JP5322096B2 - 超音波流れセンサ - Google Patents

Description

本発明は、請求項１の上位概念に記載された超音波信号の伝搬時間を決定するための超音波流れセンサならびに請求項１０の上位概念に記載された相応の方法に関する。

超音波流れセンサは、例えば、管路などを流れるガス状ないしは流体状の媒体の流速、または体積流、または質量流を測定するために使用される。公知のタイプの超音波流れセンサには、流れの方向にずらされて配置された２つの超音波変換器が含まれており、これらの超音波変換器によってそれぞれ超音波信号が形成され、これらの超音波信号が別の超音波変換器に送出される。これらの超音波信号は、それぞれ別の変換器によって受信されて電子装置によって評価される。流れの方向の信号と、反対方向の信号との間の伝搬時間差は、ここでこの流体の流速に対する尺度である。

図１には２つの超音波変換器Ａ，Ｂを有する超音波流れセンサの典型的な配置構成が示されており、これらの超音波変換器は間隔Ｌで向き合っている。管路３には矢印２の方向に速度ｖで流体１が流れている。測定区間Ｌは、流れ方向２に対する角度δだけ傾いている。測定中、超音波変換器Ａ，Ｂは交互に超音波信号を送信し、これらの超音波信号は、流れの方向に応じて減速または加速される。これらの音波信号の伝搬時間は、求めようとする流速に対する尺度である。

図２には電子評価回路４の極めて簡略化された略図が示されている。２つの超音波変換器Ａ，Ｂは、制御および評価電子装置４に接続されており、また発振器により、あらかじめ設定されたクロック周波数８（ここでは方形波である）で励振される。これによって形成される超音波信号１５（図では超音波信号１５の包絡線１６だけが示されている）は、測定区間Ｌを伝搬してそれぞれ別の超音波変換器Ａ，Ｂによって検出される。ここでは信号１５の伝搬時間ｔ₁₂ないしはｔ₂₁が測定される。

超音波信号の伝搬時間を求めるためにさまざま方法が従来技術から公知である。これらの方法の第１の方式は、超音波信号の受信時点を一意かつ精確に求めようとしている。ふつうあらかじめ定めた閾値を信号振幅が上回った後の超音波信号の最初のゼロ点通過が、この信号の「受信時点」になる。択一的にはこの信号の最大振幅の時点または例えば超音波信号の包絡線の重心を「受信時点」として使用する。

伝搬時間測定の第２の方式では、受信した超音波信号の位相を基準クロックに対して求めるようとしている。例えば、直交復調法を用いて基準信号に対する超音波信号の位相位置（ΔΦ）を決定して、超音波信号の総伝搬時間を上記の位相位置（ΔΦ）と、２πの整数倍である残余分とから計算することが公知である。ここでは復調信号および位相シフトした復調信号を用いて超音波信号を超音波信号を区分的に反転させる。つぎにこの区分的に反転させた信号は、有利には濾波ないしは積分されて、位相位置（ΔΦ）が三角法を用いた計算によって求められる。この評価方式では、計算した位相が一意である範囲は、復調周波数の逆数に等しい。しかしながらこの復調周波数は、超音波周波数ないしは超音波変換器の特性によって決定される。このため、一意になる範囲が比較的狭くなることが多い。例えば、２００kHzの周波数を有する信号では、わずかに５μｓの一意の範囲しか得られない。また上記の残余分（ｎ＊２π）を求めるのに大きなコストがかかる。

本発明の課題は、超音波信号の位相測定ないしは伝搬時間測定が一意になる範囲を拡げることが可能な超音波流れセンサおよび超音波伝搬時間決定法を提供することである。

上記の超音波流れセンサについての課題は、本発明の請求項１により、管路を流れる媒の流速を求めるための超音波流れセンサであって、この超音波流れセンサは、超音波信号を送信および／または受信するための少なくとも１つの超音波変換器と、この超音波変換器に接続された励振ユニットと、受信した超音波信号の位相シフトを基準信号または基準値に対して求める評価ユニットとを有している形式の超音波流れセンサにおいて、上記の評価ユニットが、相異なる復調周波数で動作しかつ受信した超音波信号についての１つずつの位相情報を求める複数の直交復調器と、対応する位相角から、求める位相シフトまたはこれに比例する量を求めるバーニヤユニットとを有するように構成することによって解決される。

上記の超音波伝搬時間決定法についての課題は、本発明の請求項１０により、超音波信号の伝搬時間を求める方法であって、この超音波信号は、超音波変換器によって測定区間に入力結合されたものであり、上記の基準信号に対する超音波信号の位相シフトを、上記の伝搬時間に対する尺度として求める形式の方法において、上記の変換器によって受信した超音波信号をデジタル化し、複数の直交復調器に供給し、ここでこれらの直交復調器は、それぞれ相異なる周波数の復調信号で動作しかつ超音波信号についての１つずつの位相情報を求める直交復調器であり、個々の位相情報から、バーニヤ法によって位相角またはこれに比例する量を求めることによって解決される。

本発明の別の有利な発展形態は従属請求項に記載されている。

本発明において重要であるのは、受信した超音波信号を、並列接続された複数の直交復調器に供給することであり、ここでこれらの直交復調器は、相異なる復調周波数で動作し、受信した超音波信号についての位相情報をそれぞれ求め、個々の位相情報をバーニヤ（Nonius）ユニットに供給し、このバーニヤユニットがこれらの位相情報から、一意の範囲が一層広がった超音波信号の位相角（ΔΦ）を計算する。位相決定に対する基準値として有利にはすべての復調周波数のゼロ位相を使用する。１つの超音波信号から複数の位相情報を決定しまたバーニヤ法を用いて評価することの利点は、超音波信号の位相角が、公知の方式によるものよりも、一意の範囲が格段に広くなることである。これにより、例えば、１５０μｓ以上の一意の範囲を得ることができる。

本発明の評価ユニットは、有利には３つ以上の直交復調器を有する。基本的に測定の品質は、直交変調器の数を増やすことによって改善することができる。しかしながらこれによってコストも一層高くなってしまう。

直交復調の枠内では、超音波信号は、各復調周波数および９０°だけ位相シフトした復調信号と乗算される。得られる信号は、求めようとする位相角の実数部ないしは虚数部にそれぞれ相応する。個々の直交復調器の後段には、有利には１つずつのsincフィルタが設けられており、このフィルタにより、実数部および虚数部の高周波の障害成分、例えばノイズが抑圧される。

３つの直交復調器を配置する際には復調周波数のうちの１つは、有利には超音波信号の共振周波数ないしは発振周波数と同じであり、第２の復調周波数はこの共振周波数よりも低く、第３の復調周波数は、共振周波数よりも高い。個々の復調周波数は、有利にはバーニヤユニットの許容誤差、アナログ／デジタル変換器のサンプリング周波数および超音波信号の帯域幅に依存して選択される。

受信した超音波信号は、有利には直交復調器の入力側に設けられているアナログ／デジタル変換器によってデジタル化される。

このアナログ／デジタル変換器のサンプリング周波数は、有利には使用されるすべての復調周波数の４倍の整数によって割り切れる。復調周波数をこのように選択することによって、上記のバーニヤ法の許容誤差を最適化することができる。

各直交復調器には有利には第１のユニットが設けられており、このユニットを用いて、受信してデジタル化された超音波信号を復調信号によって変調する。また第２のユニットも設けられており、この第２のユニットにおいて上記の受信した超音波信号が、９０°だけ位相シフトした復調信号によって変調される。

上記のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が、上で述べた条件に精確に等しくない場合、すなわち、サンプリング周波数と復調周波数とから得られる商が、例えば、２の整数倍の場合、得られる信号には位相誤差が生じ得る。この位相誤差（Δ）は、簡単な位相補正器によって除去することができる。この場合、上記の評価装置には位相補正のための最適な電子装置が含まれる。つぎに、濾波した信号から簡単にこの位相誤差を計算によって除去することができる。位相補正のためのこのユニットは、有利には集積回路として実現される。

直交復調器ないしは位相補正のためのユニット（これが設けられている場合）の後段には有利にはCORDICユニットが設けられており、これは有利には逆正接計算を行って、供給された位相情報から個々の位相角を計算する。ここでこの位相角は、一意の範囲（０−２π）として復調周波数の逆数を有する。個々の位相角は、バーニヤユニットに対する入力量を形成し、このバーニヤユニットは、この入力量から超音波信号の位相シフトを計算する。

従来技術からは信号評価のためのさまざまなバーニヤ法が公知である。本発明の枠内では有利には線形写像を用いたバーニヤ法が使用される。この方法は、殊に許容誤差が大きくかつロバストネスが高いことによって、別の公知のバーニヤ法よりも有利である。線形写像を用いたバーニヤ法では、複数の位相角から、重み付けられた平均値が形成される。これに並行して、角度範囲に依存する定数が、複数の線形写像および量子化によって求められる。求めようとする測定量、すなわち、超音波信号の伝搬時間ないしは位相角はつぎに有利にはこの値のモジュロ２ⁿを加算することによって形成される。

本発明を以下、添付の図面に基づき、例示によって詳しく説明する。

図１〜３の説明については冒頭の説明を参照されたい。

図４には超音波信号１５の位相ないしは伝搬時間を測定する装置が略図されている。この装置には、（左から右に）センサ２６、例えば変換器ＡないしはＢと、複数の直交復調器を有する復調ユニット２７（図５を参照されたい）と、復調ユニット２７によって供給される信号を位相補正する最適化ユニット２８と、逆正接計算を行うCORDICアルゴリズムと、個々の位相角α₁〜α_nから超音波信号１５の位相位置Φないしは伝搬時間ｔを計算するバーニヤユニット３０とが含まれている。

図５には図４の復調ユニット２７が詳しく示されている。この復調ユニット２７には、受信した超音波信号１５をデジタル化するＡ／Ｄ変換器１４と、このデジタル化された信号をそれぞれ処理する並列接続された複数の直交復調器２３ａ〜２３ｃとが含まれている。直交復調器の動作を以下、図６に基づいて詳しく説明する。

図６には２つの超音波変換器Ａ，Ｂと、制御および評価電子装置４とを有する超音波流れセンサ６が示されている。この電子装置４には、クロック信号８を形成し変換器Ａ，Ｂを励振する発振器７が含まれている。（超音波信号は、選択的に短いバースト信号によって形成することも可能である）。これによって２つの変換器Ａ，Ｂは超音波信号１５を形成し、これらの超音波信号はそれぞれ他の変換器に伝送されてそこで検出される。信号１５の一方向への伝搬時間ｔ₁₂と、別の方向への伝搬時間ｔ₂₁とから最終的に流れる媒体１の流速ｖまたは質量流が計算される。これらの信号の伝搬時間は、基準クロック、例えばクロック信号８に対する超音波信号１５の位相と、周期の整数倍の和とから得られる。

位相ΔΦを決定するため、受信した超音波信号１５をまずＡ／Ｄ変換器１４に供給してデジタル化する。このデジタル化された受信信号はつぎに２つの信号路に分けられて、復調信号１８と、π／２（９０°）だけ位相シフトした復調信号１９とによって変調されて、変化せずに転送されるかまたは反転される。このデジタル化された受信信号１５は、例えば、復調信号１８，１９が状態「ハイ」の場合は変化せずに転送され、状態「ロー」の場合は反転される。復調信号１８，１９は、ユニット１７により発振器クロック８から形成される。デジタル化された受信信号１５が変化せずに転送されることまたは反転されることは、値＋１および−１との乗算に相当する。したがって対応する信号演算は２つの乗算器１０および１１によって表される。区分的に反転された信号はつぎにローパスフィルタ１２ないしは１３に供給される。これらのローパスフィルタは、高周波の障害信号を濾波するのに使用される。量ｕ１ないしはｕ２は、位相角ΔΦの実数部ないしは虚数部に相当する。

図５の復調ユニット２７には、相異なる復調周波数ｆ₁〜ｆ₃ で動作する３つの直交復調器が含まれている。ここでこれらの復調周波数は、互いに所定の関係を有しており、これについては後で図９に基づいてさらに説明する。区分的に反転された信号（乗算器１０ないしは１１の後）は、図５では１つずつの対応するsincフィルタ２４ａ〜２４ｃに供給される。このフィルタは実質的にローバスフィルタとして動作する。

sincフィルタ２４ａ〜２４ｃにより、その出力側に信号ｕ₁およびｕ₂がそれぞれ形成される。ここでこれらの値ｕ₁およびｕ₂は、ベクトルｕの成分であり、このベクトルの座標系における角度は丁度位相ΔΦないしはαである。図７ａにはベクトルｕと成分ｕ₁，ｕ₂ならびに受信した超音波信号１５の位相α₁が示されている。

上記の評価方式のロバストネスおよび許容誤差は、Ａ／Ｄ変換器１４のサンプリング周波数を選択して、この周波数が、使用されるすべての復調周波数ｆ₁〜ｆ₂の４倍の整数によって割り切れる場合に増大させることができる。この条件が精確に満たされない場合、復調信号の種類に応じて位相誤差Δが生じ得る。この位相誤差は、簡単な位相補正器（図４のブロック２８を参照されたい）により、以下に説明するように除去することができる。これにより、復調周波数を選択する際に比較的大きな自由度が得られ、バーニヤ法の比較的大きな許容誤差が得られることになる。

復調信号１８，１９は、例えば、cos(ωt)およびsin(ωt+Δ)とすることができる。これにより、復調周波数ｆ₁〜ｆ₂によって変調される信号は、cos(ωt+φ)ないしはsin(ωt+φ+Δ)になる。sincフィルタ２４ａ〜２４ｃの後、ここからｕ₁＝0.5・cos(φ)ないしはｕ₂＝Ｉｍ＝0.5・sin(φ)が得られる。

上記の補正ユニット２８により、これらの値の位相を補正することができる。この後、個々の信号に対してｕ_1.kor＝Ｒｅ＝0.5・cos(φ)ないしはｕ_2,kor＝Ｉｍ＝ｕ₁・tan(Δ)−Ｉｍ・1/cos(Δ)＝0.5・sin(Δ-φ)が得られる。

この補正は極めてわずかなコストで、例えば集積回路で実現することができる。

復調ユニット２７の出力側にはマルチプレクサ２５が設けられている。ここでは殊にコストを考慮して、マルチプレクサ２５を用いて個々の位相情報ｕ₁，ｕ₂を順次に出力することを選択した。当然のことながら択一的には後続のユニット２９などを多重に並行に実施することも可能である。

sincフィルタ２４ａ〜２４ｃから得られた個々の位相情報はつぎにcordicアルゴリズム２９に供給され、このアルゴリズムによって逆正接計算が実行される。この計算の結果は、１つずつの位相角α₁〜α_nである。つぎに個々の位相角α₁〜α_nはバーニヤユニット３０に供給される。

図８には線形写像を用いたバーニヤ法が精確に示されている。ここではブロック３４において位相角α₁〜α_nから、重み付けされた平均値が形成される。これと並行して下側の分岐ではまず第１の線形写像が実行される（ブロック３１），ここではｎ次元のベクトルがまずｎ−１次元のベクトルＴに写像される。モジュール３２における量子化の後、別の線形写像（ブロック３３）が行われ、この写像によってスカラが形成される。（直交復調器が３つより少ない場合、ユニット３３は重み付けファクタとして使用される）。ブロック３５ではつぎに、重み付けされた平均値と、線形写像によって形成されたスカラとがモジュロ２ⁿで加算される。ブロック３６ではつぎにこの結果が２ⁿによって除算される。この方法により、最終的に、受信した超音波信号の位相位置Δφないしは位相角φが得られる。

図８には相異なる復調周波数ｆ₁〜ｆ₃を有する受信信号の周波数経過が示されている。ここで周波数ｆ₂は超音波信号１５の共振周波数に相当する。復調周波数ｆ₃は、共振周波数ｆ₂よりも高く、また周波数ｆ₃は共振周波数ｆ₂よりも低い。

２つの超音波変換器を有する従来技術から公知の超音波流れセンサを示す図である。 制御および受信電子装置を有する超音波流れセンサを示す図である。 個々の超音波信号およびその包絡線の信号経過を示す線図である。 評価電子装置を有する超音波流れセンサのブロック図である。 複数の直交復調器を有する直交復調ユニットの構造を示す略図である。 個々の直交復調器の構造を示す略図である。 超音波信号の位相測定を示す略図である。 線形写像によるバーニヤ法を示す略図である。 復調周波数を有する超音波信号の周波数経過を示す線図である。

符号の説明

１ 流体、 ２ 流れ方向、 ３ 管路、 ４ 制御および評価電子装置、 ６ 超音波流れセンサ、 ７ 発振器、 ８ クロック信号、 １０，１１ 乗算器、 １２，１３ ローパスフィルタ、 １４ Ａ／Ｄ変換器、 １５ 超音波信号、 １６ 包絡線、 １８，１９ 復調信号、 ２３ａ〜２３ｃ 直交復調器、 ２４ａ〜２４ｃ sincフィルタ、 ２５ マルチプレクサ、 ２６ センサ、 ２７ 復調ユニット、 ２８ 位相補正ユニット、 ２９ cordicアルゴリズムユニット、 ３０ バーニヤユニット、 Ａ，Ｂ 超音波変換器、 Ｌ 測定区間、 ｖ 流速、 δ 流れ方向２に対する測定区間Ｌの角度

Claims (11)

1. 超音波信号（１５）を送信および／または受信するための少なくとも１つの超音波変換器（Ａ，Ｂ）と、
   該超音波変換器（Ａ，Ｂ）に接続された励振ユニット（７）と、
   受信した超音波信号（１５）の位相シフト（Δφ）を基準信号（８）または基準値に対して求める評価ユニット（４）とを有する超音波流れセンサにおいて、
   前記の評価ユニット（４）は、
   相異なる復調周波数（ｆ₁〜ｆ₃）で動作しかつ受信した超音波信号（１５）についての１つずつの位相情報（Ｒｅ／Ｉｍ）を求める複数の直交復調器（２３ａ〜２３ｃ）と、
   対応する位相角（α₁〜α₃）から、求める位相シフト（Δφ）またはこれに比例する量（ｔ）を求めるバーニヤユニット（３０）とを有することを特徴とする
   超音波流れセンサ。
2. ３つまたそれ以上の直交変調器（２３ａ〜２３ｃ）が設けられている、
   請求項１に記載の超音波流れセンサ（６）。
3. 前記の復調周波数（ｆ₁〜ｆ₃）のうちの１つは、共振周波数ないしは発振周波数に相応し、前記の復調周波数の第２の復調周波数は、共振周波数ないしは発振周波数よりも低く、また前記の復調周波数の第３の復調周波数は、共振周波数ないしは発振周波数よりも高い、
   請求項１に記載の超音波流れセンサ（６）。
4. 前記の直交復調器（２３ａ〜２３ｃ）のうちの１つの入力側にアナログ／デジタル変換器（１４）が設けられており、
   該アナログ／デジタル変換器により、前記の変換器（Ａ，Ｂ）によって受信した超音波信号（１５）がデジタル化される、
   請求項１から３までのいずれか１項に記載の超音波流れセンサ（６）。
5. 前記のアナログ／デジタル変換器（２２）のサンプリング周波数は、使用されるすべての復調周波数（ｆ₁〜ｆ₃）の４倍によって割り切れる、
   請求項４に記載の超音波流れセンサ（６）。
6. 前記の各直交復調器（２３ａ〜２３ｃ）は、前記の受信しかつデジタル化した超音波信号（１５）を復調信号（ｆ₁〜ｆ₃）で変調するユニット（１０）と、９０°だけ位相シフトした復調信号（ｆ₁〜ｆ₃）で前記の受信しかつデジタル化した超音波信号（１５）を変調するユニット（１１）とを有する、
   請求項１から５までのいずれか１項に記載の超音波流れセンサ（６）。
7. 前記の直交復調器（２３ａ〜２３ｃ）の後段に位相補正のためのユニット（２８）が設けられている、
   請求項１から６までのいずれか１項に記載の超音波流れセンサ（６）。
8. 前記のバーニヤユニット（３０）により、線形写像によるバーニヤ法が適用される、
   請求項１から７までのいずれか１項に記載の超音波流れセンサ（６）。
9. 位相角（α₁〜α ₃ ）を計算するユニット（２９）が設けられており、
   該ユニットにより、前記の直交復調器（２３ａ〜２３ｃ）によって供給された位相情報から１つずつの位相角（α₁〜α ₃ ）が計算される、
   請求項１から８までのいずれか１項に記載の超音波流れセンサ（６）。
10. 管路（３）を流れる媒体（１）の流速（ｖ）を求めるために使用される、
    請求項１から９までのいずれか１項に記載の超音波流れセンサ（６）。
11. 超音波信号（１５）の伝搬時間（ｔ）を求める方法であって、
    該超音波信号は、超音波変換器（Ａ，Ｂ）によって測定区間（Ｌ）に入力結合されたものであり、
    前記の基準信号に対する超音波信号（１５）の位相シフト（ΔΦ）を、前記の伝搬時間（ｔ）に対する尺度として求める形式の方法において、
    前記の変換器（Ａ，Ｂ）によって受信した超音波信号（１５）をデジタル化し、複数の直交復調器（２３ａ〜２３ｃ）に供給し、ここで当該の直交復調器は、それぞれ相異なる周波数の復調信号（ｆ₁〜ｆ₃）で動作しかつ超音波信号（１５）についての１つずつの位相情報（Ｒｅ／Ｉｍ）を求める直交復調器であり、
    当該の個々の位相情報（Ｒｅ／Ｉｍ）から、バーニヤ法によって位相角（ΔΦ）またはこれに比例する量（ｔ）を求めることを特徴とする、
    超音波信号の伝搬時間を求める方法。

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