発光
部が発光し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３側の受光部へ信号
を送る。この信号が送られている間、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３は出力を抑えるので、負荷ＲL への電力を制御す
ることができる。 【００１２】ここで、電圧安定化検出回路８の検出点が
出力１と出力２の２点（ダブルフィードバック）でかけ
ることが必要であることを説明する。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３は動作中（出力中）、バッテリ４は充電回路５に
よって常時充電されている。この充電が十分されている
時にバッテリ４からの出力になると、出力１へはＤＣ−
ＤＣコンバータ３の出力電圧つまり制御電圧より高い電
圧が印加されることになる。 【００１３】この状態で、電圧安定化検出回路８の検出
点が出力１のみ（単出力フィードバック）の場合、ａ点
の電圧はシャントレギュレータＩＣ1 の基準電圧よりも
高くなってしまうので、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を止め
る信号を送り続けてしまう。このバッテリ４の電圧が出
力１の制御電圧より高い状態で、交流入力が復旧する
と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３が作動しようとし始める
が、電圧安定化検出回路８からの信号が送り続けられる
ので、作動することができない。 【００１４】ＤＣ−ＤＣコンバータ３が作動するように
なるには、バッテリ４の電圧が出力１の制御電圧よりも
低くなるのを待つか、もしくはバッテリ４の電圧が高く
ても電圧安定化検出回路８が信号を出さないようにしな
くてはならない。電圧安定化検出回路８からの信号をバ
ッテリ４の出力時のみ止められれば、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３が作動することができる。 【００１５】そこで、電圧安定化検出回路８の検出点を
出力１と出力２の２点にし、ダブルフィードバックにす
ると、バッテリ４の出力時、出力１の電圧が高くても、
ＤＣ−ＤＣコンバータ３が動作していない状態の出力２
は０Ｖなので、ａ点の電圧はシャントレギュレータＩＣ
1 の基準電圧を越えることはなくなり、電圧安定化検出
回路８からＤＣ−ＤＣコンバータ３へ信号が送られなく
なる。このダブルフィードバックにより、交流入力断時
と復旧時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力とバッテリ
４の出力の切り替わりが確実に行われるようになる。 【００１６】しかしながら、上記ダブルフィードバック
には、出力１のみの単出力フィードバックよりも、出力
１の電圧安定性が悪いという問題がある。これは、出力
２がバッテリ４の充電を行っていることによる。つま
り、バッテリ４の充電時において、バッテリ４の電圧は
約６．５〜９．０Ｖで、これは充電時間、周囲温度によ
って変化する。そして、バッテリ４の電圧が低い時は充
電電流が大となり、バッテリ４の電圧が高い時は充電電
流は小となる。 【００１７】このように、充電電流はバッテリ４の電圧
と相反しているので、約４５〜１１５ｍＡの範囲でバッ
テリ４に充電されている。この充電電流の違いが、出力
１の電圧安定性に影響を及ぼすことになる。この電源回
路装置（スイッチングレギュレータ）において、バッテ
リ４の出力とＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力の切り替え
と、出力１の電圧安定は相反する問題である。 【００１８】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、第１の出力の電圧安定性を図ると共に、バッテ
リ電圧が第１の出力の設定電圧よりも高い状態でも、バ
ッテリ出力からコンバータ出力へ確実に切り替えること
を目的とした電源回路装置を提供するものである。 【００１９】 【課題を解決するための手段】本発明は、交流入力を整
流平滑して得られる直流電圧をコンバータにより所定の
電圧値に変換して負荷へ供給すると共に、交流入力が正
常な時にはバッテリを上記コンバータの出力により充電
し、交流入力が異常に低く、あるいは遮断してコンバー
タより正常な直流出力が負荷へ供給できなくなった時
に、上記バッテリから異常時にオンしたスイッチ要素を
介して直流出力を負荷に供給するようにした電源回路装
置において、上記コンバータは交流入力の正常時に負荷
へ電力を供給する第１の出力と、上記バッテリを充電す
る第２の出力とを有し、負荷側の出力電圧を検出して該
検出電圧に応じた信号をコンバータにフィードバックし
て該出力電圧を安定化させる電圧安定化検出回路と、交
流入力の異常時にバッテリから負荷に電力を供給してい
る時に上記電圧安定化検出回路からコンバータへフィー
ドバック信号の送出を禁止させる制御手段とを備え、上
記電圧安定化検出回路は上記フィードバック信号を送出
するシャントレギュレータに上記第１の出力の電圧を分
圧して印加する第１の分圧抵抗を備え、上記制御手段
は、上記第２の出力の電圧を分圧して上記シャントレギ
ュレータの基準電圧より高い電圧を発生する第２の分圧
抵抗と、上記第１の分圧抵抗の分圧点にアノードが接続
されるとともに上記第２の分圧抵抗の分圧点にカソード
が接続されたダイオードとを備えていることを特徴とし
ている。 【００２０】 【作用】本発明によれば、第１の出力が負荷に供給さ
れ、この負荷側の電圧を検出して、検出電圧に応じた信
号をコンバータにフィードバックして出力電圧を安定化
させるように電圧安定化検出回路で制御しているため、
所謂単出力フィードバックとなって、第１の出力の電圧
安定性を非常に高くすることができる。また、交流入力
の異常時にバッテリから負荷に電力を供給している時に
上記電圧安定化検出回路からコンバータへフィードバッ
ク信号の送出を禁止させていることで、バッテリ電圧が
第１の出力の設定電圧よりも高くても、コンバータはバ
ッテリ出力時でも作動可能な状態になっており、そのた
め、交流入力復旧時、バッテリ出力からコンバータ出力
へと確実に切り替わることができる。従って、バッテリ
出力からコンバータ出力への確実な切り替えと、負荷に
供給される第１の出力の電圧安定度を上げることができ
る。 【００２１】 【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。尚、電源回路装置（スイッチングレギュレータ）
自体のブロック構成は従来と同じなので、同じ機能を有
する要素には同一記号を付して説明を省略し、本発明の
要旨の部分について詳述する。 【００２２】図１に本発明の電圧安定化検出回路８の具
体回路図を示す。図中ＴはＤＣ−ＤＣコンバータ３を構
成する出力トランスである。ＤＣ−ＤＣコンバータ３の
出力トランスＴの第１の出力巻線Ｎ2 から出力１（第１
の出力）を供給するようにしている。そして、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３からの出力１は、ダイオードＤ1 で整流
され、コンデンサＣ1 にて平滑されて負荷ＲL に、例え
ば７．２Ｖの電圧の電力が供給される。 【００２３】負荷ＲL と並列に、フォトカプラＰＣ1 の
発光部とシャントレギュレータＩＣ1 との直列回路、及
び抵抗Ｒ1 とＲ3 の直列回路とがそれぞれ接続されてい
る。そして、抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 により分圧した電圧がシャ
ントレギュレータＩＣ1 に印加されている。ここで、抵
抗Ｒ1 とＲ3 の接続点のａ点を検出点としている。 【００２４】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力トラ
ンスＴの第２の出力巻線Ｎ3 から出力２（第２の出力）
を供給するようにしている。そして、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３からの出力２はダイオードＤ2 で整流され、コン
デンサＣ2 で平滑されて、ダイオードＤ3 と抵抗Ｒ6 で
構成される充電回路５を介してバッテリ４を充電してい
る。また、駆動回路７によりオン、オフ制御されるトラ
ンジスタＳＷ1 がバッテリ４と負荷ＲL との間に介装さ
れている。 【００２５】ここで、出力２は抵抗Ｒ4 とＲ5 とで検出
されており、抵抗Ｒ4 とＲ5 の接続点であるｂ点を検出
点としている。そして、上記ａ点とｂ点とをダイオード
Ｄ4で接続している。尚、ダイオードＤ4 の両端にはコ
ンデンサＣ3 をノイズ対策用として並列に接続している
が、特にコンデンサＣ3 を接続しなくても、本発明に影
響を及ぼすものではない。また、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 、ダイ
オードＤ4 等で制御手段を構成している。 【００２６】次に、動作を説明する。交流入力時、ＤＣ
−ＤＣコンバータ３の出力により、出力１と出力２を得
る。電圧安定化検出回路８は、出力１だけの単出力フィ
ードバックなので、高い電圧安定性が得られている。ま
た、抵抗Ｒ4 とＲ5 の出力２の分圧によりｂ点には常時
２．５Ｖ以上の電圧を与え、ａ点からの電流の引き込み
を防いでいる。 【００２７】交流入力断時、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の
出力からバッテリ４の出力へと切り替わると、出力２の
電圧は０Ｖになり、ｂ点の電圧も０Ｖまで下がる。この
時、電圧安定化検出回路８のａ点には、バッテリ４の出
力による電圧がかかっている。そして、抵抗Ｒ4 ，
Ｒ5 ，Ｒ3 の合成並列抵抗値は、抵抗Ｒ3 の場合よりも
低くなり、且つａ点の電圧の方が、ｂ点の電圧よりも高
くなるので、ダイオードＤ4 を介してｂ点に電流を引き
込む。 【００２８】これにより、電圧安定化検出回路８は、バ
ッテリ４の電圧が出力１の設定電圧よりも高くても、ｂ
点の電圧はシャントレギュレータＩＣ1 の基準電圧を越
えないので、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力抑制用の信
号を出さない。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ３はバッ
テリ４出力時、常時作動できる状態になっている。これ
により、交流入力復旧時、バッテリ４の出力からＤＣ−
ＤＣコンバータ３の出力へと確実に切り替わることがで
きる。 【００２９】図１の回路構成により、以下に示すような
実験結果を得た。負荷電流が０．３〜１．３Ａとし、従
来（バッテリ４の充電電流変化分４５〜１１５ｍＡを含
む）は電圧安定性が５．９％であったのが、本実施例
（バッテリ４充電電流による変化なし）では０．１％と
いう出力１の高い電圧安定性を得ることができた。ま
た、バッテリ４の電圧が出力１の設定電圧より高い状態
でも、バッテリ４の出力からＤＣ−ＤＣコンバータ３の
出力へ確実に切り替わることができた。 【００３０】 【発明の効果】本発明によれば、交流入力を整流平滑し
て得られる直流電圧をコンバータにより所定の電圧値に
変換して負荷へ供給すると共に、交流入力が正常な時に
はバッテリを上記コンバータの出力により充電し、交流
入力が異常に低く、あるいは遮断してコンバータより正
常な直流出力が負荷へ供給できなくなった時に、上記バ
ッテリから異常時にオンしたスイッチ要素を介して直流
出力を負荷に供給するようにした電源回路装置におい
て、上記コンバータは交流入力の正常時に負荷へ電力を
供給する第１の出力と、上記バッテリを充電する第２の
出力とを有し、負荷側の出力電圧を検出して該検出電圧
に応じた信号をコンバータにフィードバックして該出力
電圧を安定化させる電圧安定化検出回路と、交流入力の
異常時にバッテリから負荷に電力を供給している時に上
記電圧安定化検出回路からコンバータへフィードバック
信号の送出を禁止させる制御手段とを備え、上記電圧安
定化検出回路は上記フィードバック信号を送出するシャ
ントレギュレータに上記第１の出力の電圧を分圧して印
加する第１の分圧抵抗を備え、上記制御手段は、上記第
２の出力の電圧を分圧して上記シャントレギュレータの
基準電圧より高い電圧を発生する第２の分圧抵抗と、上
記第１の分圧抵抗の分圧点にアノードが接続されるとと
もに上記第２の分圧抵抗の分圧点にカソードが接続され
たダイオードとを備えているものであるから、第１の出
力が負荷に供給され、この負荷側の電圧を検出して、検
出電圧に応じた信号をコンバータにフィードバックして
出力電圧を安定化させるように電圧安定化検出回路で制
御しているため、所謂単出力フィードバックとなって、
第１の出力の電圧安定性を非常に高くすることができ
る。また、交流入力の異常時にバッテリから負荷に電力
を供給している時に上記電圧安定化検出回路からコンバ
ータへフィードバック信号の送出を禁止させていること
で、バッテリ電圧が第１の出力の設定電圧よりも高くて
も、コンバータはバッテリ出力時でも作動可能な状態に
なっており、そのため、交流入力復旧時、バッテリ出力
からコンバータ出力へと確実に切り替わることができ
る。従って、バッテリ出力からコンバータ出力への確実
な切り替えと、負荷に供給される第１の出力の電圧安定
度を上げることができるという効果を奏するものであ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の電圧安定化検出回路の具体回
路図である。 【図２】電源回路装置の全体のブロック図である。 【図３】従来例の電圧安定化検出回路の具体回路図であ
る。 【符号の説明】 １ ローパスフィルタ ２ 整流回路 ３ ＤＣ−ＤＣコンバータ ４ バッテリ ５ 充電回路 ６ バッテリ電圧低下検出回路 ７ 駆動回路 ８ 電圧安定化検出回路 １０ 交流入力低下検出回路 ＲL 負荷 Ｄ4 ダイオード ＳＷ1 トランジスタ（スイッチ要素）
路図である。 【図２】電源回路装置の全体のブロック図である。 【図３】従来例の電圧安定化検出回路の具体回路図であ
る。 【符号の説明】 １ ローパスフィルタ ２ 整流回路 ３ ＤＣ−ＤＣコンバータ ４ バッテリ ５ 充電回路 ６ バッテリ電圧低下検出回路 ７ 駆動回路 ８ 電圧安定化検出回路 １０ 交流入力低下検出回路 ＲL 負荷 Ｄ4 ダイオード ＳＷ1 トランジスタ（スイッチ要素）
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02J 9/06 503
H02J 9/06 502
H02M 3/28
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 交流入力を整流平滑して得られる直流電
圧をコンバータにより所定の電圧値に変換して負荷へ供
給すると共に、交流入力が正常な時にはバッテリを上記
コンバータの出力により充電し、交流入力が異常に低
く、あるいは遮断してコンバータより正常な直流出力が
負荷へ供給できなくなった時に、上記バッテリから異常
時にオンしたスイッチ要素を介して直流出力を負荷に供
給するようにした電源回路装置において、 上記コンバータは交流入力の正常時に負荷へ電力を供給
する第１の出力と、上記バッテリを充電する第２の出力
とを有し、負荷側の出力電圧を検出して該検出電圧に応
じた信号をコンバータにフィードバックして該出力電圧
を安定化させる電圧安定化検出回路と、交流入力の異常
時にバッテリから負荷に電力を供給している時に上記電
圧安定化検出回路からコンバータへフィードバック信号
の送出を禁止させる制御手段とを備え、 上記電圧安定化検出回路は上記フィードバック信号を送
出するシャントレギュレータに上記第１の出力の電圧を
分圧して印加する第１の分圧抵抗を備え、 上記制御手段は、上記第２の出力の電圧を分圧して上記
シャントレギュレータの基準電圧より高い電圧を発生す
る第２の分圧抵抗と、上記第１の分圧抵抗の分圧点にア
ノードが接続されるとともに上記第２の分圧抵抗の分圧
点にカソードが接続されたダイオードとを備えている こ
とを特徴とする電源回路装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16970693A JP3446252B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 電源回路装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16970693A JP3446252B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 電源回路装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077870A JPH077870A (ja) | 1995-01-10 |
| JP3446252B2 true JP3446252B2 (ja) | 2003-09-16 |
Family
ID=15891365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16970693A Expired - Lifetime JP3446252B2 (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | 電源回路装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3446252B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002075909A1 (fr) * | 2001-03-19 | 2002-09-26 | Fujitsu Limited | Alimentation de courant multiple et procede et dispositif de protection contre les surtensions d'une alimentation de courant multiple |
| JP4452000B2 (ja) * | 2001-06-19 | 2010-04-14 | ニチコン株式会社 | 電源装置 |
-
1993
- 1993-06-15 JP JP16970693A patent/JP3446252B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH077870A (ja) | 1995-01-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3747381B2 (ja) | 電池内蔵の電子装置の電源制御回路 | |
| US5034871A (en) | DC to DC converter with steady control of output DC voltage by monitoring output DC current | |
| US6414403B2 (en) | Power unit | |
| US5610451A (en) | Uninterruptible power supply with power factor correction | |
| US6300744B1 (en) | High-efficiency battery charger | |
| US5414611A (en) | Single transformer switching regulator | |
| EP2750262B1 (en) | Uninterruptible power supply | |
| US8035251B2 (en) | Uninterruptible power supply | |
| EP0794607A2 (en) | Switching power source apparatus | |
| JPH11113191A (ja) | 無停電電源装置及びその充電制御方法 | |
| JP3446252B2 (ja) | 電源回路装置 | |
| JPH0715888A (ja) | バッテリー・バックアップ電源装置 | |
| EP3846314A2 (en) | Inverter control strategy for a transient heavy load | |
| JP2002176782A (ja) | 無停電電源装置 | |
| JP2000316280A (ja) | 電源装置 | |
| JP3939587B2 (ja) | 昇圧型スイッチング電源装置 | |
| JP3198731B2 (ja) | 電源回路装置 | |
| JP4272870B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2550199B2 (ja) | 情報処理装置の給電システム | |
| JPH1014130A (ja) | 無停電電源装置 | |
| JPH0744794B2 (ja) | 直流電源のバッテリーバックアップ装置 | |
| JP2569493Y2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| KR200247737Y1 (ko) | 영상 표시장치의 피드백 전압 안정화 회로 | |
| JP2001061278A (ja) | 電源装置 | |
| JP2006014465A (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030603 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080704 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090704 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090704 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100704 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100704 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110704 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110704 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120704 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130704 Year of fee payment: 10 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |