JPH10246774A - 超音波レベル計の反射波検出回路 - Google Patents
超音波レベル計の反射波検出回路Info
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- JPH10246774A JPH10246774A JP9048715A JP4871597A JPH10246774A JP H10246774 A JPH10246774 A JP H10246774A JP 9048715 A JP9048715 A JP 9048715A JP 4871597 A JP4871597 A JP 4871597A JP H10246774 A JPH10246774 A JP H10246774A
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- Measurement Of Levels Of Liquids Or Fluent Solid Materials (AREA)
- Length Measuring Devices Characterised By Use Of Acoustic Means (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 演算結果の出力信号が振幅変化を生じること
がなく一定値に保持され、しかも自乗演算により信号レ
ベルが小さくなっても正しく信号成分を検出できる超音
波レベル計の反射波検出回路を実現する。 【解決手段】 測定対象の表面に超音波を当て、表面で
反射された反射波を受信し、反射波を受信するまでに要
した時間をもとに前記測定対象のレベルを検出する超音
波レベル計に適用し、前記反射波の中から信号成分を抽
出する超音波レベル計の反射波検出回路において、前記
反射波の波形信号を周波数ｍｆ（ｍは整数、ｆは前記超
音波の周波数）でアナログ・デジタル変換するアナログ
・デジタル変換器を有し、変換データに含まれた信号成
分の振幅を算出する演算器とを具備した超音波レベル計
の反射波検出回路。
がなく一定値に保持され、しかも自乗演算により信号レ
ベルが小さくなっても正しく信号成分を検出できる超音
波レベル計の反射波検出回路を実現する。 【解決手段】 測定対象の表面に超音波を当て、表面で
反射された反射波を受信し、反射波を受信するまでに要
した時間をもとに前記測定対象のレベルを検出する超音
波レベル計に適用し、前記反射波の中から信号成分を抽
出する超音波レベル計の反射波検出回路において、前記
反射波の波形信号を周波数ｍｆ（ｍは整数、ｆは前記超
音波の周波数）でアナログ・デジタル変換するアナログ
・デジタル変換器を有し、変換データに含まれた信号成
分の振幅を算出する演算器とを具備した超音波レベル計
の反射波検出回路。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、測定対象の表面に
超音波を当て、表面で反射された反射波を受信し、反射
波を受信するまでに要した時間をもとに測定対象のレベ
ルを検出する超音波レベル計に適用し、反射波の中から
信号成分を抽出する超音波レベル計の反射波検出回路に
関するものである。更に詳しくは、Ｓ／Ｎ比が悪くても
信号成分を的確に抽出するための改良を施した超音波レ
ベル計の反射波検出回路に関するものである。
超音波を当て、表面で反射された反射波を受信し、反射
波を受信するまでに要した時間をもとに測定対象のレベ
ルを検出する超音波レベル計に適用し、反射波の中から
信号成分を抽出する超音波レベル計の反射波検出回路に
関するものである。更に詳しくは、Ｓ／Ｎ比が悪くても
信号成分を的確に抽出するための改良を施した超音波レ
ベル計の反射波検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来における超音波レベル計の反
射波検出回路の構成例を示した図である。図４の回路を
従来例１とする。図４で、１は積雪、水等の検出対象、
２は検出対象１が入ったタンクである。３はセンサで、
検出対象１の表面４に対して超音波を発信する送信器３
１と、表面４で反射された超音波を受信する受信器３２
を有する。受信器３２は受信波に応じた信号を出力す
る。５は受信器３２の出力を増幅するアンプである。
６，７はアンプ５の出力を同期整流する同期整流回路で
ある。同期整流回路６は、送信器３１が発信する超音波
の周期と同周期の駆動信号Ｓ１でスイッチをオン・オフ
することによって、同期整流を行う。同期整流回路７
は、駆動信号Ｓ１に対して位相がπ／２だけずれた駆動
信号Ｓ２でスイッチをオン・オフして同期整流を行う。
８，９は同期整流回路６，７の出力を積分する積分回
路、１０，１１は積分回路８，９の積分信号（これらを
それぞれＸ信号及びＹ信号とする）の値の絶対値をとっ
た絶対値信号（これらを｜Ｘ｜信号及び｜Ｙ｜信号とす
る）を生成する絶対値回路、１２は絶対値回路１０と１
１の絶対値信号どうしを加算する加算回路である。加算
回路１２の出力を｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜信号とする。
射波検出回路の構成例を示した図である。図４の回路を
従来例１とする。図４で、１は積雪、水等の検出対象、
２は検出対象１が入ったタンクである。３はセンサで、
検出対象１の表面４に対して超音波を発信する送信器３
１と、表面４で反射された超音波を受信する受信器３２
を有する。受信器３２は受信波に応じた信号を出力す
る。５は受信器３２の出力を増幅するアンプである。
６，７はアンプ５の出力を同期整流する同期整流回路で
ある。同期整流回路６は、送信器３１が発信する超音波
の周期と同周期の駆動信号Ｓ１でスイッチをオン・オフ
することによって、同期整流を行う。同期整流回路７
は、駆動信号Ｓ１に対して位相がπ／２だけずれた駆動
信号Ｓ２でスイッチをオン・オフして同期整流を行う。
８，９は同期整流回路６，７の出力を積分する積分回
路、１０，１１は積分回路８，９の積分信号（これらを
それぞれＸ信号及びＹ信号とする）の値の絶対値をとっ
た絶対値信号（これらを｜Ｘ｜信号及び｜Ｙ｜信号とす
る）を生成する絶対値回路、１２は絶対値回路１０と１
１の絶対値信号どうしを加算する加算回路である。加算
回路１２の出力を｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜信号とする。
【０００３】送信器３１が超音波を発信してから受信器
３２が反射波を受信するまでにかかった時間をもとにレ
ベルを検出する。
３２が反射波を受信するまでにかかった時間をもとにレ
ベルを検出する。
【０００４】図５は図４の回路の各信号の信号成分の波
形タイムチャートである。実際は信号成分にノイズが重
畳されている。図５の（ａ）はＸ信号、（ｂ）はＹ信
号、（ｃ）は｜Ｘ｜信号、（ｄ）は｜Ｙ｜信号、（ｅ）
は｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜信号の波形タイムチャートである。
形タイムチャートである。実際は信号成分にノイズが重
畳されている。図５の（ａ）はＸ信号、（ｂ）はＹ信
号、（ｃ）は｜Ｘ｜信号、（ｄ）は｜Ｙ｜信号、（ｅ）
は｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜信号の波形タイムチャートである。
【０００５】従来例１では、図５に示すようにＸ信号と
Ｙ信号はπ／２だけ位相がずれているため、出力信号で
ある｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜信号は、３ｄＢの振幅変化を生じる
という問題点があった。
Ｙ信号はπ／２だけ位相がずれているため、出力信号で
ある｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜信号は、３ｄＢの振幅変化を生じる
という問題点があった。
【０００６】従来例１の問題点を解決するための回路と
して図６に示す回路があった。この回路を従来例２とす
る。図６で図５と同一のものは同一符号を付ける。図６
で、１３，１４はＸ信号とＹ信号を自乗する自乗回路で
ある。自乗回路１３，１４で自乗したＸ2信号とＹ2信号
は加算回路１２で加算される。１５は加算回路１２の出
力値を開閉して（Ｘ2＋Ｙ2）1/2信号を得る開閉回路で
ある。（Ｘ2＋Ｙ2）1/2信号が出力となる。
して図６に示す回路があった。この回路を従来例２とす
る。図６で図５と同一のものは同一符号を付ける。図６
で、１３，１４はＸ信号とＹ信号を自乗する自乗回路で
ある。自乗回路１３，１４で自乗したＸ2信号とＹ2信号
は加算回路１２で加算される。１５は加算回路１２の出
力値を開閉して（Ｘ2＋Ｙ2）1/2信号を得る開閉回路で
ある。（Ｘ2＋Ｙ2）1/2信号が出力となる。
【０００７】図６の回路では、Ｘ信号とＹ信号は位相が
π／２だけずれているため、一方がｓｉｎ波形、他方が
ｃｏｓ波形となる。Ｘ信号をＶ0ｓｉｎωｔ（Ｖ0は定
数、ωは角速度、ｔは時間）とすると、Ｙ信号はＶ0ｃ
ｏｓωｔとなる。従って、出力は、 （Ｘ2＋Ｙ2）1/2＝（Ｖ0 2ｓｉｎ2ωｔ＋Ｖ0 2ｃｏｓ2ωｔ）1/2 ＝Ｖ0 となる。これによって、一定レベルの波形が得られ、従
来例１の問題点を解決できる。
π／２だけずれているため、一方がｓｉｎ波形、他方が
ｃｏｓ波形となる。Ｘ信号をＶ0ｓｉｎωｔ（Ｖ0は定
数、ωは角速度、ｔは時間）とすると、Ｙ信号はＶ0ｃ
ｏｓωｔとなる。従って、出力は、 （Ｘ2＋Ｙ2）1/2＝（Ｖ0 2ｓｉｎ2ωｔ＋Ｖ0 2ｃｏｓ2ωｔ）1/2 ＝Ｖ0 となる。これによって、一定レベルの波形が得られ、従
来例１の問題点を解決できる。
【０００８】しかし、従来例２では、アナログ回路で演
算を行っているため、Ｘ信号，Ｙ信号の値が小さいとき
は、Ｘ信号，Ｙ信号を自乗したときにダイナミックレン
ジの変化が大きくなり、アナログ回路で微小な自乗信号
を演算するのが困難になる。このため、Ｓ／Ｎ比が低い
ときに、受信器３２が受信した反射波の中から信号成分
を抽出するのが難しくなる。
算を行っているため、Ｘ信号，Ｙ信号の値が小さいとき
は、Ｘ信号，Ｙ信号を自乗したときにダイナミックレン
ジの変化が大きくなり、アナログ回路で微小な自乗信号
を演算するのが困難になる。このため、Ｓ／Ｎ比が低い
ときに、受信器３２が受信した反射波の中から信号成分
を抽出するのが難しくなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した問題
点を解決するためになされたものであり、デジタル回路
で同期整流と自乗演算を行うことによって、演算結果の
出力信号が振幅変化を生じることがなく一定値に保持さ
れ、しかも自乗演算により信号レベルが小さくなっても
正しく信号成分を検出できる超音波レベル計の反射波検
出回路を実現することを目的とする。
点を解決するためになされたものであり、デジタル回路
で同期整流と自乗演算を行うことによって、演算結果の
出力信号が振幅変化を生じることがなく一定値に保持さ
れ、しかも自乗演算により信号レベルが小さくなっても
正しく信号成分を検出できる超音波レベル計の反射波検
出回路を実現することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、測定対象の表
面に超音波を当て、表面で反射された反射波を受信し、
反射波を受信するまでに要した時間をもとに前記測定対
象のレベルを検出する超音波レベル計に適用し、前記反
射波の中から信号成分を抽出する超音波レベル計の反射
波検出回路において、前記反射波の波形信号を周波数ｍ
ｆ（ｍは整数、ｆは前記超音波の周波数）でアナログ・
デジタル変換するアナログ・デジタル変換器と、ｍ段の
レジスタが接続された構成になっていて、前記アナログ
・デジタル変換器で変換された変換データを各段のレジ
スタに順番に格納していき、変換データが得られる毎に
各段のレジスタのデータをシフトしていくシフトレジス
タと、このシフトレジスタの各段のレジスタに格納され
たデータに対して２π／ｍずつ位相をずらしたｓｉｎ関
数値をそれぞれ乗算し、Ｎ段目（Ｎは１からｍの整数）
のレジスタに格納されたデータＤNにはｓｉｎ｛２π
（Ｎ−１）／ｍ｝のｓｉｎ関数値を乗算する第１の乗算
器と、このシフトレジスタの各段のレジスタに格納され
たデータに対して２π／ｍずつ位相をずらしたｃｏｓ関
数値をそれぞれ乗算し、データＤNにはｃｏｓ｛２π
（Ｎ−１）／ｍ｝のｃｏｓ関数値を乗算する第２の乗算
器と、 Ｘ＝［Σm N=1ＤNｓｉｎ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2＋
［ＤNｃｏｓ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2 Ｙ＝Ｘ1/2 なる演算を行い、変換データに含まれた信号成分の振幅
を算出する演算器と、を具備したことを特徴とする超音
波レベル計の反射波検出回路である。
面に超音波を当て、表面で反射された反射波を受信し、
反射波を受信するまでに要した時間をもとに前記測定対
象のレベルを検出する超音波レベル計に適用し、前記反
射波の中から信号成分を抽出する超音波レベル計の反射
波検出回路において、前記反射波の波形信号を周波数ｍ
ｆ（ｍは整数、ｆは前記超音波の周波数）でアナログ・
デジタル変換するアナログ・デジタル変換器と、ｍ段の
レジスタが接続された構成になっていて、前記アナログ
・デジタル変換器で変換された変換データを各段のレジ
スタに順番に格納していき、変換データが得られる毎に
各段のレジスタのデータをシフトしていくシフトレジス
タと、このシフトレジスタの各段のレジスタに格納され
たデータに対して２π／ｍずつ位相をずらしたｓｉｎ関
数値をそれぞれ乗算し、Ｎ段目（Ｎは１からｍの整数）
のレジスタに格納されたデータＤNにはｓｉｎ｛２π
（Ｎ−１）／ｍ｝のｓｉｎ関数値を乗算する第１の乗算
器と、このシフトレジスタの各段のレジスタに格納され
たデータに対して２π／ｍずつ位相をずらしたｃｏｓ関
数値をそれぞれ乗算し、データＤNにはｃｏｓ｛２π
（Ｎ−１）／ｍ｝のｃｏｓ関数値を乗算する第２の乗算
器と、 Ｘ＝［Σm N=1ＤNｓｉｎ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2＋
［ＤNｃｏｓ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2 Ｙ＝Ｘ1/2 なる演算を行い、変換データに含まれた信号成分の振幅
を算出する演算器と、を具備したことを特徴とする超音
波レベル計の反射波検出回路である。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明を説明
する。図１は本発明の一実施例を示した構成図である。
図１で、４０はアンプ５の出力を受けるバンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦとする）、４１はＢＰＦ４０を通過後の信
号を周波数ｍｆ（ｍは整数、ｆは送信器３１が発信した
超音波の周波数）でアナログ・デジタル変換するアナロ
グ・デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器とする）であ
る。４２はｍ段のレジスタ４２1〜４２mが接続されたシ
フトレジスタである。シフトレジスタ４２は、Ａ／Ｄ変
換器４１で変換された変換データを各段のレジスタに順
番に格納していき、変換データが得られる毎に各段のレ
ジスタのデータをシフトしていく。Ａ／Ｄ変換器４１の
変換周波数はｍｆであるため、シフトレジスタ４２は周
波数ｍｆでデータをシフトし、周波数ｆで全段分だけデ
ータがシフトされる。シフトレジスタ４２には１／ｍｆ
周期毎にとった変換データがｍ個格納されている。この
ため、反射波に含まれた信号成分の１周期分のデータが
ｍ分割されてシフトレジスタ４２に格納されている。
する。図１は本発明の一実施例を示した構成図である。
図１で、４０はアンプ５の出力を受けるバンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦとする）、４１はＢＰＦ４０を通過後の信
号を周波数ｍｆ（ｍは整数、ｆは送信器３１が発信した
超音波の周波数）でアナログ・デジタル変換するアナロ
グ・デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器とする）であ
る。４２はｍ段のレジスタ４２1〜４２mが接続されたシ
フトレジスタである。シフトレジスタ４２は、Ａ／Ｄ変
換器４１で変換された変換データを各段のレジスタに順
番に格納していき、変換データが得られる毎に各段のレ
ジスタのデータをシフトしていく。Ａ／Ｄ変換器４１の
変換周波数はｍｆであるため、シフトレジスタ４２は周
波数ｍｆでデータをシフトし、周波数ｆで全段分だけデ
ータがシフトされる。シフトレジスタ４２には１／ｍｆ
周期毎にとった変換データがｍ個格納されている。この
ため、反射波に含まれた信号成分の１周期分のデータが
ｍ分割されてシフトレジスタ４２に格納されている。
【００１２】４３はプロセッサである。プロセッサ４３
で、４３１は乗算器で、シフトレジスタ４２の各段のレ
ジスタに格納されたデータに対して２π／ｍずつ位相を
ずらしたｓｉｎ関数値をそれぞれ乗算する。例えば、１
段目のレジスタ４２1に格納されたデータＤ1にはｓｉｎ
０、２段目のレジスタ４２2に格納されたデータＤ2には
ｓｉｎ２π／ｍを乗算する。Ｎ段目（Ｎは１からｍの整
数）のレジスタ４２ Nに格納されたデータＤNにはｓｉｎ
｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝のｓｉｎ関数値を乗算する。４
３２は乗算器で、シフトレジスタ４２の各段のレジスタ
に格納されたデータに対して２π／ｍずつ位相をずらし
たｃｏｓ関数値をそれぞれ乗算する。Ｎ段目のレジスタ
４２Nに格納されたデータＤNにはｃｏｓ｛２π（Ｎ−
１）／ｍ｝のｃｏｓ関数値を乗算する。４３３は乗算器
４３１と４３２が乗算するｓｉｎ関数値とｃｏｓ関数値
を格納した関数値用メモリである。４３４は乗算器４３
１の乗算値をＮ＝１からＮまでについて加算する加算
器、４３５は乗算器４３２の乗算値をＮ＝１からＮまで
について加算する加算器である。４３６及び４３７は加
算器４３４及び４３５の加算値を自乗する自乗器、４３
８は自乗器４３６と４３７の自乗値を加算する加算器、
４３９は加算器４３８の加算値を開平する開平器であ
る。開平器４３９により次の演算値が行われ、反射波の
信号成分の振幅が求められる。 Ｘ＝［Σm N=1ＤNｓｉｎ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2＋
［ＤNｃｏｓ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2 Ｙ＝Ｘ1/2 ４４０は開平器４３９の演算値から信号成分の振幅を求
める振幅算出器である。４５は振幅算出器の出力波形を
成形する波形整形器、４６は整形後の波形の低周波成分
を抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
で、４３１は乗算器で、シフトレジスタ４２の各段のレ
ジスタに格納されたデータに対して２π／ｍずつ位相を
ずらしたｓｉｎ関数値をそれぞれ乗算する。例えば、１
段目のレジスタ４２1に格納されたデータＤ1にはｓｉｎ
０、２段目のレジスタ４２2に格納されたデータＤ2には
ｓｉｎ２π／ｍを乗算する。Ｎ段目（Ｎは１からｍの整
数）のレジスタ４２ Nに格納されたデータＤNにはｓｉｎ
｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝のｓｉｎ関数値を乗算する。４
３２は乗算器で、シフトレジスタ４２の各段のレジスタ
に格納されたデータに対して２π／ｍずつ位相をずらし
たｃｏｓ関数値をそれぞれ乗算する。Ｎ段目のレジスタ
４２Nに格納されたデータＤNにはｃｏｓ｛２π（Ｎ−
１）／ｍ｝のｃｏｓ関数値を乗算する。４３３は乗算器
４３１と４３２が乗算するｓｉｎ関数値とｃｏｓ関数値
を格納した関数値用メモリである。４３４は乗算器４３
１の乗算値をＮ＝１からＮまでについて加算する加算
器、４３５は乗算器４３２の乗算値をＮ＝１からＮまで
について加算する加算器である。４３６及び４３７は加
算器４３４及び４３５の加算値を自乗する自乗器、４３
８は自乗器４３６と４３７の自乗値を加算する加算器、
４３９は加算器４３８の加算値を開平する開平器であ
る。開平器４３９により次の演算値が行われ、反射波の
信号成分の振幅が求められる。 Ｘ＝［Σm N=1ＤNｓｉｎ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2＋
［ＤNｃｏｓ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2 Ｙ＝Ｘ1/2 ４４０は開平器４３９の演算値から信号成分の振幅を求
める振幅算出器である。４５は振幅算出器の出力波形を
成形する波形整形器、４６は整形後の波形の低周波成分
を抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
【００１３】図１の回路の動作を説明する。図２は動作
説明図である。ｍ＝８の場合を例に説明する。この場合
はシフトレジスタ４２には８段のレジスタ４２1〜４２8
が接続されている。図２の（ａ）はレジスタ４２1〜４
２8に格納される信号成分、及び、レジスタ４２1〜４２
8の格納データに乗算されるｓｉｎ関数値とｃｏｓ関数
値を示した図である。（ｂ）は信号成分の波形、及び、
格納データに乗算されるｓｉｎ関数とｃｏｓ関数の波形
を示した図である。
説明図である。ｍ＝８の場合を例に説明する。この場合
はシフトレジスタ４２には８段のレジスタ４２1〜４２8
が接続されている。図２の（ａ）はレジスタ４２1〜４
２8に格納される信号成分、及び、レジスタ４２1〜４２
8の格納データに乗算されるｓｉｎ関数値とｃｏｓ関数
値を示した図である。（ｂ）は信号成分の波形、及び、
格納データに乗算されるｓｉｎ関数とｃｏｓ関数の波形
を示した図である。
【００１４】乗算器４３１は、レジスタ４２1，４２2，
…４２8の格納データＤ1，Ｄ2，…Ｄ8にそれぞれｓｉｎ
０，ｓｉｎπ／４，…ｓｉｎ７π／４の値を乗算する。
乗算器４３２は、レジスタ４２1，４２2，…４２8の格
納データＤ1，Ｄ2，…Ｄ8にそれぞれｃｏｓ０，ｃｏｓ
π／４，…ｃｏｓ７π／４の値を乗算する。反射波の信
号成分の周波数はｆである。反射波の信号成分の波形関
数をＶIｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）（ＶIは定数）とする。
φは信号成分とこれに乗算するｓｉｎ関数，ｃｏｓ関数
との位相差である。信号成分ＶIｓｉｎ（２πｆｔ＋
φ）の周期はｓｉｎ関数，ｃｏｓ関数の周期と等しい。
シフトレジスタ４２には、信号成分ＶIｓｉｎ（２πｆ
ｔ＋φ）の１周期分のデータが８分割して格納される。
レジスタ４２1，４２2，…４２8の格納データＤ1，
Ｄ2，…Ｄ8に含まれた信号成分はそれぞれＶIｓｉｎ
φ，ＶIｓｉｎ（φ＋π／４），…ｓｉｎ（φ＋７π／
４）となる。
…４２8の格納データＤ1，Ｄ2，…Ｄ8にそれぞれｓｉｎ
０，ｓｉｎπ／４，…ｓｉｎ７π／４の値を乗算する。
乗算器４３２は、レジスタ４２1，４２2，…４２8の格
納データＤ1，Ｄ2，…Ｄ8にそれぞれｃｏｓ０，ｃｏｓ
π／４，…ｃｏｓ７π／４の値を乗算する。反射波の信
号成分の周波数はｆである。反射波の信号成分の波形関
数をＶIｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）（ＶIは定数）とする。
φは信号成分とこれに乗算するｓｉｎ関数，ｃｏｓ関数
との位相差である。信号成分ＶIｓｉｎ（２πｆｔ＋
φ）の周期はｓｉｎ関数，ｃｏｓ関数の周期と等しい。
シフトレジスタ４２には、信号成分ＶIｓｉｎ（２πｆ
ｔ＋φ）の１周期分のデータが８分割して格納される。
レジスタ４２1，４２2，…４２8の格納データＤ1，
Ｄ2，…Ｄ8に含まれた信号成分はそれぞれＶIｓｉｎ
φ，ＶIｓｉｎ（φ＋π／４），…ｓｉｎ（φ＋７π／
４）となる。
【００１５】加算器４３４，４３５，４３８及び自乗器
４３６，４３７により次の演算が行われる。 ［（ＶIｓｉｎφｓｉｎ０）＋｛ＶIｓｉｎ（φ＋π／４）ｓｉｎ（π／４）｝ ＋…｛ＶIｓｉｎ（φ＋７π／４）ｓｉｎ（７π／４）｝］2 ＋［（ＶIｓｉｎφｃｏｓ０）＋｛ＶIｓｉｎ（φ＋π／４）ｃｏｓ（π／４）｝ ＋…｛ＶIｓｉｎ（φ＋７π／４）ｃｏｓ（７π／４）｝］2 … 乗算器４３１と加算器４３４による演算は信号成分とｓ
ｉｎ波との相関係数をとる演算になり、乗算器４３２と
加算器４３５による演算は信号成分とｃｏｓ波との相関
係数をとる演算になる。この演算により、式の値はＫ
ＶI 2（Ｋは定数）になる。開平器４３９は式で求めた
演算値を開閉し、振幅算出器４４０は開平演算値から信
号成分の振幅ＶIを求める。これによって、信号成分が
取り出される。
４３６，４３７により次の演算が行われる。 ［（ＶIｓｉｎφｓｉｎ０）＋｛ＶIｓｉｎ（φ＋π／４）ｓｉｎ（π／４）｝ ＋…｛ＶIｓｉｎ（φ＋７π／４）ｓｉｎ（７π／４）｝］2 ＋［（ＶIｓｉｎφｃｏｓ０）＋｛ＶIｓｉｎ（φ＋π／４）ｃｏｓ（π／４）｝ ＋…｛ＶIｓｉｎ（φ＋７π／４）ｃｏｓ（７π／４）｝］2 … 乗算器４３１と加算器４３４による演算は信号成分とｓ
ｉｎ波との相関係数をとる演算になり、乗算器４３２と
加算器４３５による演算は信号成分とｃｏｓ波との相関
係数をとる演算になる。この演算により、式の値はＫ
ＶI 2（Ｋは定数）になる。開平器４３９は式で求めた
演算値を開閉し、振幅算出器４４０は開平演算値から信
号成分の振幅ＶIを求める。これによって、信号成分が
取り出される。
【００１６】図３はＬＰＦ４６の出力波形の例を示した
図である。図に示すように振幅ＶIに応じた一定レベル
の波形が得られる。図１の実施例では自乗演算を行って
いるため、波形に振幅変化が生じない。
図である。図に示すように振幅ＶIに応じた一定レベル
の波形が得られる。図１の実施例では自乗演算を行って
いるため、波形に振幅変化が生じない。
【００１７】ここで、ノイズは信号成分と異なる周波数
でランダムに発生するため、８段のレジスタ４２1〜４
２8には１周期分のノイズ波形は格納されない。従っ
て、上述した演算を行ってもノイズ波形の振幅は求めら
れないため、一定レベルに保持された波形は得られな
い。これによって、反射波の中から信号成分を取り出す
ことができる。
でランダムに発生するため、８段のレジスタ４２1〜４
２8には１周期分のノイズ波形は格納されない。従っ
て、上述した演算を行ってもノイズ波形の振幅は求めら
れないため、一定レベルに保持された波形は得られな
い。これによって、反射波の中から信号成分を取り出す
ことができる。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、ｍ段のレジスタを接続
したシフトレジスタに１周期分の信号成分を格納し、格
納したデータにｓｉｎ関数とｃｏｓ関数の１周期分にわ
たって乗算し、信号成分の振幅を求めている。これによ
って、デジタル回路で同期整流と自乗演算を行ってい
る。このことから、演算結果の出力信号が振幅変化を生
じることがなく一定値に保持され、しかも自乗演算によ
り信号レベルが小さくなっても正しく信号成分を検出で
きる。
したシフトレジスタに１周期分の信号成分を格納し、格
納したデータにｓｉｎ関数とｃｏｓ関数の１周期分にわ
たって乗算し、信号成分の振幅を求めている。これによ
って、デジタル回路で同期整流と自乗演算を行ってい
る。このことから、演算結果の出力信号が振幅変化を生
じることがなく一定値に保持され、しかも自乗演算によ
り信号レベルが小さくなっても正しく信号成分を検出で
きる。
【図１】本発明の一実施例を示した構成図である。
【図２】図１の実施例の動作説明図である。
【図３】図１の実施例の動作説明図である。
【図４】超音波レベル計の反射波検出回路の従来例を示
した図である。
した図である。
【図５】図４の回路の動作説明図である。
【図６】超音波レベル計の反射波検出回路の従来例を示
した図である。
した図である。
１ 検出対象 ２ タンク ３ センサ ３１ 送信器 ３２ 受信器 ４ 表面 ４１ Ａ／Ｄ変換器 ４２ シフトレジスタ ４２1〜４２m レジスタ ４３ プロセッサ ４３１，４３２ 乗算器 ４３３ 関数値用メモリ ４３４，４３５，４３８ 加算器 ４３６，４３７ 自乗器 ４３９ 開平器 ４４０ 振幅算出器
Claims (1)
- 【請求項１】 測定対象の表面に超音波を当て、表面で
反射された反射波を受信し、反射波を受信するまでに要
した時間をもとに前記測定対象のレベルを検出する超音
波レベル計に適用し、前記反射波の中から信号成分を抽
出する超音波レベル計の反射波検出回路において、 前記反射波の波形信号を周波数ｍｆ（ｍは整数、ｆは前
記超音波の周波数）でアナログ・デジタル変換するアナ
ログ・デジタル変換器と、 ｍ段のレジスタが接続された構成になっていて、前記ア
ナログ・デジタル変換器で変換された変換データを各段
のレジスタに順番に格納していき、変換データが得られ
る毎に各段のレジスタのデータをシフトしていくシフト
レジスタと、 このシフトレジスタの各段のレジスタに格納されたデー
タに対して２π／ｍずつ位相をずらしたｓｉｎ関数値を
それぞれ乗算し、Ｎ段目（Ｎは１からｍの整数）のレジ
スタに格納されたデータＤNにはｓｉｎ｛２π（Ｎ−
１）／ｍ｝のｓｉｎ関数値を乗算する第１の乗算器と、 このシフトレジスタの各段のレジスタに格納されたデー
タに対して２π／ｍずつ位相をずらしたｃｏｓ関数値を
それぞれ乗算し、データＤNにはｃｏｓ｛２π（Ｎ−
１）／ｍ｝のｃｏｓ関数値を乗算する第２の乗算器と、 Ｘ＝［Σm N=1ＤNｓｉｎ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2＋
［ＤNｃｏｓ｛２π（Ｎ−１）／ｍ｝］2 Ｙ＝Ｘ1/2 なる演算を行い、変換データに含まれた信号成分の振幅
を算出する演算器と、を具備したことを特徴とする超音
波レベル計の反射波検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9048715A JPH10246774A (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 超音波レベル計の反射波検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9048715A JPH10246774A (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 超音波レベル計の反射波検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10246774A true JPH10246774A (ja) | 1998-09-14 |
Family
ID=12811006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9048715A Pending JPH10246774A (ja) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | 超音波レベル計の反射波検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10246774A (ja) |
-
1997
- 1997-03-04 JP JP9048715A patent/JPH10246774A/ja active Pending
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