JPH10242778A

JPH10242778A - 電力増幅器

Info

Publication number: JPH10242778A
Application number: JP9040285A
Authority: JP
Inventors: Takaaki Igusa; 卓昭井草; Masatoshi Maeda; 正利前田; Kunio Seki; 邦夫関; Ritsuji Takeshita; 律司竹下
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Tohbu Semiconductor Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Renesas Eastern Japan Semiconductor Inc
Priority date: 1997-02-25
Filing date: 1997-02-25
Publication date: 1998-09-11

Abstract

(57)【要約】【課題】たとえば車載バッテリから供給される比較的
低い電源電圧下で使用される電力増幅器において、その
高出力化と素子破壊防止を簡単かつ確実に両立させる。【解決手段】前段駆動回路の動作電圧をプッシュプル
出力回路の動作電圧よりも高く昇圧する昇圧回路ととも
に、その昇圧回路から前段駆動回路に与えられる昇圧電
圧を所定の基準電圧と比較する比較回路を設け、この比
較回路の出力を使って上記昇圧回路の出力電圧を一定電
圧に負帰還制御させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅器、さら
には比較的低い電源電圧で使用されるオーディオ・パワ
ーアンプＩＣ（半導体集積回路装置）に適用して有効な
技術に関するものであって、たとえば車載用音響再生シ
ステムいわゆるカーオーディオに利用して有効な技術に
関するものである（たとえば、ラジオ技術社発行「基礎
トランジスタアンプ設計法」２４〜２５５ページ参
照）。

【０００２】

【従来の技術】一般に、カーオーディオ用の電力増幅器
においては、高出力仕様への要求が非常に強い。しか
し、車載バッテリから供給される比較的低い電源電圧
（１２Ｖ）では、高出力仕様への要求に十分に応えるこ
とができない。そこで、たとえば、出力回路をＢ級プッ
シュプル方式にしたり、あるいはＢＴＬ方式にしたりす
ることにより、比較的低い電源電圧でもって、実効的な
高出力化をはかることが行われてきたが、これだけでは
不十分であった。

【０００３】比較的低い電源電圧でもって高出力化をは
かる別の手段としては、プッシュプル出力回路のプッシ
ュ側をｐｎｐバイポーラ・トランジスタで構成する一
方、プル側をｎｐｎバイポーラ・トランジスタで構成す
る方法がある。この方法によれば、バイポーラ・トラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧（約０．７Ｖ）による
出力電圧の損失を回避することができ、これにより電源
電圧の利用効率を高めて、その分だけ高出力を得ること
ができる。

【０００４】しかし、ＩＣ化に際し、ｐｎｐとｎｐｎの
２種類のパワー・バイポーラ・トランジスタを１つの半
導体チップに形成することは、チップ面積の点で大きな
不利を生じる。ＩＣのチップ面積を小さくすることは、
コスト面において非常に重要であり、これに重点を置く
ならば、プッシュプル出力回路のプッシュ側とプル側の
両方をｎｐｎバイポーラ・トランジスタで構成するしか
ない。ところが、この場合は、ｐｎｐバイポーラ・トラ
ンジスタのベース・エミッタ間電圧（約０．７Ｖ）によ
る出力電圧の損失が生じ、これによる出力低下が避けら
れなくなる、という背反が生じる。

【０００５】そこで、本発明者らは、半導体チップ面積
を増大させることなく、電源電圧の利用効率を高めて高
出力化を達成することができる電力増幅器を新たに検討
した。

【０００６】図４は、公知ではないが、本発明者らが本
発明に先だって検討した電力増幅器の回路を示す。

【０００７】同図に示す電力増幅器１００は、負荷（ス
ピーカ）ＳＰを駆動するプッシュプル出力回路１１、こ
の出力回路１１を入力信号Ｖｉｎに応じて駆動する前段
駆動回路１２、入力信号Ｖｉｎを前置増幅する初段入力
回路１３、増幅出力信号Ｖｏｕｔを入力側に負帰還させ
る帰還回路１４、駆動電流検出回路２、昇圧回路３、リ
ミッタ回路４により構成されている。

【０００８】プッシュプル出力回路１１は、ｎｐｎパワ
ー・バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２により構成さ
れ、車載バッテリなどから供給される比較的低い電源電
圧（Ｖｃｃ＝約１２Ｖ）で動作させられる。Ｑ１は電源
電位Ｖｃｃと負荷ＳＰの間に直列に介在して、上記負荷
ＳＰをプッシュ駆動するプッシュ側出力素子をなす。Ｑ
２は上記負荷ＳＰと基準電位ＧＮＤ（＝０Ｖ）の間に直
列に介在して、上記負荷ＳＰをプル駆動するプル側出力
素子をなす。プッシュ側のパワー・トランジスタＱ１の
ベース側には、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ３が
ダーリントン接続されている。

【０００９】前段駆動回路１２は、プッシュ側出力素子
であるＱ１とプル側出力素子であるＱ２の各ベースを入
力信号Ｖｉｎに応じて相補的に駆動する。

【００１０】駆動電流検出回路２は、ｎｐｎバイポーラ
・トランジスタＱ４とｐｎｐバイポーラ・トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６により構成され、プッシュ側パワー・トラン
ジスタＱ１のベース駆動電流を検出する。この場合、Ｑ
４は、Ｑ３にベース同士およびエミッタ同士で接続され
ている。これにより、前段駆動回路１２からＱ３を介し
てＱ１のベースに入力される駆動電流が、Ｑ４のコレク
タ電流に反映するようになっている。このＱ４のコレク
タ電流は、Ｑ５からＱ６へカレントミラー転写された
後、駆動電流検出出力電流Ｉ２として、昇圧回路３へ伝
達されるようになっている。

【００１１】昇圧回路３は、ｎｐｎバイポーラ・トラン
ジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ１４，Ｑ１６〜Ｑ１９、ｐｎｐバ
イポーラ・トランジスタＱ９〜Ｑ１１，Ｑ１３、ダイオ
ードＤ１〜Ｄ３、容量素子Ｃ１，Ｃ２、定電流Ｉ３を流
す定電流回路３１、クロックパルス発生回路３２などに
より構成され、容量素子Ｃ１，Ｃ２を用いたチャージポ
ンプ動作により、前段駆動回路１２の動作電圧（Ｖ１）
をプッシュプル出力回路１の動作電圧（Ｖｃｃ）よりも
高く昇圧する。この昇圧電圧Ｖ１は、Ｑ１をダーリント
ン駆動するＱ３のコレクタにも供給される。

【００１２】昇圧回路３での昇圧駆動レベル（昇圧能
力）は、容量素子Ｃ１への充電電流（チャージポンプ電
流）に応じて増大する。この充電電流は上記駆動電流検
出出力電流Ｉ２に応じて増大させられる。これにより、
前段駆動回路１２に動作電圧として与えられる昇圧電圧
Ｖ１は、Ｑ１のベース駆動電流に応じて増大する。すな
わち、前段駆動回路１２の動作電圧（Ｖ１）は大出力時
ほど増大させられるようになっている。

【００１３】リミッタ回路４は、ｐｎｐバイポーラ・ト
ランジスタＱ１２、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ
１５、およびツェナーダイオードＺ１により構成され、
上記昇圧回路３での昇圧駆動レベルをツェナーダイオー
ドＺ１のツェナー電圧によって定められる一定以下に制
限する。

【００１４】上述した電力増幅器１００では、ｎｐｎパ
ワー・バイポーラ・トランジスタＱ１のベースを駆動す
る前段側の動作電圧（Ｖ１）を、昇圧回路３にて電源電
圧（Ｖｃｃ）よりも高く昇圧することにより、そのＱ１
のベース・エミッタ間での電圧損失分を補って、出力信
号Ｖｏｕｔをほぼ電源電圧（Ｖｃｃ−ＧＮＤ）いっぱい
に振幅させることができる。これにより、上記電圧損失
分による出力低下を回避して高出力化をはかることがで
きる。

【００１５】このとき、上記昇圧電圧Ｖ１は、Ｑ１のベ
ース駆動電流の変動影響を大きく受ける。すなわち、大
出力時には、Ｑ１のベース駆動電流の増大に伴い、前段
駆動回路１２での消費電流Ｉ１が増大するが、この消費
電流Ｉ１の増大により、上記昇圧電圧Ｖ１に電圧低下が
生じる。他方、小出力時には、Ｑ１のベース駆動電流の
減少に伴い、前段駆動回路１２での消費電流Ｉ１が減少
するが、今度は、この消費電流Ｉ１の減少により、上記
昇圧電圧Ｖ１に電圧上昇が生じる。

【００１６】そこで、上述した電力増幅器では、上記昇
圧回路３にて生成される昇圧電圧Ｖ１を、上記駆動電流
検出出力電流Ｉ２に応じて増減させることにより、前段
駆動回路１２での消費電流Ｉ１の増減による上記昇圧電
圧Ｖ１の変動を緩和するようにしている。これととも
に、その昇圧回路３での昇圧駆動レベルを上記リミッタ
回路４で一定以下に制限させることにより、過度の電圧
昇圧による素子破壊を回避させるようにしている。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た技術には、次のような問題のあることが本発明者らに
よってあきらかとされた。

【００１８】すなわち、上述した電力増幅器では、高出
力を得るのに十分な昇圧電圧を確保するためには、リミ
ッタ回路４による昇圧駆動レベルの制限値を高めに設定
する必要がある一方で、その制限値を高めに設定する
と、過度の電圧昇圧による素子破壊が生じやすくなると
いう背反が生じる。つまり、高出力化と素子破壊防止を
確実に両立させることが困難であるという問題が生じ
る。

【００１９】本発明の目的は、たとえば車載バッテリか
ら供給される比較的低い電源電圧下で使用される電力増
幅器において、その高出力化と素子破壊防止を簡単かつ
確実に両立させることができるようにする、という技術
を提供することにある。

【００２０】本発明の前記ならびにそのほかの目的と特
徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかにな
るであろう。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。

【００２２】すなわち、前段駆動回路の動作電圧をプッ
シュプル出力回路の動作電圧よりも高く昇圧する昇圧回
路とともに、その昇圧回路から前段駆動回路に与えられ
る昇圧電圧を所定の基準電圧と比較する比較回路を設
け、この比較回路の出力を使って上記昇圧回路の出力電
圧を一定電圧に負帰還制御させる、というものである。

【００２３】上述した手段によれば、出力の大小にかか
わりなく、前段駆動回路の動作電圧を常に適正な昇圧電
圧に保つことができる。

【００２４】これにより、たとえば車載バッテリから供
給される比較的低い電源電圧下で使用される電力増幅器
において、その高出力化と素子破壊防止を簡単かつ確実
に両立させることができるようにする、という目的が達
成される。

【００２５】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、電源電位（Ｖｃｃ）と負荷（ＳＰ）の間に直列に介
在して上記負荷（ＳＰ）をプッシュ駆動するプッシュ側
出力素子（Ｑ１）と、上記負荷（ＳＰ）と基準電位（Ｇ
ＮＤ）の間に直列に介在して上記負荷（ＳＰ）をプル駆
動するプル側出力素子（Ｑ２）からなるプッシュプル出
力回路（１１）と、プッシュ側出力素子（Ｑ１）とプル
側出力素子（Ｑ２）を入力信号（Ｖｉｎ）に応じて相補
的に駆動する前段駆動回路（１２）と、この前段駆動回
路（１２）の動作電圧を上記プッシュプル出力回路（１
１）の動作電圧よりも高く昇圧する昇圧回路（３）と、
この昇圧回路（３）から上記前段駆動回路（１１）に与
えられる昇圧電圧（Ｖ１）を所定の基準電圧（Ｖｓ）と
比較する比較回路（６）と、この比較回路（６）の出力
（Ｉｃ）に基づいて上記昇圧回路（３）の出力電圧（Ｖ
１）を一定に制御する負帰還制御回路（７）とを備えた
ものであり、これにより、出力の大小にかかわりなく、
前段駆動回路（１２）の動作電圧（Ｖ１）を常に適正な
昇圧電圧に保って、たとえば車載バッテリから供給され
る比較的低い電源電圧（Ｖｃｃ＝約１２Ｖ）下で使用さ
れる電力増幅器の高出力化と素子破壊防止を簡単かつ確
実に両立させることができるという作用が得られる。

【００２６】請求項２に記載の発明は、請求項１におい
て、プッシュ側出力素子としてバイポーラ・トランジス
タ（Ｑ１）を有する出力回路（１１）と、上記出力素子
（Ｑ１）の駆動電流を検出する駆動電流検出回路（２）
と、この検出回路（２）の検出出力に応じて昇圧駆動レ
ベルが増大する昇圧回路（３）と、上記昇圧回路（３）
における昇圧駆動レベルを一定以下に制限するリミッタ
回路（４）とを有し、上記リミッタ回路（４）の制限値
を上記昇圧電圧Ｖ１によって負帰還制御することによ
り、上記昇圧電圧Ｖ１を一定に保持させるようにしたも
のであり、これにより、上記バイポーラ・トランジスタ
（Ｑ１）のベース・エミッタ間電圧による電圧損失分を
過不足なく補って、高出力化と素子破壊防止を簡単かつ
確実に達成できるようになるという作用が得られる。

【００２７】請求項３に記載の発明は、請求項１または
２において、プッシュプル出力回路（１１）のプッシュ
側およびプル側の各出力素子をそれぞれｎｐｎ型バイポ
ーラ・トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）で構成したものであ
り、これにより、出力素子（Ｑ１，Ｑ２）を形成するた
めの半導体チップ面積を小さくして低コスト化をはかる
ことができるようになるという作用が得られる。

【００２８】請求項４に記載の発明は、請求項１から３
のいずれかにおいて、昇圧回路（３）をチャージポンプ
回路で構成したものであり、これにより、たとえば車載
バッテリから供給される比較的低い電源電圧（Ｖｃｃ＝
約１２Ｖ）を効率良く昇圧することができる。

【００２９】請求項５に記載の発明は、請求項１から４
のいずれかにおいて、第１の容量素子（Ｃ１）を第１の
電圧（Ｖｈ）で充電する第１の回路状態（Ｄ１，Ｄ２，
Ｑ１８，Ｑ１９）と、第１の容量素子（Ｃ１）の充電電
圧に第２の電圧（Ｖｐ）を加算して第２の容量素子（Ｃ
１）に充電する第２の回路状態（Ｑ１３，Ｑ１６，Ｑ１
７，Ｄ３）とを交互に切り換えることにより、第２の容
量素子（Ｃ２）から昇圧電圧Ｖ１を得るようにした昇圧
回路（３）を備えたものであり、これにより、第１の電
圧（Ｖｈ）と第２の電圧（Ｖｐ）の合計電圧を得ること
ができる。

【００３０】請求項６に記載の発明は、請求項１から５
のいずれかにおいて、第１の容量素子（Ｃ１）を第１の
電圧（Ｖｈ）で充電する第１の回路状態（Ｄ１，Ｄ２，
Ｑ１８，Ｑ１９）と、第１の容量素子（Ｃ１）の充電電
圧に第２の電圧（Ｖｐ）を加算して第２の容量素子（Ｃ
２）に充電する第２の回路状態（Ｑ１３，Ｑ１６，Ｑ１
７，Ｄ３）とを交互に切り換えることにより、第２の容
量素子（Ｃ２）から昇圧電圧Ｖ１を得るようにした昇圧
回路（３）と、第２の電圧（Ｖｐ）を一定以下に制限す
るリミッタ回路（４）と、このリミッタ回路（４）の制
限電圧を上記昇圧電圧Ｖ１によって負帰還制御すること
により、上記昇圧電圧Ｖ１を一定に保持させるようにし
たものであり、これにより、昇圧回路（３）およびリミ
ッタ回路（４を介して、前段駆動回路（１２）の動作電
圧（Ｖ１）を常に適正な昇圧電圧に保つことができると
いう作用が得られる。

【００３１】以下、本発明の好適な実施態様を図面を参
照しながら説明する。

【００３２】なお、図において、同一符号は同一あるい
は相当部分を示すものとする。

【００３３】図１は本発明の技術が適用された電力増幅
器の第１の実施態様を示す。

【００３４】同図に示す電力増幅器１００は、負荷（ス
ピーカ）ＳＰを駆動するプッシュプル出力回路１１、こ
の出力回路１１を入力信号Ｖｉｎに応じて駆動する前段
駆動回路１２、入力信号Ｖｉｎを前置増幅する初段入力
回路１３、増幅出力信号Ｖｏｕｔを入力側に負帰還させ
る帰還回路１４、第１，第２の容量素子Ｃ１，Ｃ２によ
るチャージポンプ回路を用いた昇圧回路３、この昇圧回
路３から前段駆動回路１２に動作電圧として与えられる
昇圧電圧Ｖ１を検出する電圧検出回路５、この電圧検出
回路５で検出した電圧Ｖ１を所定の基準電圧Ｖｓと比較
する比較回路６、この比較回路６の出力に基づいて上記
昇圧回路３の昇圧駆動レベルを負帰還制御することによ
り上記昇圧電圧Ｖ１を一定に制御する負帰還制御回路７
により構成されている。

【００３５】ここで、プッシュプル出力回路１１はｎｐ
ｎパワー・バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ２を用い
て構成されている。一方のトランジスタＱ１は、電源電
位Ｖｃｃと負荷（スピーカ）ＳＰの間に直列に介在して
上記負荷ＳＰをプッシュ駆動するプッシュ側出力素子を
なす。他方のトランジスタＱ１は、上記負荷ＳＰと基準
電位ＧＮＤの間に直列に介在して上記負荷ＳＰをプル駆
動するプル側出力素子をなす。

【００３６】前段駆動回路１２は、プッシュ側トランジ
スタＱ１とプル側トランジスタＱ２の各ベースを入力信
号Ｖｉｎに応じて相補的に駆動する。

【００３７】昇圧回路３はチャージポンプ回路を用いて
構成され、第１の容量素子Ｃ１を第１の電圧Ｖｈで充電
する第１の回路状態と、第１の容量素子Ｃ１の充電電圧
に第２の電圧Ｖｐを加算して第２の容量素子Ｃ１に充電
する第２の回路状態とを交互に切り換えることにより、
電源電圧（Ｖｃｃ）よりも高い昇圧電圧Ｖ１を生成す
る。

【００３８】次に、動作について説明する。

【００３９】図１において、プッシュプル出力回路１１
には車載バッテリからの電源電圧（Ｖｃｃ＝約１２Ｖ）
が供給されるが、前段駆動回路１２には昇圧回路３から
の昇圧電圧Ｖ１が動作電圧として供給される。

【００４０】前段駆動回路１２に電源電圧（Ｖｃｃ）よ
りも高い昇圧電圧Ｖ１を供給することにより、出力回路
１１のプッシュ側出力素子をなすｎｐｎバイポーラ・ト
ランジスタＱ１のベースは、電源電圧（Ｖｃｃ）よりも
高い電圧で駆動されるようになる。これにより、Ｑ１の
ベース・エミッタ間での電圧損失分を補って、出力信号
Ｖｏｕｔをほぼ電源電圧（Ｖｃｃ−ＧＮＤ）いっぱいに
振幅させることができる。

【００４１】前段駆動回路１２の消費電流Ｉ１は、Ｑ１
のベース駆動入力の振幅が大きい大出力時ほど増大す
る。この消費電流Ｉ１の増大に伴い、上記昇圧電圧Ｖ１
に電圧降下が生じようとする。しかし、その昇圧電圧Ｖ
１が所定の基準電圧Ｖｓ以下になると、負帰還制御回路
７により、第１の容量素子Ｃ１の充電電圧に加算される
第２の電圧Ｖｐが上昇させられて、昇圧回路３での昇圧
駆動レベル（昇圧能力）が高められる。これにより、前
段駆動回路１２の消費電流Ｉ１が増大する大出力時で
も、その前段駆動回路１２に与えられる昇圧電圧Ｖ１の
低下を阻止して、そのレベルを一定に保つことができ
る。

【００４２】他方、Ｑ１のベース駆動入力の振幅が小さ
い小出力時には、上記消費電流Ｉ１は減少する。この消
費電流Ｉ１の減少に伴い、上記昇圧電圧Ｖ１は上昇しよ
うとする。しかし、その昇圧電圧Ｖ１が所定の基準電圧
Ｖｓを越えようとすると、負帰還制御回路７により、第
１の容量素子Ｃ１の充電電圧に加算される第２の電圧Ｖ
ｐが低下させられて、昇圧回路３での昇圧駆動レベルが
低減される。これにより、前段駆動回路１２の消費電流
Ｉ１が減少する小出力時でも、その前段駆動回路１２に
与えられる昇圧電圧Ｖ１の上昇を阻止して、そのレベル
を一定に保つことができる。

【００４３】以上のようにして、前段駆動回路１２に与
えられる昇圧電圧Ｖ１は、電力増幅出力の大小にかかわ
らず、常に一定電圧に保たれるようになる。しかも、そ
の一定電圧は、比較回路６の比較基準電圧Ｖｓにより一
義的に決めることができる。

【００４４】これにより、たとえば車載バッテリから供
給される比較的低い電源電圧下で使用される電力増幅器
において、その高出力化と素子破壊防止を簡単かつ確実
に両立させることができる。

【００４５】図２は本発明の第２の実施態様を示す。

【００４６】同図に示す電力増幅器１００は、プッシュ
側出力素子をなすバイポーラ・トランジスタＱ１の駆動
電流Ｉ２を検出する駆動電流検出回路２と、この検出回
路２の検出出力に応じて昇圧駆動レベルが増大する昇圧
回路３と、この昇圧回路３における昇圧駆動レベルを一
定以下に制限するリミッタ回路４と、上記昇圧回路３か
ら前段駆動回路１２に与えられる昇圧電圧Ｖ１を検出す
る電圧検出回路５と、この電圧検出回路５で検出した電
圧Ｖ１を所定の基準電圧Ｖｓと比較する比較回路６と、
この比較回路６の出力を上記昇圧回路３の昇圧電圧Ｖ１
に負帰還させる負帰還制御回路７を有する。

【００４７】昇圧回路３はチャージポンプ回路を用いて
構成され、第１の容量素子Ｃ１を第１の電圧Ｖｈで充電
する第１の回路状態と、第１の容量素子Ｃ１の充電電圧
に第２の電圧Ｖｐを加算して第２の容量素子Ｃ１に充電
する第２の回路状態とを交互に切り換えることにより、
電源電圧（Ｖｃｃ）よりも高い昇圧電圧Ｖ１を生成す
る。

【００４８】この昇圧回路３の昇圧駆動レベルは、第１
の容量素子Ｃ１への充電電流（チャージポンプ電流）
と、第１の容量素子Ｃ１に加算する第２の電圧Ｖｐに依
存する。すなわち、Ｃ１への充電電流が大きければ、そ
のＣ１での充電電圧の上昇率が高くなる。また、第２の
電圧Ｖｐが高ければ、Ｃ１の充電電圧に加算される電圧
が上昇する。

【００４９】リミッタ回路４は、上記第２の電圧Ｖｐを
制限することにより、昇圧回路３での昇圧駆動レベルを
制御する。このリミッタ回路４での制限電圧（Ｖｐ）を
上記昇圧電圧Ｖ１によって負帰還制御することにより、
上記昇圧電圧Ｖ１を上記比較基準電圧Ｖｓで設定される
一定電圧に保持させることができる。

【００５０】図３は、図２に示した電力増幅器１００の
要部における詳細回路例を示す。

【００５１】同図において、プッシュプル出力回路１１
は、ｎｐｎパワー・バイポーラ・トランジスタＱ１，Ｑ
２により構成され、車載バッテリなどから供給される比
較的低い電源電圧（Ｖｃｃ＝約１２Ｖ）で動作させられ
る。この場合、Ｑ１は電源電位Ｖｃｃと負荷ＳＰの間に
直列に介在して、上記負荷ＳＰをプッシュ駆動するプッ
シュ側出力素子をなす。Ｑ２は上記負荷ＳＰと基準電位
ＧＮＤ（＝０Ｖ）の間に直列に介在して、上記負荷ＳＰ
をプル駆動するプル側出力素子をなす。プッシュ側のパ
ワー・トランジスタＱ１のベース側には、ｎｐｎバイポ
ーラ・トランジスタＱ３がダーリントン接続されてい
る。

【００５２】前段駆動回路１２は、プッシュ側出力素子
であるＱ１とプル側出力素子であるＱ２の各ベースを入
力信号Ｖｉｎに応じて相補的に駆動する。

【００５３】駆動電流検出回路２は、トランジスタＱ
４，Ｑ５，Ｑ６により構成され、プッシュ側パワー・ト
ランジスタＱ１のベース駆動電流を検出する。この場
合、Ｑ４は、Ｑ３にベース同士およびエミッタ同士で接
続されている。これにより、前段駆動回路１２からＱ３
を介してＱ１のベースに入力される駆動電流が、Ｑ４の
コレクタ電流に反映するようになっている。このＱ４の
コレクタ電流が、Ｑ５からＱ６へカレントミラー転写さ
れた後、駆動電流検出出力電流Ｉ２として、昇圧回路３
へ伝達されるようになっている。

【００５４】昇圧回路３は、ｎｐｎバイポーラ・トラン
ジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ１４，Ｑ１６〜Ｑ１９、ｐｎｐバ
イポーラ・トランジスタＱ９〜Ｑ１１，Ｑ１３、ダイオ
ードＤ１〜Ｄ３、第１，第２の容量素子Ｃ１，Ｃ２、定
電流回路３１、クロックパルス発生回路３２などにより
構成され、第１，第２の容量素子Ｃ１，Ｃ２を用いたチ
ャージポンプ動作により、前段駆動回路１２の動作電圧
（Ｖ１）をプッシュプル出力回路１の動作電圧（Ｖｃ
ｃ）よりも高く昇圧する。

【００５５】チャージポンプ動作では、第１の容量素子
Ｃ１を第１の電圧Ｖｈで充電する第１の回路状態と、第
１の容量素子Ｃ１の充電電圧に第２の電圧Ｖｐを加算し
て第２の容量素子Ｃ２に充電する第２の回路状態とを、
クロックパルス発生３２からＱ１４に入力されるクロッ
クパルスに同期して交互に切り換えることにより、第２
の容量素子Ｃ２に昇圧電圧Ｖ１を充電する。上記第１の
回路状態は、上記クロックパルスがロウのときに、トラ
ンジスタＱ１８，Ｑ１９とダイオードＤ１，Ｄ２により
形成される。また、上記第２の回路状態は、上記クロッ
クパルスがハイのときに、トランジスタＱ１３，Ｑ１
６，Ｑ１７とダイオードＤ３により形成される。

【００５６】昇圧回路３での昇圧駆動レベルは、上述し
たように、第１の容量素子Ｃ１への充電電流（チャージ
ポンプ電流）と、第１の容量素子Ｃ１に加算する第２の
電圧Ｖｐに依存するが、第１の容量素子Ｃ１への充電電
流は、次のようにして、上記駆動電流検出出力電流Ｉ２
に応じて増大させられるようになっている。

【００５７】すなわち、上記駆動電流検出出力電流Ｉ２
は、昇圧回路３内にて、定電流回路３１の電流Ｉ３に加
算される。この加算電流（Ｉ２＋Ｉ３）は、Ｑ７とＱ
８，Ｑ９とＱ１３，Ｑ１６とＱ１７にてそれぞれカレン
トミラー伝達されて、第１の容量素子Ｃ１への充電電流
となる。これにより、昇圧回路３の昇圧駆動レベルは、
Ｑ１のベース駆動電流に応じて増大させられるようにな
っている。

【００５８】リミッタ回路４は、ｐｎｐバイポーラ・ト
ランジスタＱ１２、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ
１５、ツェナーダイオードＺ１、およびこのツェナーダ
イオードＺ１に直列に挿入された抵抗素子Ｒ１により構
成され、上記昇圧回路３における昇圧駆動レベルを制限
する。このときの昇圧駆動レベルの制限は、第１の容量
素子Ｃ１の充電電圧に加算する第の電圧Ｖｐをリミッタ
制御することにより行われる。そのリミッタ制御電圧
（Ｖｐ）は、ツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧と
抵抗素子Ｒ１の分圧電圧によって決定される。

【００５９】電圧検出回路５は、ダイオードＤ４，Ｄ５
によるレベルシフト回路と、抵抗素子Ｒ２，Ｒ３による
分圧回路により構成され、第２の容量素子Ｃ２の両端に
充電される上記昇圧電圧Ｖ１をレベルシフトおよび分圧
して検出する。

【００６０】電圧比較回路６は、定電流回路６１、ｐｎ
ｐバイポーラ・トランジスタＱ２０，Ｑ２１，Ｑ２３，
Ｑ２４、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ２２、抵抗
素子Ｒ４〜Ｒ６により構成される。定電流回路６１、ト
ランジスタＱ２０，Ｑ２１、抵抗素子Ｒ６は、差動型の
電圧比較回路を形成する。その比較出力は抵抗Ｒ６の両
端から取り出され、トランジスタＱ２２で増幅および電
流変換される。この電流変換された比較出力電流Ｉｃ
は、Ｑ２３とＱ２４によるカレントミラー回路を介し
て、上記リミッタ回路４の抵抗素子Ｒ１に与えられる。

【００６１】リミッタ回路４は、上述したように、ツェ
ナーダイオードＺ１のツェナー電圧と抵抗素子Ｒ１の分
圧電圧で決定されるリミッタ制限電圧（Ｖｐ）によっ
て、昇圧回路Ｖ１での昇圧駆動レベル（Ｖｐ）をリミッ
タ制御する。したがって、上記電圧比較回路６の比較出
力電流Ｉｃを上記抵抗素子Ｒ１に与えることにより、そ
の抵抗素子Ｒ１での分圧電圧を変化させれば、昇圧電圧
Ｖ１のリミッタ制御値を変化させることができる。これ
により、昇圧電圧Ｖ１を電圧比較回路６およびリミッタ
回路４を介して一定電圧に負帰還制御することができ
る。この場合の負帰還制御回路６は、電圧比較回路６の
比較出力電流Ｉｃをリミッタ回路４に与える回路によっ
て形成される。

【００６２】以上、本発明者によってなされた発明を実
施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実
施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しな
い範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例
えば、昇圧回路３の昇圧方式はチャージポンプ以外の方
式であっもよい。

【００６３】以上の説明では主として、本発明者によっ
てなされた発明をその背景となった利用分野であるオー
ディオ・パワーアンプに適用した場合について説明した
が、それに限定されるものではなく、たとえばモータな
どのパワー負荷を低電圧電源で駆動する用途にも適用で
きる。

【００６４】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち、代
表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりで
ある。

【００６５】すなわち、例えば車載バッテリから供給さ
れる比較的低い電源電圧下で使用される電力増幅器にあ
って、その高出力化と素子破壊防止を簡単かつ確実に両
立させることができる、という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の技術が適用された電力増幅器の第１の
実施態様を示すブロック回路図

【図２】本発明の第２の実施態様を示すブロック回路図

【図３】図２に示した電力増幅器の要部における詳細回
路図

【図４】本発明に先だって検討した電力増幅器の構成を
示す回路図

【符号の説明】

１００電力増幅器ＳＰ負荷（スピーカ）１１プッシュプル出力回路１２前段駆動回路１３初段入力回路１４帰還回路Ｃ１第１の容量素子Ｃ２第２の容量素子２駆動電流検出回路３昇圧回路３２クロックパルス発生回路４リミッタ回路５電圧検出回路６比較回路７負帰還制御回路Ｑ１プッシュ側出力素子としてのパワー・バイポーラ
・トランジスタＱ２プル側出力素子としてのパワー・バイポーラ・ト
ランジスタＶｃｃ電源電圧Ｖｉｎ入力信号Ｖｏｕｔ出力電圧Ｖ１昇圧電圧（前段駆動回路の動作電圧）Ｖｓ比較基準電圧Ｖｈ第１の電圧Ｖｐ第２の電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者関邦夫東京都小平市上水本町５丁目20番１号株式会社日立製作所半導体事業部内 (72)発明者竹下律司東京都小平市上水本町５丁目20番１号株式会社日立製作所半導体事業部内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源電位と負荷の間に直列に介在して上
記負荷をプッシュ駆動するプッシュ側出力素子と、上記
負荷と基準電位の間に直列に介在して上記負荷をプル駆
動するプル側出力素子からなるプッシュプル出力回路
と、プッシュ側出力素子とプル側出力素子を入力信号に
応じて相補的に駆動する前段駆動回路と、この前段駆動
回路の動作電圧を上記プッシュプル出力回路の動作電圧
よりも高く昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路から上記
前段駆動回路に与えられる昇圧電圧を所定の基準電圧と
比較する比較回路と、この比較回路の出力に基づいて上
記昇圧回路の出力電圧を一定に制御する負帰還制御回路
とを備えた電力増幅器。
【請求項２】プッシュ側出力素子としてバイポーラ・
トランジスタを有する出力回路と、上記出力素子の駆動
電流を検出する駆動電流検出回路と、この検出回路の検
出出力に応じて昇圧回路での昇圧駆動レベルが増大する
昇圧回路と、上記昇圧駆動レベルを一定以下に制限する
リミッタ回路とを有し、上記リミッタ回路の制限値を上
記昇圧電圧によって負帰還制御することにより、上記昇
圧電圧を一定に保持させるようにしたことを特徴とする
請求項１に記載の電力増幅器。
【請求項３】プッシュプル出力回路のプッシュ側およ
びプル側の各出力素子をそれぞれｎｐｎ型バイポーラ・
トランジスタで構成したことを特徴とする請求項１また
は２に記載の電力増幅器。
【請求項４】昇圧回路をチャージポンプ回路で構成し
たことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の
電力増幅器。
【請求項５】第１の容量素子を第１の電圧で充電する
第１の回路状態と、第１の容量素子の充電電圧に第２の
電圧を加算して第２の容量素子に充電する第２の回路状
態とを交互に切り換えることにより、第２の容量素子か
ら昇圧電圧を得るようにした昇圧回路を備えたことを特
徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電力増幅
器。
【請求項６】第１の容量素子を第１の電圧で充電する
第１の回路状態と、第１の容量素子の充電電圧に第２の
電圧を加算して第２の容量素子に充電する第２の回路状
態とを交互に切り換えることにより、第２の容量素子か
ら昇圧電圧を得るようにした昇圧回路と、上記第２の電
圧を一定以下に制限するリミッタ回路と、このリミッタ
回路の制限電圧を上記昇圧電圧によって負帰還制御する
ことにより、上記昇圧電圧を一定に保持させるようにし
た制御回路とを備えたことを特徴とする請求項１から５
のいずれかに記載の電力増幅器。