JPH10256882A - パルス電源 - Google Patents
パルス電源Info
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- JPH10256882A JPH10256882A JP6161097A JP6161097A JPH10256882A JP H10256882 A JPH10256882 A JP H10256882A JP 6161097 A JP6161097 A JP 6161097A JP 6161097 A JP6161097 A JP 6161097A JP H10256882 A JPH10256882 A JP H10256882A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 磁気圧縮回路からパルス発生回路へのキック
バック電流でコンデンサを充電する回生には、キックバ
ック電流発生に対するタイミング制御のために、電流・
電圧センサ等を使ったフィードバック制御が必要とな
る。 【解決手段】 スイッチＳＷ0のオンで充電器２からコ
ンデンサＣ0への初期充電電流を流し、スイッチＳＷの
オンでコンデンサを放電させて磁気圧縮回路のパルスト
ランスＰＴにパルス電流を供給すると共に、その後のキ
ックバック電流でコンデンサを逆極性に充電させ、スイ
ッチＳＷ0のオンで可飽和リアクトルＬ1との間の振動電
流でコンデンサを初期充電時の極性に反転充電させる。
バック電流でコンデンサを充電する回生には、キックバ
ック電流発生に対するタイミング制御のために、電流・
電圧センサ等を使ったフィードバック制御が必要とな
る。 【解決手段】 スイッチＳＷ0のオンで充電器２からコ
ンデンサＣ0への初期充電電流を流し、スイッチＳＷの
オンでコンデンサを放電させて磁気圧縮回路のパルスト
ランスＰＴにパルス電流を供給すると共に、その後のキ
ックバック電流でコンデンサを逆極性に充電させ、スイ
ッチＳＷ0のオンで可飽和リアクトルＬ1との間の振動電
流でコンデンサを初期充電時の極性に反転充電させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力用半導体スイ
ッチを用いたパルス発生回路と磁気圧縮回路を組み合わ
せて数１０ｎｓ〜数μｓ幅の大電流パルスを発生するパ
ルス電源に係り、特にエキシマレーザ装置やグロー放電
を利用した薄膜形成装置等の放電負荷に対して１秒当た
り数１０〜数千ショットのパルス電流を供給する際のキ
ックバックエネルギーの回生に関する。
ッチを用いたパルス発生回路と磁気圧縮回路を組み合わ
せて数１０ｎｓ〜数μｓ幅の大電流パルスを発生するパ
ルス電源に係り、特にエキシマレーザ装置やグロー放電
を利用した薄膜形成装置等の放電負荷に対して１秒当た
り数１０〜数千ショットのパルス電流を供給する際のキ
ックバックエネルギーの回生に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１にパルス電源の構成例を示す。パ
ルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を設
け、このコンデンサＣ0を充電器２により初期充電して
おき、半導体スイッチＳＷのオン制御でコンデンサＣ0
から昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３の入力段パルストラ
ンスＰＴにパルス電流を供給する。
ルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を設
け、このコンデンサＣ0を充電器２により初期充電して
おき、半導体スイッチＳＷのオン制御でコンデンサＣ0
から昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３の入力段パルストラ
ンスＰＴにパルス電流を供給する。
【０００３】昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３は、パルス
トランスＰＴで昇圧したパルス電流Ｉ0でコンデンサＣ1
を高圧充電し、このコンデンサＣ1の充電電圧で可飽和
リアクトルＴ2が磁気スイッチ動作することによりコン
デンサＣ1からコンデンサＣ2への狭幅のパルス電流Ｉ1
を発生させてコンデンサＣ2を高圧充電し、さらにコン
デンサＣ2の充電電圧で可飽和リアクトルＴ3が磁気スイ
ッチ動作することによりコンデンサＣ2からエキシマレ
ーザなどの負荷装置４に狭幅・高電圧のパルス電流を供
給する。
トランスＰＴで昇圧したパルス電流Ｉ0でコンデンサＣ1
を高圧充電し、このコンデンサＣ1の充電電圧で可飽和
リアクトルＴ2が磁気スイッチ動作することによりコン
デンサＣ1からコンデンサＣ2への狭幅のパルス電流Ｉ1
を発生させてコンデンサＣ2を高圧充電し、さらにコン
デンサＣ2の充電電圧で可飽和リアクトルＴ3が磁気スイ
ッチ動作することによりコンデンサＣ2からエキシマレ
ーザなどの負荷装置４に狭幅・高電圧のパルス電流を供
給する。
【０００４】このような構成のパルス電源において、負
荷装置４になる放電負荷は、与えられたパルス電力を全
て消費することなく、一部のエネルギーがパルス電源に
戻ってくる。この戻ってくるエネルギーのことをキック
バックエネルギーと称しているが、これを抵抗で消費さ
せると、高出力（単位時問当たりのショット数が高い）
装置では抵抗の損失が無視できないレベルになるほか、
抵抗の冷却系も含めて電源装置が大型化する。
荷装置４になる放電負荷は、与えられたパルス電力を全
て消費することなく、一部のエネルギーがパルス電源に
戻ってくる。この戻ってくるエネルギーのことをキック
バックエネルギーと称しているが、これを抵抗で消費さ
せると、高出力（単位時問当たりのショット数が高い）
装置では抵抗の損失が無視できないレベルになるほか、
抵抗の冷却系も含めて電源装置が大型化する。
【０００５】このため，キックバックエネルギーを初段
のコンデンサＣ0に回生しておき，次の充電サイクルに
充電エネルギーの一部として利用する回生形が実用化さ
れている。
のコンデンサＣ0に回生しておき，次の充電サイクルに
充電エネルギーの一部として利用する回生形が実用化さ
れている。
【０００６】しかし，キックバック電流の方向は、初段
コンデンサから最初のパルスを発生するに必要な充電方
向とは逆向きになる。したがって、回生するためにはキ
ックバック電圧を反転させる必要がある。
コンデンサから最初のパルスを発生するに必要な充電方
向とは逆向きになる。したがって、回生するためにはキ
ックバック電圧を反転させる必要がある。
【０００７】また、パルス発生回路１に使用する半導体
スイッチＳＷは、大きなスナバコンデンサを不要にする
ゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタなどを用い、キ
ックバック電圧で強制的にターンオフしないように動作
させている。
スイッチＳＷは、大きなスナバコンデンサを不要にする
ゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタなどを用い、キ
ックバック電圧で強制的にターンオフしないように動作
させている。
【０００８】これら事情を考慮し、従来のパルス発生回
路は、図１２の（ａ）〜（ｃ）に示すような構成にされ
る。同図の（ａ）〜（ｃ）における半導体スイッチＳＷ
にはＩＧＢＴを用い、可飽和リアクトルＬ1はコンデン
サＣ0の放電に際してのスイッチのターンオン損失を低
減するための磁気アシスト用に設けられる。また、ダイ
オードＤ1は、半導体スイッチＳＷの逆電圧保護用であ
る。
路は、図１２の（ａ）〜（ｃ）に示すような構成にされ
る。同図の（ａ）〜（ｃ）における半導体スイッチＳＷ
にはＩＧＢＴを用い、可飽和リアクトルＬ1はコンデン
サＣ0の放電に際してのスイッチのターンオン損失を低
減するための磁気アシスト用に設けられる。また、ダイ
オードＤ1は、半導体スイッチＳＷの逆電圧保護用であ
る。
【０００９】同図の（ａ）では、半導体スイッチＳＷの
オンによりコンデンサＣ0の放電をした後、パルストラ
ンスＰＴからのキックバック電流で半導体スイッチＳＷ
を経てコンデンサＣ0を逆極性に充電する。この充電に
より、コンデンサＣ0からダイオードＤ0を通してリアク
トルＬ0に流す振動電流を発生させ、コンデンサＣ0を初
期充電時の極性に反転充電することでキックバックエネ
ルギーの回生を得る。
オンによりコンデンサＣ0の放電をした後、パルストラ
ンスＰＴからのキックバック電流で半導体スイッチＳＷ
を経てコンデンサＣ0を逆極性に充電する。この充電に
より、コンデンサＣ0からダイオードＤ0を通してリアク
トルＬ0に流す振動電流を発生させ、コンデンサＣ0を初
期充電時の極性に反転充電することでキックバックエネ
ルギーの回生を得る。
【００１０】同図の（ｂ）では、（ａ）の回路にダイオ
ードＤ2を追加し、コンデンサＣ0が逆極性に充電された
電荷がパルストランスＰＴ側に漏れるのを防止する。
ードＤ2を追加し、コンデンサＣ0が逆極性に充電された
電荷がパルストランスＰＴ側に漏れるのを防止する。
【００１１】同図の（ｃ）では、キックバック電流で逆
極性に充電されたコンデンサＣ0からダイオードＤ1と可
飽和リアクトルＬ1を経て振動電流を発生させる。
極性に充電されたコンデンサＣ0からダイオードＤ1と可
飽和リアクトルＬ1を経て振動電流を発生させる。
【００１２】なお、磁気圧縮回路３は、入力段パルスト
ランスに代えて可飽和トランスとするなど、磁気圧縮の
ための種々の回路が提案されている。
ランスに代えて可飽和トランスとするなど、磁気圧縮の
ための種々の回路が提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来のパルス電源にお
いて、昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３からのキックバッ
ク電圧は、負荷の状態により大きさが変化する。パルス
幅を圧縮する磁気回路は、角形比が良くヒステリシスル
ープの小さい磁性体の非飽和−飽和特性の変化を利用し
ている。
いて、昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３からのキックバッ
ク電圧は、負荷の状態により大きさが変化する。パルス
幅を圧縮する磁気回路は、角形比が良くヒステリシスル
ープの小さい磁性体の非飽和−飽和特性の変化を利用し
ている。
【００１４】したがって、電圧の大きさが変化すること
でキックバック電圧が初段のコンデンサＣ0に戻ってく
る時間が変化する。また，負荷に供給するエネルギー量
も負荷の出力に応じて変化するため、これによる時間ず
れも起きる。
でキックバック電圧が初段のコンデンサＣ0に戻ってく
る時間が変化する。また，負荷に供給するエネルギー量
も負荷の出力に応じて変化するため、これによる時間ず
れも起きる。
【００１５】これらコンデンサＣ0の電圧と半導体スイ
ッチＳＷを流れる電流の関係を図１３に示す。同図にお
いて、半導体スイッチＳＷを時刻ｔ1でオン制御したと
き、コンデンサＣ0の放電は可飽和リアクトルＬ1の磁性
体の電圧時間積とコンデンサＣ0の電圧の大きさで決ま
るＴ1の時間遅れで開始される。このコンデンサＣ0の放
電からキックバック電流によるコンデンサＣ0の逆極性
への充電までの時間Ｔ2及びコンデンサＣ0の正極性への
反転充電までの時間Ｔ3は、キックバック量の大きさに
よって変化する。
ッチＳＷを流れる電流の関係を図１３に示す。同図にお
いて、半導体スイッチＳＷを時刻ｔ1でオン制御したと
き、コンデンサＣ0の放電は可飽和リアクトルＬ1の磁性
体の電圧時間積とコンデンサＣ0の電圧の大きさで決ま
るＴ1の時間遅れで開始される。このコンデンサＣ0の放
電からキックバック電流によるコンデンサＣ0の逆極性
への充電までの時間Ｔ2及びコンデンサＣ0の正極性への
反転充電までの時間Ｔ3は、キックバック量の大きさに
よって変化する。
【００１６】このような時間Ｔ1〜Ｔ3の変化に対して、
半導体スイッチＳＷは、キックバックエネルギーの確実
な回生には、キックバック電圧が反転している期間Ｔ4
にタイミングを見計らってターンオフ制御することが必
要となる。
半導体スイッチＳＷは、キックバックエネルギーの確実
な回生には、キックバック電圧が反転している期間Ｔ4
にタイミングを見計らってターンオフ制御することが必
要となる。
【００１７】このターンオン制御方式として、図１２の
（ａ）の回路では、コンデンサＣ0の電流極性や電流方
向を検出するフィードバック制御方式があるが、余分な
電圧・電流センサが必要となるし、誤動作により半導体
スイッチを破損させる恐れがある。
（ａ）の回路では、コンデンサＣ0の電流極性や電流方
向を検出するフィードバック制御方式があるが、余分な
電圧・電流センサが必要となるし、誤動作により半導体
スイッチを破損させる恐れがある。
【００１８】この点、同図の（ｂ）の回路では、ダイオ
ードＤ2の介在により半導体スイッチの保護ができる
が、依然としてセンサが必要となる。
ードＤ2の介在により半導体スイッチの保護ができる
が、依然としてセンサが必要となる。
【００１９】また、同図の（ｃ）の回路では、センサを
必要とすることに加えて、キックバック電流に引き続い
てキックバック反転電流がパルストランスＰＴを流れる
ため、パルストランスＰＴが飽和する間がなく、ＰＴの
二次側にエネルギーの流出が発生し、エネルギー回生効
率を悪くする。
必要とすることに加えて、キックバック電流に引き続い
てキックバック反転電流がパルストランスＰＴを流れる
ため、パルストランスＰＴが飽和する間がなく、ＰＴの
二次側にエネルギーの流出が発生し、エネルギー回生効
率を悪くする。
【００２０】本発明の目的は、電圧・電流センサを設け
ることなくキックバックエネルギーの確実な回生ができ
るパルス電源を提供することにある。
ることなくキックバックエネルギーの確実な回生ができ
るパルス電源を提供することにある。
【００２１】本発明の他の目的は、キックバックエネル
ギーの回生効率を高めたパルス電源を提供することにあ
る。
ギーの回生効率を高めたパルス電源を提供することにあ
る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明は、磁気圧縮回路
からのキックバック電流による初段コンデンサの充電と
その電圧反転を一対の半導体スイッチのオン・オフ制御
で行うことで、従来の電圧・電流センサによるフィード
バック制御を不要にしながら確実なタイミングによるキ
ックバックエネルギーの回生ができ、さらにキックバッ
クエネルギーの回生効率も高めるようにしたもので、以
下の構成を特徴とする。
からのキックバック電流による初段コンデンサの充電と
その電圧反転を一対の半導体スイッチのオン・オフ制御
で行うことで、従来の電圧・電流センサによるフィード
バック制御を不要にしながら確実なタイミングによるキ
ックバックエネルギーの回生ができ、さらにキックバッ
クエネルギーの回生効率も高めるようにしたもので、以
下の構成を特徴とする。
【００２３】（第１の発明）初期充電されるコンデンサ
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、逆極性方向にしたダイオードが並列接続され、前記
半導体スイッチと直列接続されてコンプリメンタリーに
オン・オフ制御される第２の半導体スイッチを備え、前
記第２の半導体スイッチは、オン制御で充電器から前記
コンデンサへの初期充電電流路を形成し、かつ、前記ト
ランス側からのキックバック電流で前記コンデンサが逆
極性に充電された後に電圧反転の電流路を形成すること
を特徴とする。
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、逆極性方向にしたダイオードが並列接続され、前記
半導体スイッチと直列接続されてコンプリメンタリーに
オン・オフ制御される第２の半導体スイッチを備え、前
記第２の半導体スイッチは、オン制御で充電器から前記
コンデンサへの初期充電電流路を形成し、かつ、前記ト
ランス側からのキックバック電流で前記コンデンサが逆
極性に充電された後に電圧反転の電流路を形成すること
を特徴とする。
【００２４】（第２の発明）初期充電されるコンデンサ
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、前記トランス側からのキックバック電流で前記コン
デンサが逆極性に充電されたときに該コンデンサとの間
の振動電流で該コンデンサを電圧反転させるリアクトル
及び逆流防止用ダイオードと、オン制御で充電器から前
記コンデンサへの初期充電電流路を形成する第２の半導
体スイッチと、前記充電器の出力端と前記第１の半導体
スイッチの間に設けられ該充電器の出力端の残留電圧を
該第１の半導体スイッチのオンで放電させる短絡線ＳＬ
とを備えたことを特徴とする。
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、前記トランス側からのキックバック電流で前記コン
デンサが逆極性に充電されたときに該コンデンサとの間
の振動電流で該コンデンサを電圧反転させるリアクトル
及び逆流防止用ダイオードと、オン制御で充電器から前
記コンデンサへの初期充電電流路を形成する第２の半導
体スイッチと、前記充電器の出力端と前記第１の半導体
スイッチの間に設けられ該充電器の出力端の残留電圧を
該第１の半導体スイッチのオンで放電させる短絡線ＳＬ
とを備えたことを特徴とする。
【００２５】（第３の発明）初期充電されるコンデンサ
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、前記トランス側からのキックバック電流で前記コン
デンサが逆極性に充電されたときに該コンデンサとの間
の振動電流で該コンデンサを電圧反転させるリアクトル
及び逆流防止用ダイオードと、前記リアクトルとダイオ
ードに直列接続され、オン制御で充電器から該リアクト
ルを通した前記コンデンサへの初期充電電流路を形成
し、かつ、前記電圧反転の電流路を形成する第２の半導
体スイッチとを備えたことを特徴とする。
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、前記トランス側からのキックバック電流で前記コン
デンサが逆極性に充電されたときに該コンデンサとの間
の振動電流で該コンデンサを電圧反転させるリアクトル
及び逆流防止用ダイオードと、前記リアクトルとダイオ
ードに直列接続され、オン制御で充電器から該リアクト
ルを通した前記コンデンサへの初期充電電流路を形成
し、かつ、前記電圧反転の電流路を形成する第２の半導
体スイッチとを備えたことを特徴とする。
【００２６】また、前記リアクトルは、前記第１の半導
体スイッチの磁気アシスト用可飽和リアクトルと共用に
したことを特徴とする。
体スイッチの磁気アシスト用可飽和リアクトルと共用に
したことを特徴とする。
【００２７】また、前記充電器の出力端と前記第１の半
導体スイッチの間に設けられ該充電器の出力端の残留電
圧を該第１の半導体スイッチのオンで放電させる抵抗を
設けたことを特徴とする。
導体スイッチの間に設けられ該充電器の出力端の残留電
圧を該第１の半導体スイッチのオンで放電させる抵抗を
設けたことを特徴とする。
【００２８】（第４の発明）初期充電されるコンデンサ
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、前記トランス側からのキックバック電流で前記コン
デンサが逆極性に充電されたときに該コンデンサとの間
の振動電流で該コンデンサを電圧反転させるリアクトル
及び逆流防止用ダイオードと、前記リアクトルとダイオ
ードに直列接続され、オン制御で充電器から該リアクト
ル及びダイオードを通した前記コンデンサへの初期充電
電流路を形成し、かつ、前記電圧反転の電流路を形成す
る第２の半導体スイッチと、前記充電器の出力端と前記
第１の半導体スイッチの間に設けられ該充電器の出力端
の残留電圧を該第１の半導体スイッチのオンで放電さ
せ、かつ、前記電圧反転の電流路を形成する短絡線とを
備えたことを特徴とする。
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、前記トランス側からのキックバック電流で前記コン
デンサが逆極性に充電されたときに該コンデンサとの間
の振動電流で該コンデンサを電圧反転させるリアクトル
及び逆流防止用ダイオードと、前記リアクトルとダイオ
ードに直列接続され、オン制御で充電器から該リアクト
ル及びダイオードを通した前記コンデンサへの初期充電
電流路を形成し、かつ、前記電圧反転の電流路を形成す
る第２の半導体スイッチと、前記充電器の出力端と前記
第１の半導体スイッチの間に設けられ該充電器の出力端
の残留電圧を該第１の半導体スイッチのオンで放電さ
せ、かつ、前記電圧反転の電流路を形成する短絡線とを
備えたことを特徴とする。
【００２９】（第５の発明）初期充電されるコンデンサ
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、オン制御で充電器から前記コンデンサへの初期充電
電流路を形成する第２の半導体スイッチを備え、前記第
１の半導体スイッチは、前記コンデンサが初期充電され
た後のオン制御で前記トランスの一次側コイルとの間の
振動電流で該コンデンサを電圧反転させ、この後のオン
制御でパルス発生し、かつ、キックバック電流で該コン
デンサを初期充電時の極性に充電させることを特徴とす
る。
から第１の半導体スイッチのオン制御でパルス電流を発
生するパルス発生回路と、入力段トランスで取り込む前
記パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回
路とを備えたパルス電源において、前記パルス発生回路
は、オン制御で充電器から前記コンデンサへの初期充電
電流路を形成する第２の半導体スイッチを備え、前記第
１の半導体スイッチは、前記コンデンサが初期充電され
た後のオン制御で前記トランスの一次側コイルとの間の
振動電流で該コンデンサを電圧反転させ、この後のオン
制御でパルス発生し、かつ、キックバック電流で該コン
デンサを初期充電時の極性に充電させることを特徴とす
る。
【００３０】また、前記第１の半導体スイッチは、リア
クトルと逆流防止用ダイオードとの直列接続で前記コン
デンサに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前
記パルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの
充電電流路を形成するダイオードを備えたことを特徴と
する。
クトルと逆流防止用ダイオードとの直列接続で前記コン
デンサに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前
記パルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの
充電電流路を形成するダイオードを備えたことを特徴と
する。
【００３１】また、前記充電器の出力端と前記第１の半
導体スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留
電圧を該第１の半導体スイッチのオンで放電させるダイ
オードと抵抗の直列回路を備えたことを特徴とする。
導体スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留
電圧を該第１の半導体スイッチのオンで放電させるダイ
オードと抵抗の直列回路を備えたことを特徴とする。
【００３２】また、前記第１の半導体スイッチは、振動
電流による電圧反転用リアクトルと前記第２の半導体ス
イッチの直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧
反転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバ
ック電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイ
オードを備えたことを特徴とする。
電流による電圧反転用リアクトルと前記第２の半導体ス
イッチの直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧
反転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバ
ック電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイ
オードを備えたことを特徴とする。
【００３３】
（第１の実施形態）図１は、本発明の実施形態を示すパ
ルス発生回路図であり、以下に説明する他の実施形態も
含めて図２の各回路要素と同等のものは同一符号を付し
て示す。また、可飽和リアクトルＬ0のコアは、リセッ
ト巻線による直流バイアスで一方向に磁化されており、
そのリセット方向を矢印で示す。さらに、パルストラン
スＰＴの一次と二次の巻線極性を黒丸で示す。
ルス発生回路図であり、以下に説明する他の実施形態も
含めて図２の各回路要素と同等のものは同一符号を付し
て示す。また、可飽和リアクトルＬ0のコアは、リセッ
ト巻線による直流バイアスで一方向に磁化されており、
そのリセット方向を矢印で示す。さらに、パルストラン
スＰＴの一次と二次の巻線極性を黒丸で示す。
【００３４】図１の構成が図１２の（ｃ）と異なる部分
は、充電器２からコンデンサＣ0への初期充電電流路に
設けた半導体スイッチＳＷ0と、これに逆極性方向で並
列接続したダイオードＤ3を設けた点にある。
は、充電器２からコンデンサＣ0への初期充電電流路に
設けた半導体スイッチＳＷ0と、これに逆極性方向で並
列接続したダイオードＤ3を設けた点にある。
【００３５】本実施形態において、半導体スイッチＳＷ
0は、半導体スイッチＳＷと共にキックバック電流回生
のためのタイミング制御用として設けられ、半導体スイ
ッチＳＷとコンプリメンタリーにオン・オフ制御する。
コンデンサＣ0は、スイッチＳＷ0をオン制御して可飽和
リアクトルＬ1を通した充電電流路で初期充電する。コ
ンデンサＣ0の放電（パルストランスＰＴへのパルス発
生）には、スイッチＳＷのオン制御でリアクトルＬ1と
ダイオードＤ3を通した電流路で行う。
0は、半導体スイッチＳＷと共にキックバック電流回生
のためのタイミング制御用として設けられ、半導体スイ
ッチＳＷとコンプリメンタリーにオン・オフ制御する。
コンデンサＣ0は、スイッチＳＷ0をオン制御して可飽和
リアクトルＬ1を通した充電電流路で初期充電する。コ
ンデンサＣ0の放電（パルストランスＰＴへのパルス発
生）には、スイッチＳＷのオン制御でリアクトルＬ1と
ダイオードＤ3を通した電流路で行う。
【００３６】パルストランスＰＴからのキックバック電
流は、両スイッチＳＷ0とＳＷをパルス発生時と同じ制
御状態にし、リアクトルＬ1とダイオードＤ3とスイッチ
ＳＷを通した電流路で行い、コンデンサＣ0を逆極性に
充電する。このキックバックエネルギーによるコンデン
サＣ0の電圧反転には、スイッチＳＷ0をオンし、ダイオ
ードＤ1とスイッチＳＷ0とリアクトルＬ1を通して電流
路で行う。
流は、両スイッチＳＷ0とＳＷをパルス発生時と同じ制
御状態にし、リアクトルＬ1とダイオードＤ3とスイッチ
ＳＷを通した電流路で行い、コンデンサＣ0を逆極性に
充電する。このキックバックエネルギーによるコンデン
サＣ0の電圧反転には、スイッチＳＷ0をオンし、ダイオ
ードＤ1とスイッチＳＷ0とリアクトルＬ1を通して電流
路で行う。
【００３７】したがって、本実施形態によれば、スイッ
チＳＷとＳＷ0とをコンプリメンタリーにオン・オフ制
御し、キックバック電圧の反転にはスイッチＳＷ0のオ
ン制御で済む。このことから、キックバック電流の発生
をセンサで検出することなく、適当に設定するスイッチ
ＳＷ0のオン制御タイミングでキックバック電圧の反転
ができ、従来の電流・電圧センサを不要にする。
チＳＷとＳＷ0とをコンプリメンタリーにオン・オフ制
御し、キックバック電圧の反転にはスイッチＳＷ0のオ
ン制御で済む。このことから、キックバック電流の発生
をセンサで検出することなく、適当に設定するスイッチ
ＳＷ0のオン制御タイミングでキックバック電圧の反転
ができ、従来の電流・電圧センサを不要にする。
【００３８】また、キックバック電流が流れ終わってあ
る時間後にスイッチＳＷ0をオンさせることができるた
め、パルストランスＰＴが反転電流の方向に飽和する時
間を十分に取ることができ、パルストランスＰＴの二次
側へのエネルギーの漏れを抑えることができ、エネルギ
ーの回生効率を高めることができる。
る時間後にスイッチＳＷ0をオンさせることができるた
め、パルストランスＰＴが反転電流の方向に飽和する時
間を十分に取ることができ、パルストランスＰＴの二次
側へのエネルギーの漏れを抑えることができ、エネルギ
ーの回生効率を高めることができる。
【００３９】（第２の実施形態）図２は、本発明の他の
実施形態を示す。同図が図１２の（ｂ）と異なる部分
は、充電器２からコンデンサＣ0への充電にはリアクト
ルＬ0を介することなく半導体スイッチＳＷ0とこれに逆
極性で並列接続したダイオードＤ3を設け、リアクトル
Ｌ0の値を大きくした点にある。さらに、充電器２とス
イッチＳＷ0との間に逆流防止用ダイオードＤ4を設け、
充電器２からスイッチＳＷとダイオードＤ2の接続点に
迂回路用短絡線ＳＬを設けた点にある。
実施形態を示す。同図が図１２の（ｂ）と異なる部分
は、充電器２からコンデンサＣ0への充電にはリアクト
ルＬ0を介することなく半導体スイッチＳＷ0とこれに逆
極性で並列接続したダイオードＤ3を設け、リアクトル
Ｌ0の値を大きくした点にある。さらに、充電器２とス
イッチＳＷ0との間に逆流防止用ダイオードＤ4を設け、
充電器２からスイッチＳＷとダイオードＤ2の接続点に
迂回路用短絡線ＳＬを設けた点にある。
【００４０】本実施形態において、コンデンサＣ0の初
期充電はスイッチＳＷ0のオン制御でなされ、コンデン
サＣ0からの放電及びキックバック電流はスイッチＳＷ
のオン制御でなされ、コンデンサＣ0の電圧反転はスイ
ッチＳＷのオフ制御でなされる。
期充電はスイッチＳＷ0のオン制御でなされ、コンデン
サＣ0からの放電及びキックバック電流はスイッチＳＷ
のオン制御でなされ、コンデンサＣ0の電圧反転はスイ
ッチＳＷのオフ制御でなされる。
【００４１】ここで、リアクトルＬ0の値を大きくする
ことにより、キックバック電圧の反転電流の周期が長く
なる。これにより、スイッチＳＷ0のオンからオフへの
制御に十分な時間的余裕が得られ、従来の電圧・電流セ
ンサを不要にしてたキックバックエネルギーの回生がで
きる。
ことにより、キックバック電圧の反転電流の周期が長く
なる。これにより、スイッチＳＷ0のオンからオフへの
制御に十分な時間的余裕が得られ、従来の電圧・電流セ
ンサを不要にしてたキックバックエネルギーの回生がで
きる。
【００４２】これに加えて、コンデンサＣ0の初期充電
には、リアクトルＬ0を介することなくスイッチＳＷ0を
通して直接に行うことができ、リアクトルＬ0が介在す
る場合に比べて初期充電電圧の精度を高めることができ
る。
には、リアクトルＬ0を介することなくスイッチＳＷ0を
通して直接に行うことができ、リアクトルＬ0が介在す
る場合に比べて初期充電電圧の精度を高めることができ
る。
【００４３】特に、スイッチＳＷ0によるコンデンサＣ0
の初期充電時に、充電器２の出力端の残留電圧が発生す
るのを、スイッチＳＷがオン制御されたときに短絡線Ｓ
Ｌを通して放電させることができる。ダイオードＤ
4は、短絡線ＳＬの介在によるスイッチＳＷ0側からの迂
回電流発生を防止すると共に、スイッチＳＷ0に必要な
耐圧を下げることができる。
の初期充電時に、充電器２の出力端の残留電圧が発生す
るのを、スイッチＳＷがオン制御されたときに短絡線Ｓ
Ｌを通して放電させることができる。ダイオードＤ
4は、短絡線ＳＬの介在によるスイッチＳＷ0側からの迂
回電流発生を防止すると共に、スイッチＳＷ0に必要な
耐圧を下げることができる。
【００４４】（第３の実施形態）図３は、本発明の他の
実施形態を示す。同図が図２と異なる部分は、充電器２
からスイッチＳＷ0とダイオードＤ3の並列回路及びリア
クトルＬ0を介してコンデンサＣ0の充電路を形成し、ダ
イオードＤ0は充電器２とスイッチＳＷ0の接続点に設け
てスイッチＳＷ0を通したキックバック電圧反転電流を
流す点にある。
実施形態を示す。同図が図２と異なる部分は、充電器２
からスイッチＳＷ0とダイオードＤ3の並列回路及びリア
クトルＬ0を介してコンデンサＣ0の充電路を形成し、ダ
イオードＤ0は充電器２とスイッチＳＷ0の接続点に設け
てスイッチＳＷ0を通したキックバック電圧反転電流を
流す点にある。
【００４５】本実施形態では、スイッチＳＷ0とＳＷの
コンプリメンタリー制御を行い、スイッチＳＷ0のオン
でコンデンサＣ0を初期充電し、スイッチＳＷのオンで
パルス発生とキックバック電流路を形成し、スイッチＳ
Ｗ0のオンでキックバック電圧反転を得る。
コンプリメンタリー制御を行い、スイッチＳＷ0のオン
でコンデンサＣ0を初期充電し、スイッチＳＷのオンで
パルス発生とキックバック電流路を形成し、スイッチＳ
Ｗ0のオンでキックバック電圧反転を得る。
【００４６】本実施形態によれば、前記までの実施形態
に比べて、キックバック反転電流がスイッチＳＷ0がオ
ンしないと流れないため、キックバック電流期間が終わ
ってから反転電流を流すまでの時間に余裕があり、スイ
ッチＳＷ0をオンからオフ制御するタイミングの設定は
固定にするも、キックバック電流発生のタイミングのず
れに対応できる。
に比べて、キックバック反転電流がスイッチＳＷ0がオ
ンしないと流れないため、キックバック電流期間が終わ
ってから反転電流を流すまでの時間に余裕があり、スイ
ッチＳＷ0をオンからオフ制御するタイミングの設定は
固定にするも、キックバック電流発生のタイミングのず
れに対応できる。
【００４７】なお、リアクトルＬ0は、図２の場合に比
べてその値を小さくし、充電精度を維持する。また、ス
イッチＳＷ0の耐圧は、図２の場合と同様にする。
べてその値を小さくし、充電精度を維持する。また、ス
イッチＳＷ0の耐圧は、図２の場合と同様にする。
【００４８】図４及び図５は、本実施形態の変形例を示
す。これら図の構成は、図３におけるリアクトルＬ0と
可飽和リアクトルＬ1を共用化して１つにまとめた可飽
和リアクトルＬ2とする。リアクトルＬ2の磁化方向は、
充電電流及びキックバック電流が流れる方向に対しては
低インピーダンスになるよう磁化される。
す。これら図の構成は、図３におけるリアクトルＬ0と
可飽和リアクトルＬ1を共用化して１つにまとめた可飽
和リアクトルＬ2とする。リアクトルＬ2の磁化方向は、
充電電流及びキックバック電流が流れる方向に対しては
低インピーダンスになるよう磁化される。
【００４９】図４又は図５において、コンデンサＣ0の
初期充電はスイッチＳＷ0のオン制御でリアクトルＬ2を
経てなされ、パルス発生とキックバック電流による充電
はスイッチＳＷのオン制御でなされ、キックバック電圧
の反転はダイオードＤ0とリアクトルＬ2を介してスイッ
チＳＷ0のオン制御でなされる。
初期充電はスイッチＳＷ0のオン制御でリアクトルＬ2を
経てなされ、パルス発生とキックバック電流による充電
はスイッチＳＷのオン制御でなされ、キックバック電圧
の反転はダイオードＤ0とリアクトルＬ2を介してスイッ
チＳＷ0のオン制御でなされる。
【００５０】図４の抵抗Ｒ1は、充電器２に内蔵される
出力電圧フィードバック用のコンデンサＣCの電荷をス
イッチＳＷがオンしたときに放電させる。この抵抗Ｒ1
は、コンデンサＣCに残留電圧がコンデンサＣ0の反転電
圧に加算されてスイッチＳＷ０に印加され、スイッチＳ
Ｗ０の耐圧を高くしなければならないのを防止する。
出力電圧フィードバック用のコンデンサＣCの電荷をス
イッチＳＷがオンしたときに放電させる。この抵抗Ｒ1
は、コンデンサＣCに残留電圧がコンデンサＣ0の反転電
圧に加算されてスイッチＳＷ０に印加され、スイッチＳ
Ｗ０の耐圧を高くしなければならないのを防止する。
【００５１】図４及び図５の回路では、図３の場合に比
べて、リアクトルＬ0によるキックバック電圧反転に代
えて、可飽和リアクトルＬ2が可飽和特性を示すため、
磁気スナバ効果を持たせることができ、ダイオードＤ0
の逆回復損失を１／２〜１／３に減少させることができ
る。
べて、リアクトルＬ0によるキックバック電圧反転に代
えて、可飽和リアクトルＬ2が可飽和特性を示すため、
磁気スナバ効果を持たせることができ、ダイオードＤ0
の逆回復損失を１／２〜１／３に減少させることができ
る。
【００５２】すなわち、図３の回路では、ダイオードＤ
0とリアクトルＬ0を通したコンデンサＣ0のキックバッ
ク電圧反転がなされたとき、コンデンサＣ0とリアクト
ルＬ0の振動で逆方向の電流が流れようとし、これをダ
イオードＤ0で阻止する。このとき、実際にはダイオー
ドＤ0の蓄積電荷が消えるまでの時間だけ逆方向の電流
が流れ、ダイオードＤ0が逆電圧回復するまでは逆回復
損失が発生する。
0とリアクトルＬ0を通したコンデンサＣ0のキックバッ
ク電圧反転がなされたとき、コンデンサＣ0とリアクト
ルＬ0の振動で逆方向の電流が流れようとし、これをダ
イオードＤ0で阻止する。このとき、実際にはダイオー
ドＤ0の蓄積電荷が消えるまでの時間だけ逆方向の電流
が流れ、ダイオードＤ0が逆電圧回復するまでは逆回復
損失が発生する。
【００５３】この逆方向の電流が０になるときの傾きが
大きいと、リアクトルＬ0と配線の浮遊インダクタンス
でＬ・ｄｉ／ｄｔの電圧がサージとしてダイオードＤ0
に印加され、その耐圧に高いものが要求される。
大きいと、リアクトルＬ0と配線の浮遊インダクタンス
でＬ・ｄｉ／ｄｔの電圧がサージとしてダイオードＤ0
に印加され、その耐圧に高いものが要求される。
【００５４】以上のことから、図４又は図５の構成で
は、コンデンサＣ0の電圧反転時に可飽和リアクトルＬ2
が飽和するまでの時間だけ逆方向の電流を阻止し、この
間にダイオードＤ0の逆回復を得ることができ、逆回復
損失及びサージ耐圧の低減を図ることができる。
は、コンデンサＣ0の電圧反転時に可飽和リアクトルＬ2
が飽和するまでの時間だけ逆方向の電流を阻止し、この
間にダイオードＤ0の逆回復を得ることができ、逆回復
損失及びサージ耐圧の低減を図ることができる。
【００５５】（第４の実施形態）図６は、本発明の他の
実施形態を示す。同図が図３と異なる部分は、充電器２
とスイッチＳＷ0との間に耐圧と電圧反転用のダイオー
ドＤ4を設け、充電器２からスイッチＳＷとダイオード
Ｄ2の接続点に迂回路用短絡線ＳＬを設けた点にある。
実施形態を示す。同図が図３と異なる部分は、充電器２
とスイッチＳＷ0との間に耐圧と電圧反転用のダイオー
ドＤ4を設け、充電器２からスイッチＳＷとダイオード
Ｄ2の接続点に迂回路用短絡線ＳＬを設けた点にある。
【００５６】ダイオードＤ4は、スイッチＳＷ0の逆耐圧
を高めると共に、コンデンサＣ0からダイオードＤ1→ダ
イオードＤ4→スイッチＳＷ0→リアクトルＬ0の経路で
コンデンサＣ0の電圧反転電流路を形成する。また、短
絡線ＳＬは、スイッチＳＷのオン時に充電器２の残留電
圧を放電させる。
を高めると共に、コンデンサＣ0からダイオードＤ1→ダ
イオードＤ4→スイッチＳＷ0→リアクトルＬ0の経路で
コンデンサＣ0の電圧反転電流路を形成する。また、短
絡線ＳＬは、スイッチＳＷのオン時に充電器２の残留電
圧を放電させる。
【００５７】本実施形態では、図３ではスイッチＳＷ0
に耐圧が高いものを必要とするのに対して、これをダイ
オードＤ4により電圧負担し、スイッチＳＷ0に必要とす
る耐圧を下げることができる。また、図３のダイオード
Ｄ0を不要にする。
に耐圧が高いものを必要とするのに対して、これをダイ
オードＤ4により電圧負担し、スイッチＳＷ0に必要とす
る耐圧を下げることができる。また、図３のダイオード
Ｄ0を不要にする。
【００５８】（第５の実施形態）図７は、本発明の他の
実施形態を示す。同図は、充電器２からスイッチＳＷ0
とダイオードＤ3の並列回路を介してコンデンサＣ0の初
期充電回路を構成し、可飽和リアクトルＬ1及びスイッ
チＳＷとダイオードＤ1との並列回路を介してコンデン
サＣ0からパルストランスＰＴへのパルス発生回路を構
成する。
実施形態を示す。同図は、充電器２からスイッチＳＷ0
とダイオードＤ3の並列回路を介してコンデンサＣ0の初
期充電回路を構成し、可飽和リアクトルＬ1及びスイッ
チＳＷとダイオードＤ1との並列回路を介してコンデン
サＣ0からパルストランスＰＴへのパルス発生回路を構
成する。
【００５９】本実施形態において、コンデンサＣ0の初
期充電はスイッチＳＷ0のオン制御で行うが、パルス発
生前にコンデンサＣ0の初期充電電圧を反転させる。こ
の電圧反転は、スイッチＳＷのオン制御でなされる。
期充電はスイッチＳＷ0のオン制御で行うが、パルス発
生前にコンデンサＣ0の初期充電電圧を反転させる。こ
の電圧反転は、スイッチＳＷのオン制御でなされる。
【００６０】コンデンサＣ0は、電圧反転後にダイオー
ドＤ1と可飽和リアクトルＬ1を通してパルストランスＰ
Ｔにパルス発生し、その後のキックバック電流も同じ極
性で発生する。このため、コンデンサＣ0は、キックバ
ック電流で初期充電と同じ極性に充電され、キックバッ
ク電流に対する充電電圧反転は行わない。
ドＤ1と可飽和リアクトルＬ1を通してパルストランスＰ
Ｔにパルス発生し、その後のキックバック電流も同じ極
性で発生する。このため、コンデンサＣ0は、キックバ
ック電流で初期充電と同じ極性に充電され、キックバッ
ク電流に対する充電電圧反転は行わない。
【００６１】本実施形態によれば、パルス発生前にコン
デンサＣ0を予め電圧反転を行っているため、キックバ
ック電流に対する充電電圧反転を不要にする。このこと
は、スイッチＳＷは、コンデンサＣ0を反転充電させる
ためにオン制御後、キックバック電流発生前にオンから
オフにすることで済み、キックバック量に依存するタイ
ミングのずれに影響されなくなり、電流・電圧センサを
設けることなく固定設定による制御ができる。
デンサＣ0を予め電圧反転を行っているため、キックバ
ック電流に対する充電電圧反転を不要にする。このこと
は、スイッチＳＷは、コンデンサＣ0を反転充電させる
ためにオン制御後、キックバック電流発生前にオンから
オフにすることで済み、キックバック量に依存するタイ
ミングのずれに影響されなくなり、電流・電圧センサを
設けることなく固定設定による制御ができる。
【００６２】図８及び図９は、図７の変形例である。図
８が図７と異なる部分は、コンデンサＣ0を放電させる
前に電圧反転を行う専用回路として、スイッチＳＷとダ
イオードＤ1の並列回路と、リアクトルＬ3とダイオード
Ｄ5をコンデンサＣ0の両端に設けた点にある。
８が図７と異なる部分は、コンデンサＣ0を放電させる
前に電圧反転を行う専用回路として、スイッチＳＷとダ
イオードＤ1の並列回路と、リアクトルＬ3とダイオード
Ｄ5をコンデンサＣ0の両端に設けた点にある。
【００６３】図８の構成において、コンデンサＣ0が初
期充電された後、スイッチＳＷをオン制御することによ
り、コンデンサＣ0からリアクトルＬ3とスイッチＳＷと
ダイオードＤ5を通した振動電流発生でコンデンサＣ0を
反転充電する。この充電状態は、ダイオードＤ5による
逆流防止で維持する。
期充電された後、スイッチＳＷをオン制御することによ
り、コンデンサＣ0からリアクトルＬ3とスイッチＳＷと
ダイオードＤ5を通した振動電流発生でコンデンサＣ0を
反転充電する。この充電状態は、ダイオードＤ5による
逆流防止で維持する。
【００６４】パルス発生とキックバック電流の回生は、
図７の場合と同様に、ダイオードＤ6と可飽和リアクト
ルＬ1を通して行う。
図７の場合と同様に、ダイオードＤ6と可飽和リアクト
ルＬ1を通して行う。
【００６５】図７の場合、コンデンサＣ0の電圧反転に
は、可飽和リアクトルＬ1を通した反転になり、コンデ
ンサ−コンデンサ転送電流でないため、その電流ピーク
値が約１.４１倍大きく、幅も１／１.４１倍小さくな
る。このため、スイッチＳＷに大きな瞬時電流が流れ、
スイッチング損失が大きくなる。この点について、図８
の場合にはリアクトルＬ3により電流ピーク値及び狭幅
化を抑え、スイッチング損失を抑えることができる。
は、可飽和リアクトルＬ1を通した反転になり、コンデ
ンサ−コンデンサ転送電流でないため、その電流ピーク
値が約１.４１倍大きく、幅も１／１.４１倍小さくな
る。このため、スイッチＳＷに大きな瞬時電流が流れ、
スイッチング損失が大きくなる。この点について、図８
の場合にはリアクトルＬ3により電流ピーク値及び狭幅
化を抑え、スイッチング損失を抑えることができる。
【００６６】なお、図８に示すように、充電器２から抵
抗Ｒ1を介してコンデンサＣ0に接続し、図４の場合と同
様に、充電器２に内蔵される出力電圧フィードバック用
のコンデンサの電荷をスイッチＳＷがオンしたときに放
電させることもできる。
抗Ｒ1を介してコンデンサＣ0に接続し、図４の場合と同
様に、充電器２に内蔵される出力電圧フィードバック用
のコンデンサの電荷をスイッチＳＷがオンしたときに放
電させることもできる。
【００６７】図９は、図７の構成にダイオードＤ7と抵
抗Ｒ1の直列回路を追加している。この回路構成は、図
９の抵抗Ｒ1の追加と同様に、充電器２に内蔵される出
力電圧フィードバック用のコンデンサの電荷をスイッチ
ＳＷがオンしたときに放電させるものである。
抗Ｒ1の直列回路を追加している。この回路構成は、図
９の抵抗Ｒ1の追加と同様に、充電器２に内蔵される出
力電圧フィードバック用のコンデンサの電荷をスイッチ
ＳＷがオンしたときに放電させるものである。
【００６８】図１０は、図７の変形例を示す。同図が図
８と異なる部分は、リアクトルＬ3とスイッチＳＷによ
る反転充電回路を充電器２側に設けた点にある。
８と異なる部分は、リアクトルＬ3とスイッチＳＷによ
る反転充電回路を充電器２側に設けた点にある。
【００６９】スイッチＳＷとＳＷ0は、コンプリメンタ
リ制御される。コンデンサＣ0の放電には、ダイオード
Ｄ1と並列回路のスイッチＳＷをオンすることでコンデ
ンサＣ0からダイオードＤ3とリアクトルＬ3とスイッチ
ＳＷを通してコンデンサＣ0に振動電流を発生させ、コ
ンデンサＣ0を反転充電させて、この反転充電状態はス
イッチＳＷ0で逆流防止を得る。
リ制御される。コンデンサＣ0の放電には、ダイオード
Ｄ1と並列回路のスイッチＳＷをオンすることでコンデ
ンサＣ0からダイオードＤ3とリアクトルＬ3とスイッチ
ＳＷを通してコンデンサＣ0に振動電流を発生させ、コ
ンデンサＣ0を反転充電させて、この反転充電状態はス
イッチＳＷ0で逆流防止を得る。
【００７０】コンデンサＣ0は、その反転充電によりダ
イオードＤ6と可飽和リアクトルＬ1を通してパルストラ
ンスＰＴへのパルス発生回路を構成する。
イオードＤ6と可飽和リアクトルＬ1を通してパルストラ
ンスＰＴへのパルス発生回路を構成する。
【００７１】本実施形態においては、図８の場合と同様
に、コンデンサＣ0からの放電はダイオードＤ6→パルス
トランスＰＴ→可飽和リアクトルＬ1の磁気圧縮回路に
なるため、コンデンサＣ0が初期充電と磁気圧縮回路の
兼用になっており、パルストランスＰＴ以降の磁気圧縮
段の負担を軽減できる。
に、コンデンサＣ0からの放電はダイオードＤ6→パルス
トランスＰＴ→可飽和リアクトルＬ1の磁気圧縮回路に
なるため、コンデンサＣ0が初期充電と磁気圧縮回路の
兼用になっており、パルストランスＰＴ以降の磁気圧縮
段の負担を軽減できる。
【００７２】これに加えて、本実施形態では、図１０の
ダイオードＤ3がコンデンサＣ0の反転状態からの逆流を
阻止するのに利用でき、図８のダイオードＤ5を省略で
きる。
ダイオードＤ3がコンデンサＣ0の反転状態からの逆流を
阻止するのに利用でき、図８のダイオードＤ5を省略で
きる。
【００７３】以上までの各実施形態において、スイッチ
ＳＷ及びＳＷ0としてＩＧＢＴの場合を示すが、これは
電力用ＦＥＴやＧＴＯ、さらには自己消弧能力を持たな
いサイリスタとして同等の作用効果を奏する。
ＳＷ及びＳＷ0としてＩＧＢＴの場合を示すが、これは
電力用ＦＥＴやＧＴＯ、さらには自己消弧能力を持たな
いサイリスタとして同等の作用効果を奏する。
【００７４】また、逆方向の導通阻止能力を持つスイッ
チとする場合、図２及び図３におけるダイオードＤ2を
省略できるし、図２及び図６におけるダイオードＤ4を
省略できる。
チとする場合、図２及び図３におけるダイオードＤ2を
省略できるし、図２及び図６におけるダイオードＤ4を
省略できる。
【００７５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、磁気圧
縮回路からのキックバック電流によるコンデンサの充電
とその電圧反転を一対の半導体スイッチのオン・オフ制
御で行うようにしたため、従来の電圧・電流センサによ
るフィードバック制御を不要にしながら確実なタイミン
グによるキックバックエネルギーの回生ができる。さら
に、パルストランス側への漏れが少なくなり、キックバ
ックエネルギーの回生効率を高めることができる。
縮回路からのキックバック電流によるコンデンサの充電
とその電圧反転を一対の半導体スイッチのオン・オフ制
御で行うようにしたため、従来の電圧・電流センサによ
るフィードバック制御を不要にしながら確実なタイミン
グによるキックバックエネルギーの回生ができる。さら
に、パルストランス側への漏れが少なくなり、キックバ
ックエネルギーの回生効率を高めることができる。
【図１】本発明の実施形態を示すパルス発生回路図（そ
の１）。
の１）。
【図２】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図
（その２）。
（その２）。
【図３】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図
（その３）。
（その３）。
【図４】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図
（その４）。
（その４）。
【図５】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図
（その５）。
（その５）。
【図６】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図
（その６）。
（その６）。
【図７】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図
（その７）。
（その７）。
【図８】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図
（その８）。
（その８）。
【図９】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図
（その９）。
（その９）。
【図１０】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路
図（その１０）。
図（その１０）。
【図１１】パルス電源の回路例。
【図１２】従来のパルス発生回路図。
【図１３】パルス発生回路のパルス発生・回生動作波形
図。
図。
１…パルス発生回路 ２…充電器 ３…昇圧・パルス幅磁気圧縮回路 ４…負荷装置 ＳＷ、ＳＷ0…半導体スイッチ Ｌ1、Ｌ2…可飽和リアクトル Ｌ0、Ｌ3…リアクトル Ｃ0…コンデンサ Ｄ1〜Ｄ6…ダイオード ＰＴ…パルストランス
Claims (10)
- 【請求項１】 初期充電されるコンデンサから第１の半
導体スイッチのオン制御でパルス電流を発生するパルス
発生回路と、入力段トランスで取り込む前記パルス電流
を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えた
パルス電源において、 前記パルス発生回路は、逆極性方向にしたダイオードが
並列接続され、前記半導体スイッチと直列接続されてコ
ンプリメンタリーにオン・オフ制御される第２の半導体
スイッチを備え、 前記第２の半導体スイッチは、オン制御で充電器から前
記コンデンサへの初期充電電流路を形成し、かつ、前記
トランス側からのキックバック電流で前記コンデンサが
逆極性に充電された後に電圧反転の電流路を形成するこ
とを特徴とするパルス電源。 - 【請求項２】 初期充電されるコンデンサから第１の半
導体スイッチのオン制御でパルス電流を発生するパルス
発生回路と、入力段トランスで取り込む前記パルス電流
を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えた
パルス電源において、 前記パルス発生回路は、前記トランス側からのキックバ
ック電流で前記コンデンサが逆極性に充電され たときに該コンデンサとの間の振動電流で該コンデンサ
を電圧反転させるリアクトル及び逆流防止用ダイオード
と、 オン制御で充電器から前記コンデンサへの初期充電電流
路を形成する第２の半導体スイッチと、 前記充電器の出力端と前記第１の半導体スイッチの間に
設けられ、該充電器の出力端の残留電圧を該第１の半導
体スイッチのオンで放電させる短絡線ＳＬとを備えたこ
とを特徴とするパルス電源。 - 【請求項３】 初期充電されるコンデンサから第１の半
導体スイッチのオン制御でパルス電流を発生するパルス
発生回路と、入力段トランスで取り込む前記パルス電流
を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えた
パルス電源において、 前記パルス発生回路は、 前記トランス側からのキックバック電流で前記コンデン
サが逆極性に充電されたときに該コンデンサとの間の振
動電流で該コンデンサを電圧反転させるリアクトル及び
逆流防止用ダイオードと、 前記リアクトルとダイオードに直列接続され、オン制御
で充電器から該リアクトルを通した前記コンデンサへの
初期充電電流路を形成し、かつ、前記電圧反転の電流路
を形成する第２の半導体スイッチとを備えたことを特徴
とするパルス電源。 - 【請求項４】 前記リアクトルは、前記第１の半導体ス
イッチの磁気アシスト用可飽和リアクトルと共用にした
ことを特徴とする請求項３に記載のパルス電源。 - 【請求項５】 前記充電器の出力端と前記第１の半導体
スイッチの間に設けられ該充電器の出力端の残留電圧を
該第１の半導体スイッチのオンで放電させる抵抗を設け
たことを特徴とする請求項３に記載のパルス電源。 - 【請求項６】 初期充電されるコンデンサから第１の半
導体スイッチのオン制御でパルス電流を発生するパルス
発生回路と、入力段トランスで取り込む前記パルス電流
を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えた
パルス電源において、 前記パルス発生回路は、 前記トランス側からのキックバック電流で前記コンデン
サが逆極性に充電されたときに該コンデンサとの間の振
動電流で該コンデンサを電圧反転させるリアクトル及び
逆流防止用ダイオードと、 前記リアクトルとダイオードに直列接続され、オン制御
で充電器から該リアクトル及びダイオードを通した前記
コンデンサへの初期充電電流路を形成し、かつ、前記電
圧反転の電流路を形成する第２の半導体スイッチと、 前記充電器の出力端と前記第１の半導体スイッチの間に
設けられ該充電器の出力端の残留電圧を該第１の半導体
スイッチのオンで放電させ、かつ、前記電圧反転の電流
路を形成する短絡線とを備えたことを特徴とするパルス
電源。 - 【請求項７】 初期充電されるコンデンサから第１の半
導体スイッチのオン制御でパルス電流を発生するパルス
発生回路と、入力段トランスで取り込む前記パルス電流
を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えた
パルス電源において、 前記パルス発生回路は、オン制御で充電器から前記コン
デンサへの初期充電電流路を形成する第２の半導体スイ
ッチを備え、 前記第１の半導体スイッチは、前記コンデンサが初期充
電された後のオン制御で前記トランスの一次側コイルと
の間の振動電流で該コンデンサを電圧反転させ、この後
のオン制御でパルス発生し、かつ、キックバック電流で
該コンデンサを初期充電時の極性に充電させることを特
徴とするパルス電源。 - 【請求項８】 前記第１の半導体スイッチは、リアクト
ルと逆流防止用ダイオードとの直列接続で前記コンデン
サに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前記パ
ルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの充電
電流路を形成するダイオードを備えたことを特徴とする
請求項７に記載のパルス電源。 - 【請求項９】 前記充電器の出力端と前記第１の半導体
スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留電圧
を該第１の半導体スイッチのオンで放電させるダイオー
ドと抵抗の直列回路を備えたことを特徴とする請求項７
に記載のパルス電源。 - 【請求項１０】 前記第１の半導体スイッチは、振動電
流による電圧反転用リアクトルと前記第２の半導体スイ
ッチの直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧反
転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバッ
ク電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイオ
ードを備えたことを特徴とする請求項７に記載のパルス
電源。
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|---|---|---|---|
| JP06161097A JP3603531B2 (ja) | 1997-03-17 | 1997-03-17 | パルス電源 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06161097A JP3603531B2 (ja) | 1997-03-17 | 1997-03-17 | パルス電源 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10256882A true JPH10256882A (ja) | 1998-09-25 |
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ID=13176115
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06161097A Expired - Fee Related JP3603531B2 (ja) | 1997-03-17 | 1997-03-17 | パルス電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3603531B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003009549A (ja) * | 2001-06-25 | 2003-01-10 | Nichicon Corp | パルス電源 |
| JP2007104797A (ja) * | 2005-10-04 | 2007-04-19 | Meidensha Corp | パルス電源装置 |
| CN102832844A (zh) * | 2012-09-21 | 2012-12-19 | 西南交通大学 | 一种利用双电容器转换放电的脉冲功率电源 |
| KR101240003B1 (ko) | 2010-12-09 | 2013-03-06 | 주식회사 포스코아이씨티 | 마이크로 펄스 전원공급 회로 및 이를 구비하는 마이크로 펄스 시스템 |
-
1997
- 1997-03-17 JP JP06161097A patent/JP3603531B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003009549A (ja) * | 2001-06-25 | 2003-01-10 | Nichicon Corp | パルス電源 |
| JP4612234B2 (ja) * | 2001-06-25 | 2011-01-12 | ニチコン株式会社 | パルス電源 |
| JP2007104797A (ja) * | 2005-10-04 | 2007-04-19 | Meidensha Corp | パルス電源装置 |
| KR101240003B1 (ko) | 2010-12-09 | 2013-03-06 | 주식회사 포스코아이씨티 | 마이크로 펄스 전원공급 회로 및 이를 구비하는 마이크로 펄스 시스템 |
| CN102832844A (zh) * | 2012-09-21 | 2012-12-19 | 西南交通大学 | 一种利用双电容器转换放电的脉冲功率电源 |
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| JP3603531B2 (ja) | 2004-12-22 |
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