JP4789189B2 - 緊急警報信号受信装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信装置に関する。

従来、緊急警報信号の検出方法として主に４通りの方法が知られている。
緊急警報信号の検出は、中波放送、ＦＭ放送、ＴＶ音声放送のいずれにも適用可能なように、図１に示すようにそれぞれを音声信号に復調してから行うのが通常である。

第１の方法は、図２に示すように復調した音声信号に帯域通過フィルタを通して必要な周波数成分のみに帯域制限した後、マーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］およびスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］でそれぞれ直交同期検波しマーク信号周波数ｆ_ｍの同相成分Ｉ_ｍ、直交成分Ｑ_ｍおよびスペース信号周波数ｆ_ｓの同相成分Ｉ_ｓ、直交成分Ｑ_ｓを得る。それぞれに低域通過フィルタを通して不要な高域成分を除去した後、マーク信号周波数ｆ_ｍの同相成分Ｉ_ｍ、直交成分Ｑ_ｍをそれぞれ２乗し加算したＩ_ｍ ^２＋Ｑ_ｍ ^２およびスペース信号周波数ｆ_ｓの同相成分Ｉ_ｓ、直交成分Ｑ_ｓをそれぞれ２乗し加算したＩ_ｓ ^２＋Ｑ_ｓ ^２を得る。得られたＩ_ｍ ^２＋Ｑ_ｍ ^２およびＩ_ｓ ^２＋Ｑ_ｓ ^２を比較器でレベル比較して２値信号を得、６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出により緊急警報信号の符号パターン（例えば００００ １１１０ ０１１０ １１０１）と比較照合し緊急警報信号を検出するものである。第１の方法は非特許文献１の図７．３１（ｂ）のコヒーレント検波を直交検波に変更したものである。

第２の方法は、図３に示すように第１の方法を初段でＡ／Ｄ変換しデジタル的に直交検波以降の処理を行う方法で、Ａ／Ｄ変換器が帯域通過フィルタの後に入ることと、直交検波後の４つの低域通過フィルタが４つの加算器となる以外は、第１の方法と同じである。第２の方法は非特許文献１の図７．３１（ｂ）のコヒーレント検波をデジタル化した直交検波に変更したものである。

第３の方法は、図４に示すように復調した音声信号を＋−比較器で２値化し、信号立ち上がりからパルスを発生させ、これをマーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］およびスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］のクロックパルスにより動作する２つの周波数カウンタでマーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］およびスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］を検出し、周波数による０１判定を行って２値信号を得、６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出により緊急警報信号の符号パターンと比較照合し緊急警報信号を検出するものである。第３の方法は特許文献１に記載された技術を簡単化し２つの周波数に対応するように変更したものである。

第４の方法は、中波放送用の方式で、図５に示すように受信信号を搬送波周波数ｆ_ＩＦの中間周波信号に変換した後、２分配し、２つの帯域通過フィルタでｆ_ＩＦ＋ｆ_ｍとｆ_ＩＦ＋ｆ_ｓのＦＳＫ信号周波数成分だけを取り出し、それぞれを包絡線検波してベースバンド信号とした後、それぞれを比較し２値信号を得、６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出により緊急警報信号の符号パターンと比較照合し緊急警報信号を検出するものである（非特許文献１の図７．３１（ａ）参照）。

なお、第１〜３の方法においてマーク信号周波数ｆ_ｍおよびスペース信号周波数ｆ_ｓをそれぞれｆ_ＩＦ＋ｆ_ｍおよびｆ_ＩＦ＋ｆ_ｓにおきかえることで、第４の方法と同様に中波放送用として中間周波信号で処理することも可能である。

特開２００５−１５１４０６号公報 監訳者 外山昇、「ラシィ 詳説デジタル・アナログ通信システム 基礎編 原書３版」、丸善株式会社、平成１７年９月３０日発行、第４２３頁

従来の方法１、２は、処理が比較的複雑なため、実用に供するには受信機が高価になってしまうという欠点があった。また、方法３、４は処理が簡易ではあるが十分な検出性能が得られない欠点があった。
本発明は、検出性能を損なうことなく処理を大幅に簡素化することができる緊急警報放送受信装置を得ることを目的とする。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

（１）互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信装置において、復調された信号を２値化する２値化手段と、前記２値化した信号と、該マーク信号と同じ周波数を有する周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる周期信号との乗算を行い、これらの２乗値または絶対値を加算するマーク信号検出手段と、前記２値化した信号と、該スペース信号と同じ周波数を有する周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる周期信号との乗算を行い、これらの２乗値または絶対値を加算するスペース信号検出手段と、前記マーク信号検出手段の出力信号と、前記スペース信号検出手段の出力信号とを比較する比較手段と、前記比較手段により比較した信号から緊急警報信号を検出する検出手段と、を有することを特徴とする。

（２）互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信装置において、復調された信号を２値化する２値化手段と、前記２値化した信号と、該マーク信号と同じ周波数を有する２値の周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる２値の周期信号との排他的論理和をとり、シフトレジスタに入力し、シフトレジスタ中の１の個数と０の個数の差の絶対値をとり、これらを加算するマーク信号検出手段と、前記２値化した信号と、該スペース信号と同じ周波数を有する２値の周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる２値の周期信号との排他的論理和をとり、シフトレジスタに入力し、シフトレジスタ中の１の個数と０の個数の差の絶対値をとり、これらを加算するスペース信号検出手段と、前記マーク信号検出手段の出力信号と、前記スペース信号検出手段の出力信号とを比較する比較手段と、前記比較手段により比較した信号から緊急警報信号を検出する検出手段と、を有することを特徴とする。

（３）互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信方法において、復調された信号を２値化し、前記２値化した信号と、該マーク信号と同じ周波数を有する周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる周期信号との乗算を行い、これらの２乗値または絶対値を加算してマーク信号を検出し、前記２値化した信号と、該スペース信号と同じ周波数を有する周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる周期信号との乗算を行い、これらの２乗値または絶対値を加算してスペース信号を検出し、前記検出したマーク信号と、前記検出したスペース信号とを比較し、前記比較した信号から緊急警報信号を検出する、ことを特徴とする。

（４）互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信方法において、復調された信号を２値化し、前記２値化した信号と、該マーク信号と同じ周波数を有する２値の周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる２値の周期信号との排他的論理和をとり、シフトレジスタに入力し、シフトレジスタ中の１の個数と０の個数の差の絶対値をとり、これらを加算してマーク信号を検出し、前記２値化した信号と、該スペース信号と同じ周波数を有する２値の周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる２値の周期信号との排他的論理和をとり、シフトレジスタに入力し、シフトレジスタ中の１の個数と０の個数の差の絶対値をとり、これらを加算してスペース信号を検出し、前記検出したマーク信号と、前記検出したスペース信号とを比較し、前記比較した信号から緊急警報信号を検出する、ことを特徴とする。

本発明により、従来よりも処理が簡単で、しかし性能を損なうことなく緊急警報信号を受信することができる。また、初段で音声信号を２値化するため、入力レベルの極性さえ保存されればどんな低いレベルや高いレベルでも結果に影響がないため、入力レベルに依存しない。従来よりも処理が簡単であるから、安価で、低消費電力の装置を実現することも可能である。

以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明する。なお、全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
以下に説明する実施例は、マーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］およびスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］のＦＳＫ（Frequency Shift Keying）信号（シンボルレートｆ_ｄ＝６４［ｂｉｔ／ｓ］）からなる緊急警報信号の受信を行う簡易かつ高性能な緊急警報放送受信回路に関し、低価格の汎用マイコンチップなどで実現することも可能である。

図６に本発明による第一の実施例を示す。５０１は第一の実施例の緊急警報信号受信回路である。５１０はカットオフ周波数２［ｋＨｚ］の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）である。５３１はマーク信号周波数とスペース信号周波数の最小公倍数の２倍の周波数ｆ_ａ＝１０２４０［Ｈｚ］のクロック信号を発生する発振器である。５３０は帯域通過フィルタ５１０の出力信号を２値化する＋−比較器であり、５３２は１５６段のシフトレジスタである。発振器５３１により＋−比較器５３０およびシフトレジスタ５３２は周波数ｆ_ａ＝１０２４０［Ｈｚ］のクロックで動作する。５６２はマーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４Ｈｚ検出用の加算器であり、ｆ_ｍ×１６サイクル分すなわち１シンボル期間（１／６４［ｓｅｃ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）加算する。５６３は加算器５６２の出力を２乗する２乗回路であり、５６４は２乗回路５６３の出力を５クロック分加算する加算器である。５７２はスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０Ｈｚ検出用の加算器であり、ｆ_ｓ×１０サイクル分すなわち１シンボル期間（１／６４［ｓｅｃ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）加算する。５７３は加算器５７２の出力を２乗する２乗回路であり、５７４は２乗回路５７３の出力を８クロック分加算する加算器である。５８０は加算器５６４と加算器５７４の出力を比較する比較器であり、５９０は比較器５８０の出力信号から緊急警報信号の６４［ｂｉｔ／ｓ］符号を検出する６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出器である。

シフトレジスタ５３２を１５６段とした理由は次のとおりである。緊急警報信号のビットレートは６４［ｂｉｔ／ｓｅｃ］である。これに対してシフトレジスタ５３２はクロックがｆ_ａ＝１０２４０［Ｈｚ］で動いているから、１ビットは１０２４０／６４＝１６０クロック分に相当する。言い換えると、１ビットは１６０シフトレジスタ分になる。ところが、シフトレジスタの信号は全て取り出すわけではなく、上側の加算器５６２については５つおきに、下側の加算器５７２については８つおきに取り出している。したがって、上側の加算器５６２については、最後の４レジスタは冗長であり、レジスタは１５６あれば十分である。下側の加算器５７２については、最後の７レジスタは冗長であり、レジスタは１５３あれば十分である。両方のアンドをとるとレジスタの必要な数は１５６になる。

加算器５６２、５７２には、シフトレジスタ５３２の複数の段の中から周期的に選択された第１の複数の段の出力と第１の複数の段とは異なる第２の複数の段の反転出力が入力され、これらが加算される。図６においては、加算器５６２には、シフトレジスタ５３２の第１０ｎ段（０≦ｎ≦１５）出力と、第１０ｎ＋５段（０≦ｎ≦１５）出力をインバータ群５６１で反転したものとが入力され、加算される。このように加算することにより、周波数が１０２４Ｈｚの矩形波を信号に掛け算して加算することになり、後述のように、加算器５６２の出力には、信号と１０２４Ｈｚ矩形波との相互相関が出力される。一方、加算器５７２には、シフトレジスタ５３２の第１６ｎ段（０≦ｎ≦９）出力と、第１６ｎ＋８段（０≦ｎ≦９）出力をインバータ群５７１で反転したものとが入力され、加算される。このように加算することにより、周波数が６４０Ｈｚの矩形波を信号に掛け算して加算することになり、後述のように、加算器５７２の出力には、信号と６４０Ｈｚ矩形波との相互相関が出力される。

ここで相互相関について簡単に説明する。例えば音声信号ｓ（ｔ）とマーク信号ｍ（ｔ）の相互相関は、積分記号で表現すると∫ｓ（τ−ｔ）ｍ（τ）ｄτ（積分区間は０からＴ）となり、離散値で表現するとΣｓ（τ_ｋ−ｔ）ｍ（τ_ｋ）、τ_ｋ＝ｋΔＴとなる。相互相関は信号ｓ（ｔ）とマーク信号ｍ（ｔ）が時間Ｔの間で似ていれば似ているほど大きな値となり、相互相関をとることで、音声信号ｓ（ｔ）がマーク信号ｍ（ｔ）とどの位似通っているかどうかを知ることができる。同様に音声信号とスペース信号の相互相関をとることで、音声信号がスペース信号とどの位似通っているかどうかを知ることができる。

以下、本実施例の緊急警報信号受信回路５０１の動作を説明する。復調した音声信号に帯域通過フィルタ５１０を通して必要な周波数成分のみに帯域制限した後、マーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］およびスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］の最小公倍数である５１２０［Ｈｚ］の２倍の周波数ｆ_ａ＝１０２４０［Ｈｚ］をもつクロック５３１で動作する比較器５３０で２値化する。なお、ここではクロック周波数は最小公倍数の２倍としたが、クロック周波数としてはサンプリング定理を満足する周波数、すなわちマーク信号周波数とスペース信号周波数のうち高い方の周波数の２倍以上の整数倍の周波数であればよい。上記の場合はマーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］の１０倍（２×５倍）としたものである。２値化された音声信号ｄ（ｔ）は同じクロックｆ_ａで動作する１５６段（０〜１５５段）のシフトレジスタ５３２に入力される。

シフトレジスタ５３２の第１０ｎ段（０≦ｎ≦１５）出力と、第１０ｎ＋５段（０≦ｎ≦１５）出力をインバータ群５６１で反転したものとが加算器５６２に入力され、加算信号

を得る。ここで、ｋ／２＝ｎ（ｋが偶数の場合）、ｋ／２＝ｎ＋０．５（ｋが奇数の場合）である。このｋを用いると、ｋが偶数の場合はｃｏｓ（ｋπ）＝ｃｏｓ（２ｎπ）＝１であり、ｋが奇数の場合はｃｏｓ（ｋπ）＝ｃｏｓ（（２ｎ＋１）π）＝−１となる。これを式（１）の変形に用いている。この点は以下の式においても同様である。同様に、シフトレジスタ５３２の第１６ｎ段（０≦ｎ≦９）出力と、第１６ｎ＋８段（０≦ｎ≦９）出力をインバータ群５７１で反転したものとが加算器５７２に入力され、加算信号

を得る。
ここで、Δｔ_ｍ＝１／（２ｆ_ｍ）およびΔｔ_ｓ＝１／（２ｆ_ｓ）とおくと、それぞれ

となる。上式に示される通り、Ｄ_ｍ（ｔ）は周波数２ｆ_ｍ＝２０４８［Ｈｚ］で２値サンプリングされた音声信号とマーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］の余弦波との３２Δｔ_ｍの期間、すなわち緊急警報信号の１シンボル期間（１／６４［Ｈｚ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ）にわたる相互相関と等価であり、音声信号中に緊急警報信号のマーク信号（ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］）成分が現れたとき絶対値が大きな値となる。またＤ_ｓ（ｔ）は周波数２ｆ_ｓ＝１２８０［Ｈｚ］で２値サンプリングされた音声信号とスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］の余弦波との２０Δｔ_ｓの期間、すなわち緊急警報信号の１シンボル期間（１／６４［Ｈｚ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）にわたる相互相関と等価であり、音声信号中に緊急警報信号のスペース信号（ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］）成分が現れたとき絶対値が大きな値となる。

なお、式（３）、式（４）は、２値サンプリングされた音声信号と、それぞれマーク信号およびスペース信号と同じ周波数の余弦波との相互相関と等価であることを示しているが、同様に正弦波との相互相関と等価であることを示すこともできる。結局、２値化した音声信号と、緊急警報信号のマーク信号およびスペース信号と同じ周波数の正弦波、余弦波、矩形波等の周期信号との相互相関をとり相互相関信号を得ればよい。この点は後述の実施例でも同様である。

しかし、上記のＤ_ｍ（ｔ）およびＤ_ｓ（ｔ）は、音声信号がサンプリングされるタイミングによってはマークまたはスペース信号の零点近傍になり、マークまたはスペース信号が来ても大きな相関値が得られない場合がある。そのため、Ｄ_ｍ（ｔ）が２ｆ_ｍ＝２０４８［Ｈｚ］の５倍の周波数ｆ_ａ＝１０２４０［Ｈｚ］でサンプリングされたサンプル点での相互相関値も毎クロック出力されることを利用して、加算器５６２からの出力を２乗回路５６３により２乗した後、加算器５６４により５クロック分加算する。また、同様にＤ_ｓ（ｔ）は２ｆ_ｓ＝１２８０［Ｈｚ］の８倍の周波数のｆ_ａ＝１０２４０［Ｈｚ］でサンプリングされたサンプル点での相互相関値も毎クロック出力されることを利用して、加算器５７２からの出力を２乗回路５７３により２乗した後、加算器５７４により８クロック分加算する。このようにすれば、零点近傍のサンプル値が加算器５６２、５７２から出力されても、他のサンプル値でカバーすることができるため、マークまたはスペース信号を確実に検出することができる。加算された信号は比較器５８０により比較されて２値信号を得、６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出５９０により緊急警報信号の符号パターンと比較照合し緊急警報信号を検出する。なお、本実施例では２乗回路５６３、５７３を用いたが、これらに代えて、絶対値回路を用いて、加算器５６２、５７２のそれぞれの出力の絶対値を出力し、これらを５クロック分または８クロック分加算する加算器５６４、５７４の入力としても、比較器５８０においては緊急警報信号の２値信号を得ることができる。以後の実施例においても同様である。

本実施例では＋−比較器５３０およびシフトレジスタ５３２のクロックとして、マーク信号周波数およびスペース信号周波数のうち周波数が高いマーク信号周波数の２Ｌ倍（Ｌ＝５）のクロックを用いているが、前記したようにＬ＝５以外（ただしＬ≧２）となる整数倍の周波数のクロックを用いてもよい。本実施例でＬ＝５を用いたのは次の理由により、もっとも回路が簡単になるからである。図６のように、クロックをＬ＝５の１０２４０［Ｈｚ］とすると、シフトレジスタ５３２が前述のように１５６段必要となる。マーク周波数側の加算器５６２には、シフトレジスタの０段目、５段目の反転、１０段目、１５段目の反転、・・・１５５段目の反転という具合にシフトレジスタを５段おきに使用する。同様に、スペース周波数側の加算器５７２には、シフトレジスタの０段目、８段目の反転、１６段目、２４段目の反転、・・・１５２段目の反転という具合にシフトレジスタを８段おきに使用する。もしクロックをＬ＝２の４０９６［Ｈｚ］とすると、シフトレジスタ５３２は図６の０．４倍の６３段で済むが、スペース周波数側の加算器５７２には、シフトレジスタの０段目、３．２段目の反転、６．４段目、９．６段目の反転、・・・６０．８段目の反転という具合にシフトレジスタを３．２段おきに使用することになり、これでは、反転出力を取り出すための適切な段が確保できない。実現のためには０．２段分オフセットしたシフトレジスタがもう一つ必要になるため、Ｌ＝５の時よりもトータルのレジスタの数は少なくなるが複雑化してしまうのである。なお、マーク周波数側の加算器５７２には、シフトレジスタの０段目、２段目の反転、４段目、６段目の反転、・・・６２段目の反転という具合にシフトレジスタを２段おきに使用すれば良いので、不都合はない。

図７に本発明による第二の実施例を示す。５０２は第二の実施例の緊急警報信号受信回路である。５２０は＋−比較器であり、非同期（クロックなし）で動作する。具体的には単純に＋−比較器５２０への入力が正であれば＋１、＋−比較器５２０への入力が負であれば−１となるように動作する。５３３はマーク信号の４倍の周波数ｆ_ｂ＝４ｆ_ｍ＝４０９６［Ｈｚ］のクロック信号を発生する発振器である。５３５は＋−比較器５２０の出力をサンプリングするサンプリング回路であり、５３７はサンプリング回路５３５の出力が入力される６３段のシフトレジスタである。サンプリング回路５３５およびシフトレジスタ５３７は発振器５３３により周波数ｆ_ｂ＝４０９６［Ｈｚ］で動作する。一方、５３４はスペース信号の４倍の周波数ｆ_ｃ＝４ｆ_ｓ＝２５６０［Ｈｚ］のクロック信号を発生する発振器である。５３６は＋−比較器５２０の出力をサンプリングするサンプリング回路であり、５３８はサンプリング回路５３６の出力が入力される３９段のシフトレジスタである。サンプリング回路５３６およびシフトレジスタ５３８は発振器５３４により周波数ｆ_ｃ＝２５６０［Ｈｚ］で動作する。

図７のシフトレジスタ５３７を６３段とした理由は次のとおりである。緊急警報信号のビットレートは６４［ｂｉｔ／ｓｅｃ］である。これに対してシフトレジスタはクロックがｆ_ｂ＝４０９６［Ｈｚ］で動いているから、１ビットは４０９６／６４＝６４クロック分に相当する。言い換えると、１ビットは６４シフトレジスタ分になる。ところが、シフトレジスタの信号は全て取り出すわけではなく、２つおきに取り出している。したがって、最後の１レジスタは冗長であり、レジスタは６３あれば十分である。また、シフトレジスタ５３８を３９段とした理由は次のとおりである。緊急警報信号のビットレートは６４［ｂｉｔ／ｓｅｃ］である。これに対してシフトレジスタはクロックがｆ_ｃ＝２５６０［Ｈｚ］で動いているから、１ビットは２５６０／６４＝４０クロック分に相当する。言い換えると、１ビットは４０シフトレジスタ分になる。ところが、シフトレジスタの信号は全て取り出すわけではなく、２つおきに取り出している。したがって、最後の１レジスタは冗長であり、レジスタは３９あれば十分である。

加算器５６２には、シフトレジスタ５３７の複数の段の中から周期的に選択された第１の複数の段の出力と第１の複数の段とは異なる第２の複数の段の反転出力が入力され、加算される。図７においては、加算器５６２には、シフトレジスタ５３７の第４ｎ段（０≦ｎ≦１５）出力と、第４ｎ＋２段（０≦ｎ≦１５）出力をインバータ群５６１で反転したものとが加算器５６２に入力され、加算される。このように加算することにより、周波数が１０２４Ｈｚの矩形波を信号に掛け算して加算することになり、後述のように、加算器５６２の出力には、信号と１０２４Ｈｚ矩形波との相互相関が出力される。一方、加算器５７２には、シフトレジスタ５３８の複数の段の中から周期的に選択された第１の複数の段の出力と第１の複数の段とは異なる第２の複数の段の反転出力が入力され、加算される。図７においては、加算器５７２には、シフトレジスタ５３８の第４ｎ段（０≦ｎ≦９）出力と、第４ｎ＋２段（０≦ｎ≦９）出力をインバータ群５７１で反転したものとが加算器５７２に入力され、加算される。このように加算することにより、周波数が６４０Ｈｚの矩形波を信号に掛け算して加算することになり、後述のように、加算器５７２の出力には、信号と６４０Ｈｚ矩形波との相互相関が出力される。

本実施例では、回路をもっとも簡単にするために、サンプリング回路５３５、シフトレジスタ５３７のクロックとしてマーク信号周波数の４倍を用い、サンプリング回路５３６、シフトレジスタ５３８のクロックとしてスペース信号周波数の４倍を用いているが、サンプリング回路５３５、シフトレジスタ５３７のクロックとしてマーク信号周波数の２ｎ倍（ｎは２以上の整数）を用い、サンプリング回路５３６、シフトレジスタ５３８のクロックとしてスペース信号周波数の２ｍ倍（ｍは２以上の整数）を用いてもよい。

以下、本実施例の緊急警報信号受信回路５０２の動作を説明する。復調した音声信号に帯域通過フィルタ５１０を通して必要な周波数成分のみに帯域制限した後、＋−比較器５２０で２値化する。２値化された音声信号は、マーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］の４倍の周波数ｆ_ｂ＝４０９６［Ｈｚ］でサンプリング回路５３５によりサンプリングされ、６３段（０〜６２段）のシフトレジスタ５３７に入力される。また、同様にスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］の４倍の周波数ｆ_ｃ＝２５６０［Ｈｚ］でサンプリング回路５３６によりサンプリングされ、３９段（０〜３８段）のシフトレジスタ５３８に入力される。

シフトレジスタ５３７の第４ｎ段（０≦ｎ≦１５）出力と、第４ｎ＋２段（０≦ｎ≦１５）出力をインバータ群５６１で反転したものとが加算器５６２に入力され、加算信号

を得る。同様に、シフトレジスタ５３８の第４ｎ段（０≦ｎ≦９）出力と、第４ｎ＋２段（０≦ｎ≦９）出力をインバータ群５７１で反転したものとが加算器５７２に入力され、加算信号

を得る。
ここで、Δｔ_ｍ＝１／（２ｆ_ｍ）およびΔｔ_ｓ＝１／（２ｆ_ｓ）とおくと、それぞれ

となる。上式は本発明による第一の実施例における式（３）、（４）と全く同じものである。これに示される通り、Ｄ_ｍ（ｔ）は周波数２ｆ_ｍ＝２０４８「Ｈｚ］で２値サンプリングされた音声信号とマーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］の余弦波との３２Δｔ_ｍの期間、すなわち緊急警報信号の１シンボル期間（１／６４［Ｈｚ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）にわたる相互相関と等価であり、音声信号中に緊急警報信号のマーク信号（ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］）成分が現れたとき絶対値が大きな値となる。またＤ_ｓ（ｔ）は周波数２ｆ_ｓ＝１２８０［Ｈｚ］で２値サンプリングされた音声信号とスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］の余弦波との２０Δｔ_ｓの期間、すなわち緊急警報信号の１シンボル期間（１／６４［Ｈｚ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）にわたる相互相関と等価であり、音声信号中に緊急警報信号のスペース信号（ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］）成分が現れたとき絶対値が大きな値となる。

上記のＤ_ｍ（ｔ）およびＤ_ｓ（ｔ）は、音声信号のサンプリングのタイミングによってはマークまたはスペース信号の零点近傍になり、マークまたはスペース信号が来ても大きな相関値が得られない場合がある。そのため、Ｄ_ｍ（ｔ）として２ｆ_ｍ＝２０４８［Ｈｚ］の２倍の周波数のｆ_ｂ＝４０９６［Ｈｚ］でサンプリングされたサンプル点での相互相関信号も毎クロック出力されていることを利用して、加算器５６２からの出力を２乗回路５６３により２乗した後、加算器５６６により２クロック分加算される。また、同様にＤ_ｓ（ｔ）として２ｆ_ｓ＝１２８０［Ｈｚ］の２倍の周波数のｆ_ｃ＝２５６０［Ｈｚ］でサンプリングされたサンプル点での相互相関値も毎クロック出力されていることを利用して、加算器５７２からの出力を２乗回路５７３により２乗した後、加算器５７６により２クロック分加算される。加算された信号は比較器５８０により比較されて２値信号を得、６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出５９０により緊急警報信号の符号パターンと比較照合し緊急警報信号を検出する。

ここで、式（７）、（８）を１クロック目に加算器５６２および５７２から出力される相互相関信号とすると、対応する２クロック目に加算器５６２および５７２から出力される相互相関信号はそれぞれ

のように表される。式（９）におけるΣ中の信号
ｄ（ｔ−｛ｋ＋０．５｝Δｔ_ｍ）ｓｉｎ（２πｆ_ｍ｛ｋ＋０．５｝Δｔ_ｍ） （１１）
は、式（７）におけるΣ中の信号
ｄ（ｔ−ｋΔｔ_ｍ）ｃｏｓ（２πｆ_ｍｋΔｔ_ｍ） （１２）
を同相信号Ｉ_ｍとすると、時間的には
０．５Δｔ_ｍ＝１／（４ｆ_ｍ） （１３）
だけサンプル点がずれ、従って位相としては
２πｆ_ｍ・０．５Δｔ_ｍ＝π／２ （１４）
ずれた信号であるため、直交信号Ｑ_ｍに相当する。同様に、式（１０）におけるΣ中の信号
ｄ（ｔ−｛ｋ＋０．５｝Δｔ_ｓ）ｓｉｎ（２πｆ_ｓ｛ｋ＋０．５｝Δｔ_ｓ） （１５）
は、式（８）におけるΣ中の信号ｄ（ｔ−ｋΔｔ_ｓ）ｃｏｓ（２πｆ_ｓｋΔｔ_ｓ）を同相信号Ｉ_ｓとすると、時間的には
０．５Δｔ_ｓ＝１／（４ｆ_ｓ） （１６）
だけサンプル点がずれ、従って位相としては
２πｆ_ｓ・０．５Δｔ_ｓ＝π／２ （１７）
ずれた信号であるため、直交信号Ｑ_ｓに相当する。

このことを考慮すると、本発明の第二の実施例は、図８および図９に示す回路と等価であることがわかる。

図８の回路は、従来の技術である図３のＡ／Ｄ変換器を＋−比較器５２０に置換したものであり、他の回路は全く同様である。図８において、５４０はマーク信号（１０２４［Ｈｚ］）検出回路、５５０はスペース信号（６４０［Ｈｚ］）検出回路であり、これらには＋−比較回路５２０の出力が入力される。マーク信号（１０２４［Ｈｚ］）検出回路５４０では、発振器５４１によるマーク信号周波数（１０２４［Ｈｚ］）の正弦波、余弦波、または矩形波、およびそれを９０度（π／２）移相器５４２を通して出力した９０度位相の異なる正弦波、余弦波、または矩形波をそれぞれ乗算器５４３、５４４により＋−比較器５２０の出力と乗算し、さらにそれぞれ１シンボル分加算器５４５、５４６により１シンボル期間（１／６４［ｓｅｃ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）加算する。なお、加算器５４５、５４６は１／２シンボル（１／１２８［ｓｅｃ］＝７．８１２５［ｍｓｅｃ］）期間の加算でも良い。１シンボル分加算器５４５、５４６の出力をそれぞれ２乗回路５４７、５４８で２乗し、それらを加算器５４９で加算する。同様に、発振器５５１によるスペース信号周波数（６４０［Ｈｚ］）の正弦波、余弦波、または矩形波、およびそれを９０度（π／２）移相器５５２を通して出力した９０度位相の異なる正弦波、余弦波、または矩形波をそれぞれ乗算器５５３、５５４により、比較器５２０の出力と乗算し、さらにそれぞれ１シンボル分加算器５５５、５５６により１シンボル期間（１／６４［ｓｅｃ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）加算する。なお、加算器５５５、５５６は１／２シンボル（１／１２８［ｓｅｃ］＝７．８１２５［ｍｓｅｃ］）期間の加算でも良い。１シンボル分加算器５５５、５５６の出力をそれぞれ２乗回路５５７、５５８で２乗し、それらを加算器５５９で加算する。加算器５４９と加算器５５９の出力を比較器５８０で比較し、その出力を６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出器５９０に入力して、緊急警報信号を検出する。

図９では、さらにｃｏｓ、ｓｉｎの発生を、図８のｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］発振器５４１、９０度（π／２）移相器５４２、ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］発振器５５１、９０度（π／２）移相器５５２から、ＲＯＭテーブル５６０および５７０としたものである。マーク信号（１０２４［Ｈｚ］）検出回路５２５においては、ＲＯＭテーブル５６０は乗算器５４４に対してｓｉｎ（２πｆ_ｍｔ）を出力し、乗算器５４３に対してｃｏｓ（２πｆ_ｍｔ）を出力する。ｃｏｓ（２πｆ_ｍｔ）はｓｉｎ（２πｆ_ｍｔ）と９０度位相の異なる正弦波であるから、ＲＯＭテーブル５６０はマーク信号周波数の正弦波およびそれと９０度位相の異なる正弦波をそれぞれ乗算器５４４、５４３に出力していることになる。スペース信号（６４０［Ｈｚ］）検出回路５２６においては、ＲＯＭテーブル５７０は乗算器５５４に対してｓｉｎ（２πｆ_ｓｔ）を出力し、乗算器５５３に対してｃｏｓ（２πｆ_ｓｔ）を出力する。ｃｏｓ（２πｆ_ｓｔ）はｓｉｎ（２πｆ_ｓｔ）と９０度位相の異なる正弦波であるから、ＲＯＭテーブル５７０はマーク信号周波数の正弦波およびそれと９０度位相の異なる正弦波をそれぞれ乗算器５４４、５４３に出力していることになる。入力が２値であるのに合わせてｃｏｓ、ｓｉｎを２値のテーブル（矩形波のテーブル）としても十分な性能が得られる。

結局、図９の回路では、ＲＯＭテーブル５６０によるマーク信号周波数（１０２４［Ｈｚ］）の正弦波、余弦波、または矩形波、およびそれと９０度位相の異なる正弦波、余弦波、または矩形波をそれぞれ乗算器５４４、５４３により、＋−比較器５２０出力と乗算し、さらにそれぞれ１シンボル分加算器５４６、５４５により１シンボル期間（１／６４［ｓｅｃ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）加算する。なお、加算器５４５、５４６は１／２シンボル（１／１２８［ｓｅｃ］＝７．８１２５［ｍｓｅｃ］）期間の加算でも良い。同様に、ＲＯＭテーブル５７０によるスペース信号周波数（６４０［Ｈｚ］）の正弦波、余弦波、または矩形波、およびそれと９０度位相の異なる余弦波、正弦波、または矩形波をそれぞれ乗算器５５４、５５３より、＋−比較器５２０の出力と乗算し、さらにそれぞれ１シンボル分加算器５５６および５５５により１シンボル期間（１／６４［ｓｅｃ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）加算する。なお、加算器５５５、５５６は１／２シンボル（１／１２８［ｓｅｃ］＝７．８１２５［ｍｓｅｃ］）期間の加算でも良い。

図３と図８を全体の回路規模で比較すると、図３のＡ／Ｄ変換を例えば８［ｂｉｔ］とした場合、図８における＋−比較器出力は１［ｂｉｔ］演算であるため、単純計算で１／８になることがわかる。実際は乗算処理もあるため、さらに回路規模が小さくなる。図９の構成では、さらに回路が簡易化できる。＋−比較器５２０の出力における処理で振幅情報を失っても、位相情報にはマーク信号、スペース信号の情報が全て含まれているため、Ａ／Ｄ変換での処理に比べて性能が劣化することはない。

図１０（１）から（５）に第二の実施例を用いたときの検波出力を示す。図１０（１）から（５）には、それぞれ、（１）雑音なしの場合、（２）ＳＮ比＝０ｄＢの場合、（３）ＳＮ比＝−３ｄＢの場合、（４）ＳＮ比＝−６ｄＢの場合、（５）ＳＮ比＝−９ｄＢの場合、について、（ａ）１０２４［Ｈｚ］（マーク信号）、（ｂ）６４０［Ｈｚ］（スペース信号）、（ｃ）比較器出力の３種類の波形を示す。図１０（１）から（５）の雑音なしからＳＮ比＝−９ｄＢまで検出誤りはなく、図１０（５）よりさらにＳＮ比を悪くしたＳＮ比＝−１２ｄＢで初めて１２回中５回の誤りを観測した。

図１１に本発明による第三の実施例を示す。第三の実施例においては、マーク信号検出回路５２７は２値化されたｃｏｓおよびｓｉｎのテーブル６６０と排他的論理和回路６４３、６４４と０１個数差計数回路６４５、６４６と加算器５４９で構成される。また、スペース信号検出回路５２８は２値化されたｃｏｓおよびｓｉｎのテーブル６７０と排他的論理和回路６５３、６５４と０１個数差計数回路６５５、６５６と加算器５５９で構成される。

図１１において、復調した音声信号に帯域通過フィルタ５１０を通して必要な周波数成分のみに帯域制限した後、比較器５２０で２値化する。２値化された音声信号は、マーク信号周波数ｆ_ｍ＝１０２４［Ｈｚ］の４倍の周波数ｆ_ｂ＝４ｆ_ｍ＝４０９６［Ｈｚ］のクロック５３３でサンプリング回路５３５によりサンプリングされ、２値化されたｃｏｓおよびｓｉｎのテーブル６６０の出力と共に排他的論理和回路６４３、６４４に入力され、これら２つの排他的論理和回路出力は、それぞれ過去６４データ分の「０」「１」の個数差をカウントする０１個数差計数回路６４５、６４６に入力される。また、同様にスペース信号周波数ｆ_ｓ＝６４０［Ｈｚ］の４倍の周波数ｆ_ｃ＝４ｆ_ｓ＝２５６０［Ｈｚ］のクロック５３４でサンプリング回路５３６によりサンプリングされ、２値化されたｃｏｓおよびｓｉｎのテーブル６７０の出力と共に排他的論理和回路６５３、６５４に入力され、これらの２つの排他的論理和回路出力は、それぞれ過去４０データ分の「０」「１」の個数差をカウントする０１個数差計数回路６５５、６５６に入力される。

ここで、排他的論理和回路６４３、６４４、６５３、６５４は、図９の乗算器５４３、５４４、５５３、５５４に対応するもので、図９において（−１，＋１）の２値の信号が乗算器に入力される場合、
（＋１）×（＋１）＝（＋１）
（＋１）×（−１）＝（−１）
（−１）×（＋１）＝（−１）
（−１）×（−１）＝（＋１） （１８）
となるのに対し、図１１において（０，１）の２値の信号が排他的論理和回路６４３、６４４、６５３、６５４に入力される場合、
（１）ＸＯＲ（１）＝（０）
（１）ＸＯＲ（０）＝（１）
（０）ＸＯＲ（１）＝（１）
（０）ＸＯＲ（０）＝（０） （１９）
となる。

式（１８）と（１９）を、＋１→１、−１→０と対応させて比較すると、式（１８）と（１９）では、丁度論理が反転した結果が得られることがわかる。しかし、排他的論理和回路６４３、６４４、６５３、６５４の出力は、後段の０１個数差計数回路６４５、６４６、６５５、６５６で１シンボル（マーク信号は６４データ、スペース信号は４０データ）分の０と１の個数差がカウントされるため、０と１の論理が反転していても個数差としては同じ結果が得られる。すなわち、図１１の回路を用いても、図９と同様な相互相関出力が得られることがわかる。図１１の０１個数差計数回路６４５、６４６、６５５、６５６は、図９の１シンボル分加算器５４５、５４６、５５５、５５６および２乗回路５４７、５４８、５５７、５５８に対応する。ただし、正確には図９の２乗回路５４７、５４８、５５７、５５８を、絶対値をとる回路に置き換えたものがそれに相当する。２乗回路を絶対値をとる回路に置き換えても、図９の回路全体の出力としては同じものが得られる。

０１個数差計数回路６４５、６４６の出力は加算器５４９で加算され、０１個数計数回路６５５、６５６の出力は加算器５５９で加算される。加算器５４９および加算器５５９の出力は比較器５８０で比較され、６４［ｂｉｔ／ｓ］の信号として出力される。ただし、この際、加算器５４９の最大値は６４であるのに対し、加算器５５９の出力の最大値は４０で８対５の関係にあるため、比較器５８０では、ｐを正の実数として、加算器５４９の出力を５ｐ倍、加算器５５９の出力を８ｐ倍した上で比較した方が信頼性の高い結果が得られる。比較器５８０の出力は、６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出器５９０に入力され、緊急警報信号が検出された場合は、緊急警報信号検出フラグが出力される。

図１１ではわかりやすいようにマーク周波数とスペース周波数の検出を別々のサンプリング周波数で行う例を示したが、図６のように同じサンプリング周波数でもできる。例えばサンプリング周波数を共に４０９６Ｈｚとして、マーク信号、スペース信号それぞれ６４個の個数差をカウントしても良い。この場合は６７０のサインテーブルをサンプリング周波数４０９６［Ｈｚ］に合わせ、上段のｃｏｓ側を（１１００ ０１１１ ０００１ １１００ ００１１ １０００ １１１０ ００１１）、下段のｓｉｎ側を（１１１０ ００１１ １１００ ０１１１ ０００１ １１００ ００１１ １０００）とする必要がある。

以上に説明した各実施例においては回路を用いているが、その一部または全部をコンピュータおよび記憶装置に格納したプログラムを用いて構成してもよい。

また、実施例１、２において１シンボル分加算器で１シンボル期間（１／６４［ｓｅｃ］＝１５．６２５［ｍｓｅｃ］）加算して相互相関をとっているが、加算する期間はこれに限定されず、必要な正確さで検出結果が得られるように加算すればよい。実施例３において０１個数差計数回路でカウントする期間（データ数）も同様である。

以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。

ＡＭ／ＦＭ／ＴＶ放送から緊急警報放送信号を検出するための概要 音声信号から緊急警報放送信号を検出するための従来技術による第１の方法 音声信号から緊急警報放送信号を検出するための従来技術による第２の方法 音声信号から緊急警報放送信号を検出するための従来技術による第３の方法 ＡＭ放送から緊急警報放送信号を検出するための従来技術による第４の方法 音声信号から緊急警報放送信号を検出するための本発明による第一の実施例 音声信号から緊急警報放送信号を検出するための本発明による第二の実施例 音声信号から緊急警報放送信号を検出するための本発明による第二の実施例の第一の等価回路 音声信号から緊急警報放送信号を検出するための本発明による第二の実施例の第二の等価回路 本発明による第二の実施例を用いたときの検出波形 音声信号から緊急警報放送信号を検出するための本発明による第三の実施例

符号の説明

５０１…第一の実施例の緊急警報信号受信回路、５１０…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、５２０、５３０…＋−比較器、５３１…発振器、５３２…シフトレジスタ、５６２、５７２…加算器、５６３、５７３…２乗回路、５６４、５７４…加算器、５８０…比較器、５９０…６４［ｂｉｔ／ｓ］符号検出器、５０２…第二の実施例の緊急警報信号受信回路、５２０…＋−比較器、５３３、５３４…発振器、５３５、５３６…サンプリング回路、５３７、５３８…シフトレジスタ、５４５、５４６、５５５、５５６…１シンボル分加算器、５６１、５７１…インバータ群、５６６、５７６…加算器、５０３…第二の実施例の緊急警報信号受信回路の第一の等価回路、５４０…マーク信号検出回路、５５０…スペース信号検出回路、５４１、５５１…発振器、５４２、５５２…９０度（π／２）移相器、５４３、５４４、５５３、５５４…乗算器、５４７、５４８、５５７、５５８…２乗回路、５４９、５５９…加算器、５０４…第二の実施例の緊急警報信号受信回路の第二の等価回路、５２５…マーク信号検出回路、５２６…スペース信号検出回路、５６０、５７０…ＲＯＭテーブル、５０５…第三の実施例の緊急警報信号受信回路、５２７…マーク信号検出回路、５２８…スペース信号検出回路、６４３、６４４、６５３、６５４…排他的論理和回路、６４５、６４６、６５５、６５６…０１個数差計数回路、６６０、６７０…テーブル

Claims (4)

1. 互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信装置において、
   復調された信号を２値化する２値化手段と、
   前記２値化した信号と、該マーク信号と同じ周波数を有する周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる周期信号との乗算を行い、これらの２乗値または絶対値を加算するマーク信号検出手段と、
   前記２値化した信号と、該スペース信号と同じ周波数を有する周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる周期信号との乗算を行い、これらの２乗値または絶対値を加算するスペース信号検出手段と、
   前記マーク信号検出手段の出力信号と、前記スペース信号検出手段の出力信号とを比較する比較手段と、
   前記比較手段により比較した信号から緊急警報信号を検出する検出手段と、
   を有することを特徴とする緊急警報信号受信装置。
2. 互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信装置において、
   復調された信号を２値化する２値化手段と、
   前記２値化した信号と、該マーク信号と同じ周波数を有する２値の周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる２値の周期信号との排他的論理和をとり、シフトレジスタに入力し、シフトレジスタ中の１の個数と０の個数の差の絶対値をとり、これらを加算するマーク信号検出手段と、
   前記２値化した信号と、該スペース信号と同じ周波数を有する２値の周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる２値の周期信号との排他的論理和をとり、シフトレジスタに入力し、シフトレジスタ中の１の個数と０の個数の差の絶対値をとり、これらを加算するスペース信号検出手段と、
   前記マーク信号検出手段の出力信号と、前記スペース信号検出手段の出力信号とを比較する比較手段と、
   前記比較手段により比較した信号から緊急警報信号を検出する検出手段と、
   を有することを特徴とする緊急警報信号受信装置。
3. 互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信方法において、
   復調された信号を２値化し、
   前記２値化した信号と、該マーク信号と同じ周波数を有する周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる周期信号との乗算を行い、これらの２乗値または絶対値を加算してマーク信号を検出し、
   前記２値化した信号と、該スペース信号と同じ周波数を有する周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる周期信号との乗算を行い、これらの２乗値または絶対値を加算してスペース信号を検出し、
   前記検出したマーク信号と、前記検出したスペース信号とを比較し、
   前記比較した信号から緊急警報信号を検出する、
   ことを特徴とする緊急警報信号受信方法。
4. 互いに異なった周波数を用いたマーク信号およびスペース信号を有する緊急警報信号を受信する緊急警報信号受信方法において、
   復調された信号を２値化し、
   前記２値化した信号と、該マーク信号と同じ周波数を有する２値の周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる２値の周期信号との排他的論理和をとり、シフトレジスタに入力し、シフトレジスタ中の１の個数と０の個数の差の絶対値をとり、これらを加算してマーク信号を検出し、
   前記２値化した信号と、該スペース信号と同じ周波数を有する２値の周期信号およびこの周期信号と９０度位相の異なる２値の周期信号との排他的論理和をとり、シフトレジスタに入力し、シフトレジスタ中の１の個数と０の個数の差の絶対値をとり、これらを加算してスペース信号を検出し、
   前記検出したマーク信号と、前記検出したスペース信号とを比較し、
   前記比較した信号から緊急警報信号を検出する、
   ことを特徴とする緊急警報信号受信方法。

Images