JPH10242756A - 電圧制御回路及びそれを用いた温度補償型圧電発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 温度補償型圧電発振器等に適用するための、
急激な電圧変化率を伴わずに第１から第２の電圧に変化
させることができる電圧制御回路を提供する。 【解決手段】 入力電圧Ｖｉは、演算増幅器２１を介し
て分圧器２２のノードＮ１に与えられる。分圧器２２の
ノードＮ２には、キャパシタ２６に保持された変化前の
出力電圧Ｖｏが与えられている。分圧器２２で所定の割
合に分割された複数の分圧電圧は、それぞれスイッチ回
路２３ａ〜２３ｃに与えられる。スイッチ制御回路２８
から一定時間間隔で出力される制御信号Ｓ１〜Ｓ４によ
り、スイッチ回路２３ｃ，２３ｂ，２３ａの順にオン状
態になり、選択された分圧電圧が積分回路２４に印加さ
れる。積分回路２４によって平滑化された電圧は、出力
電圧Ｖｏとして出力されるとともに、オン状態になった
スイッチ回路２５を通して次の電圧変化に対する基準電
圧としてキャパシタ２６に保持される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、第１の電圧から第
２の電圧へ階段状に変化する入力電圧に対し、急激な電
圧変化率を伴わずにその第１の電圧から第２の電圧に変
化させるための電圧制御回路と、それを用いたディジタ
ル制御による温度補償型圧電発振器（Temperature Comp
ensated Crystal Oscillator、以下、「ＴＣＸＯ」とい
う）に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２は、従来のディジタル制御によるＴ
ＣＸＯの構成図である。ＴＣＸＯは、その周囲の温度検
出を行うための、温度センサ１及びアナログ／ディジタ
ル（以下、「Ａ／Ｄ」という）変換器２からなる温度検
出回路を有している。温度センサ１は、周囲温度に応じ
て出力電圧がアナログ的に変化する温度信号ＴＡを出力
するものであり、この出力側がＡ／Ｄ変換器２の入力側
に接続されている。Ａ／Ｄ変換器２は、与えられた温度
信号ＴＡをディジタル値に変換して離散的な温度データ
ＴＤを出力するものである。Ａ／Ｄ変換器２の出力側
は、補正回路（例えば、読出し専用メモリ、以下、「Ｒ
ＯＭ」という）３のアドレス端子に接続されている。Ｒ
ＯＭ３は、周囲温度に基づいた制御電圧を生成するため
の制御データＣＤが格納されたメモリであり、アドレス
端子に与えられた温度データＴＤに従って、その温度デ
ータＴＤに対応する制御データＣＤを読出してデータ端
子に出力するものである。補正回路は、ＲＯＭ３に限ら
ず、例えば、マイクロプロセッサ等を用いて、予め定め
られた基準に従って温度データＴＤに対応する制御デー
タＣＤを算出する構成のものもある。

【０００３】ＲＯＭ３のデータ端子は、ディジタル／ア
ナログ（以下、「Ｄ／Ａ」という）変換回路４の入力側
に接続されている。Ｄ／Ａ変換回路４は、ディジタル値
で与えられた制御データＣＤに対応する電圧を出力する
ものであり、この出力側が電圧制御回路（例えば、低域
通過フィルタ、以下、「ＬＰＦ」という）５の入力側に
接続されている。ＬＰＦ５は、Ｄ／Ａ変換回路４から与
えられた階段状に変化する入力電圧Ｖｉの変化を緩和し
て、出力電圧Ｖｏを出力するためのものであり、急峻な
変化に伴って発生する高周波成分を除去するようになっ
ている。ＬＰＦ５の出力側には、電圧制御型の圧電発振
回路（以下、「ＶＣＸＯ」という）１０が接続されてい
る。ＶＣＸＯ１０は、例えば、帰還回路を構成する圧電
発振子（例えば、水晶発振子）１１、反転増幅回路であ
るインバータ１２、このインバータ１２に対する負荷回
路を構成する負荷容量１３，１４、及び可変容量ダイオ
ード１５で構成されており、この可変容量ダイオード１
５の陰極にＬＰＦ５の出力側から、制御電圧として出力
電圧Ｖｏが与えられている。ＶＣＸＯ１０は、制御電圧
として与えられる出力電圧Ｖｏによって、可変容量ダイ
オード１５の容量が変化し、インバータ１２にかかる負
荷が制御されて出力信号ＯＵＴの周波数が制御されるよ
うになっている。なお、圧電発振回路には、このＶＣＸ
Ｏ１０に限らず、各種の回路構成のものがある。

【０００４】図３（ａ），（ｂ）は、図２中のＬＰＦ５
の一例であり、同図（ａ）はＬＰＦ５の回路図、及び同
図（ｂ）はその入出力信号の波形図である。図３（ａ）
に示すように、ＬＰＦ５は、入力電圧Ｖｉが一端に印加
される抵抗器５ａ、及びこの抵抗器５ａの他端と接地電
位ＧＮＤとの間に接続されたキャパシタ５ｂによる積分
回路で構成されており、このキャパシタ５ｂに充電され
た電圧が出力電圧Ｖｏとして出力されるようになってい
る。このようなＬＰＦ５に、階段状に変化する入力電圧
Ｖｉが印加されると、図３（ｂ）に示すように、出力電
圧Ｖｏは指数関数的に変化する。即ち、抵抗器５ａの抵
抗値をＲ［Ω］、キャパシタ５ｂの容量をＣ［Ｆ］と
し、時刻ｔ＝０に入力電圧Ｖｉが０からＡ［Ｖ］に変化
した場合、時刻ｔにおける出力電圧Ｖｏ（ｔ）は、次の
（１）式で表される。 Ｖｏ（ｔ）＝Ａ｛１−ｅｘｐ（−ｔ／ＲＣ）｝ ・・・（１） このように、出力電圧Ｖｏは、抵抗器５ａとキャパシタ
５ｂの値で決定される時定数ＲＣ［ｓ］に従って、徐々
に入力電圧Ｖｉに収束するようになっている。このよう
なＴＣＸＯにおいて、ＶＣＸＯ１０が特定の周波数の出
力信号ＯＵＴを出力するときの周囲温度と制御電圧の関
係が予め実験等によって求められて、ＲＯＭ３に制御デ
ータＣＤとして格納されている。このため、ＴＣＸＯの
動作中に周囲温度が変化すると、温度センサ１から出力
される温度信号ＴＡの電圧が変化し、ＲＯＭ３から変化
後の周囲温度に対する制御データＣＤが出力される。こ
の制御データＣＤはＤ／Ａ変換回路４でアナログの電圧
に変換され、更にＬＰＦ５によってその急激な電圧変化
が緩和されて、ＶＣＸＯ１０に対する制御電圧として与
えらる。これにより、ＶＣＸＯ１０の発振周波数は一定
の値に保たれる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
電圧制御回路であるＬＰＦ５とそれを用いたＴＣＸＯで
は、次のような課題があった。ＲＯＭ３から出力される
制御データＣＤはディジタル値であり、離散的な値とな
っている。従って、Ｄ／Ａ変換回路４で変換されてＬＰ
Ｆ５に与えられる入力電圧Ｖｉも、階段的に変化する電
圧となる。この階段的な電圧変化を緩和するためにＬＰ
Ｆ５が設けられているが、このＬＰＦ５は、図３に例示
するように抵抗器５ａとキャパシタ５ｂによる積分回路
で構成されているので、入力電圧Ｖｉが変化した時点で
の出力電圧Ｖｏの電圧変化率が不連続に変化する。ＴＣ
ＸＯの発振周波数は、ＬＰＦ５の出力電圧Ｖｏで制御さ
れるので、発振周波数の変動の速度を一定に制御するこ
とが不可能である。また、変動速度を緩やかにするため
には、時定数ＲＣを大きくする方法があるが、この時定
数ＲＣを大きくすると温度変化に対する追随性が悪くな
るという問題が生ずる。一方、このようなＴＣＸＯは、
携帯電話等の移動体通信機器の基準発振器として使用さ
れ、このＴＣＸＯの出力信号ＯＵＴは、通話用の搬送波
を作る電圧制御発振器の周波数を位相固定ループ（以
下、「ＰＬＬ」という）を用いてロックするための基準
信号として用いられる。そのため、ＴＣＸＯの出力信号
ＯＵＴの周波数が急峻な変化をすると、周波数変調雑音
が発生して通話に不快音が混じったり、極端な場合には
ＰＬＬがロック外れとなって、通話が一時途切れたりす
ることがある。本発明は、前記従来技術が持っていた課
題として、急激な電圧変化率を伴わずに第１の電圧から
第２の電圧に変化させる電圧制御回路と、このような電
圧制御回路を用いたＴＣＸＯを提供するものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明の内の第１の発明は電圧制御回路において、
第１の電圧から第２の電圧へ階段状に変化する入力電圧
が与えられ、該入力電圧と基準電圧間の電圧を所定の割
合で分割して複数の分圧電圧を生成する分圧手段と、前
記複数の分圧電圧及び前記入力電圧が与えられ、該分圧
電圧の中の前記基準電圧に最も近い分圧電圧から該入力
電圧まで順次選択して出力する選択手段と、前記選択手
段の出力信号が与えられ、該出力信号中の高周波成分を
除去することにより急激な変化を緩和して該出力信号の
電圧変化に緩やかに追随した出力電圧を出力する積分手
段と、前記入力電圧に対応する前記出力電圧を保持し
て、該入力電圧の次の電圧変化に対する前記基準電圧と
して出力する保持手段とを備えている。第２の発明は、
電圧制御回路において、第１の電圧から第２の電圧へ階
段状に変化する入力電圧が与えられ、該入力電圧と出力
電圧間の電圧を所定の割合で分割して複数の分圧電圧を
生成する分圧手段と、前記複数の分圧電圧及び前記入力
電圧が与えられ、該分圧電圧の中の前記基準電圧に最も
近い分圧電圧から該入力電圧まで順次選択して出力する
選択手段と、前記選択手段の出力信号が与えられ、該出
力信号中の高周波成分を除去することにより急激な変化
を緩和して該出力信号の電圧変化に緩やかに追随した出
力電圧を出力する積分手段とを備えている。第３の発明
は、ＴＣＸＯにおいて、周囲温度を検出して温度データ
を出力する温度検出回路と、前記温度データが与えら
れ、予め定められた基準に従って該温度データに対応す
る発振周波数制御用の制御データを出力する補正回路
と、前記制御データをそれに対応するアナログの入力電
圧に変換するディジタル／アナログ変換回路と、前記入
力電圧が与えられ出力電圧を出力する前記第１または第
２の発明の電圧制御回路と、前記出力電圧によって発振
周波数が制御される圧電発振回路とを備えている。

【０００７】第１の発明によれば、以上のように電圧制
御回路を構成したので、次のような作用が行われる。入
力電圧が第１の電圧から第２の電圧に階段状に変化する
と、保持手段に保持されていた前記第１の電圧と、変化
後の第２の電圧の間の電圧が、分圧手段によって所定の
割合で分割されて、複数の分圧電圧が生成される。この
分圧電圧は、選択手段によって、順次選択されて積分手
段に与えられる。そして、積分手段によって急激な変化
が緩和され該選択手段の出力信号の電圧変化に緩やかに
追随した出力電圧が出力される。第２の発明によれば、
次のような作用が行われる。入力電圧が第１の電圧から
第２の電圧に階段状に変化すると、変化後の第２の電圧
と積分手段の出力電圧の間の電圧が、分圧手段によって
所定の割合で分割されて、複数の分圧電圧が生成され
る。この分圧電圧は、選択手段によって、順次選択され
て積分手段に与えられる。積分手段によって急激な変化
が緩和され該選択手段の出力信号の電圧変化に緩やかに
追随した出力電圧が出力され、前記分圧手段へフィード
バックされるとともに、この電圧制御回路の出力電圧と
して出力される。第３の発明によれば、以上のようにＴ
ＣＸＯを構成したので、次のような作用が行われる。温
度検出回路によって周囲温度が検出され、補正回路によ
ってその温度データに対応する制御データが出力され
る。制御データはＤ／Ａ変換回路によってアナログ電圧
に変換され、第１または第２の発明の電圧制御回路の入
力電圧として与えられる。電圧制御回路によって入力電
圧の急激な電圧変化が緩和され、緩やかな電圧変化率を
有する出力電圧に制御されて、圧電発振回路に対して制
御電圧として与えられる。

【０００８】

【発明の実施の形態】第１の実施形態 図１は、本発明の第１の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。この電圧制御回路２０は、例えば、図２
中のＬＰＦ５に代えて用いられる回路であり、Ｄ／Ａ変
換回路等から階段状に変化する入力電圧Ｖｉが印加され
る演算増幅器２１を有している。演算増幅器２１の非反
転入力端子＋に入力電圧Ｖｉが印加され、反転入力端子
−にはこの演算増幅器２１の出力信号がフィードバック
されており、いわゆるボルテージフォロワによる高入力
低出力インピーダンス回路が構成されている。演算増幅
器２１の出力側はノードＮ１に接続され、このノードＮ
１とノードＮ２との間には、直列接続された３個の抵抗
器２２ａ，２２ｂ，２２ｃによる分圧手段（例えば、分
圧器）２２が接続されている。ノードＮ１は、スイッチ
回路２３ａを介してノードＮ３に接続されている。ま
た、抵抗器２２ａと抵抗器２２ｂの接続箇所はスイッチ
回路２３ｂを介して、抵抗器２２ｂと抵抗器２２ｃの接
続箇所はスイッチ回路２３ｃを介して、それぞれノード
Ｎ３に接続されている。ノードＮ３には抵抗器２４ａの
一端が接続され、この抵抗器２４ａの他端がノードＮ４
に接続されている。ノードＮ４と接地電位ＧＮＤの間に
は、キャパシタ２４ｂが接続されている。これらの抵抗
器２４ａとキャパシタ２４ｂは、積分手段（例えば、積
分回路）２４を構成している。積分手段２４は、ノード
Ｎ３に印加される信号中の高周波成分を除去することに
より急激な変化を緩和して、このノードＮ３の電圧変化
に緩やかに追随した出力電圧ＶｏをノードＮ４に出力す
るものである。

【０００９】更に、ノードＮ４はスイッチ回路２５を介
してノードＮ５に接続されている。ノードＮ５と接地電
位ＧＮＤとの間には、保持手段（例えば、キャパシタ）
２６が接続されている。ノードＮ５には演算増幅器２７
の非反転入力端子＋が接続されている。演算増幅器２７
の出力端子は、その反転入力端子−に接続されており、
ボルテージフォロワ回路となっている。そして、演算増
幅器２７の出力端子が、前記ノードＮ２に接続されてい
る。一方、この電圧制御回路２０は、スイッチ回路２３
ａ，２３ｂ，２３ｃ，２５を制御するためのスイッチ制
御回路２８を有しており、これらのスイッチ回路２３ａ
〜２３ｃとスイッチ制御回路２８とによって選択手段が
構成されている。そして、Ｄ／Ａ変換器等からの入力電
圧Ｖｉに同期して与えられるクロック信号ＣＫに基づい
て、スイッチ制御回路２８から、これらのスイッチ回路
２３ａ〜２３ｃ，２５に対する制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ
３，Ｓ４が出力されるようになっている。

【００１０】図４は、図１の電圧制御回路２０の動作を
示す信号電圧波形図である。以下、図４を参照しつつ、
図１の電圧制御回路２０の動作を説明する。なお、ここ
では、抵抗器２２ａ，２２ｂ，２２ｃの抵抗値を、それ
ぞれｒ，２ｒ，ｒ［Ω］とする。また、図４の時刻Ｔ０
において、制御信号Ｓ１，Ｓ４はレベル“Ｈ”、制御信
号Ｓ２，Ｓ３はレベル“Ｌ”となって、スイッチ回路２
３ａ，２５がオン状態、スイッチ回路２３ｂ，２３ｃが
オフ状態となっている。そして、入力電圧Ｖｉ及び出力
電圧Ｖｏは、いずれも０Ｖで安定しているとする。時刻
Ｔ１において、クロック信号ＣＫに基づいてＤ／Ａ変換
器４から与えられる入力電圧Ｖｉが４Ｖに変化したとす
る。このクロック信号ＣＫは、同時にスイッチ制御回路
２８にも与えられ、このスイッチ制御回路２８から出力
される制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、それぞれ
“Ｌ”，“Ｌ”，“Ｈ”，“Ｌ”となる。これにより、
スイッチ回路２３ａ，２３ｂ，２５はオフ状態、スイッ
チ回路２３ｃはオン状態となる。スイッチ回路２５がオ
フ状態となるので、キャパシタ２６の充電電圧はそのま
まノードＮ５の電圧となり、このノードＮ５の電圧Ｖ５
及びノードＮ２の電圧Ｖ２は、０Ｖのまま保持される。
一方、ノードＮ１の電圧Ｖ１は４Ｖとなり、分圧器２２
で分圧された１Ｖの電圧がスイッチ回路２３ｃを通して
ノードＮ３に出力される。ノードＮ３の電圧Ｖ３が、０
Ｖから１Ｖに階段状に変化すると、積分回路２４によっ
て、ノードＮ４の出力電圧Ｖｏは指数関数に従って、徐
々に１Ｖまで上昇する。

【００１１】時刻Ｔ２において、スイッチ制御回路２８
から出力される制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、そ
れぞれ“Ｌ”，“Ｈ”，“Ｌ”，“Ｌ”になり、スイッ
チ回路２３ａ，２３ｃ，２５がオフ状態、スイッチ回路
２３ｂがオン状態となる。これにより、分圧器２２で分
圧された３Ｖの電圧がスイッチ回路２３ｂを通してノー
ドＮ３に出力される。ノードＮ３の電圧Ｖ３が、１Ｖか
ら３Ｖに階段状に変化すると、積分回路２４によって、
ノードＮ４の出力電圧ｏは再び指数関数に従って、徐々
に３Ｖまで上昇する。時刻Ｔ３において、スイッチ制御
回路２８から出力される制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ
４は、それぞれ“Ｈ”，“Ｌ”，“Ｌ”，“Ｌ”にな
り、スイッチ回路２３ｂ，２３ｃ，２５がオフ状態、ス
イッチ回路２３ａがオン状態となる。これにより、ノー
ドＮ１の電圧Ｖ１（＝４Ｖ）がスイッチ回路２３ａを通
してノードＮ３に出力される。ノードＮ３の電圧Ｖ３
が、３Ｖから４Ｖに階段状に変化すると、積分回路２４
によって、ノードＮ４の出力電圧Ｖｏは再び指数関数に
従って、徐々に４Ｖまで上昇する。時刻Ｔ４において、
スイッチ制御回路２８から出力される制御信号Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ３，Ｓ４は、それぞれ“Ｈ”，“Ｌ”，“Ｌ”，
“Ｈ”になり、スイッチ回路２３ａ，２５がオン状態、
スイッチ回路２３ｂ，２３ｃがオフ状態となる。これに
より、ノードＮ４の出力電圧Ｖｏ（＝４Ｖ）がスイッチ
回路２５を通してノードＮ５に出力され、キャパシタ２
６は、入力電圧Ｖｉと同じ４Ｖに充電される。

【００１２】このように、本実施形態の電圧制御回路２
０は、入力電圧Ｖｉの変化前の電圧を保持するキャパシ
タ２６と、このキャパシタ２６に保持された変化前の電
圧Ｖ５と変化後のノードＮ１の電圧Ｖ１を所定の割合で
分圧する分圧器２２と、この分圧器２２の出力を順次切
替えて出力するスイッチ回路２３ａ〜２３ｃ及びスイッ
チ制御回路２８とを有している。これにより、１回の大
きな入力電圧Ｖｉの変化を、複数回の小さな電圧変化に
分割することができるので、出力電圧Ｖｏの電圧変化率
を小さくすることができる。更に、抵抗器２２ａ〜２２
ｃの値により、分割した複数の電圧変化率が均一になる
ように分圧器２２の分圧比を設定することができるの
で、出力電圧Ｖｏが入力電圧Ｖｉに収束するまでの時間
を短縮することが可能になり、応答性の良い電圧制御回
路が得られる。

【００１３】第２の実施形態 図５は、本発明の第２の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。この電圧制御回路３０は、図１の電圧制
御回路２０と同様に、例えば、図２中のＬＰＦ５に代え
て用いられる回路であり、Ｄ／Ａ変換回路等から階段状
に変化する入力電圧Ｖｉが印加されるボルテージフォロ
ワ回路の演算増幅器３１を有している。演算増幅器３１
の出力側はノードＮ１に接続され、このノードＮ１とノ
ードＮ２との間には、直列接続された８個の抵抗器３２
ａ〜３２ｈによる分圧器３２が接続されている。分圧器
３２の８本の出力線は、選択回路３３の８本の入力線に
それぞれ接続されている。この選択回路３３は、複数の
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ及びＰチャネルＭＯＳト
ランジスタによるスイッチ回路で構成され、与えられる
制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の組み合わせにより、１本の
入力線を選択して出力側に接続するものである。選択回
路３３の出力側は、ノードＮ３に接続されている。

【００１４】ノードＮ３には抵抗器３４ａの一端が接続
され、この抵抗器３４ａの他端がノードＮ４に接続され
ている。ノードＮ４と接地電位ＧＮＤの間には、キャパ
シタ３４ｂが接続されている。これらの抵抗器３４ａと
キャパシタ３４ｂは、積分回路３４を構成しており、ノ
ードＮ４から出力電圧Ｖｏが出力されるようになってい
る。更に、ノードＮ４は、ボルテージフォロワ回路を構
成する演算増幅器３５の非反転入力端子＋に接続されて
いる。そして、演算増幅器３５の出力端子が、前記ノー
ドＮ２に接続されている。一方、この電圧制御回路３０
は、選択回路３３を制御するためのカウンタ３６を有し
ており、このカウンタ３６と選択回路３３とによって選
択手段が構成されている。そして、Ｄ／Ａ変換回路等か
らの入力電圧Ｖｉに同期して与えられるクロック信号Ｃ
Ｋに基づいて、カウンタ３６から制御信号Ｓ１，Ｓ２，
Ｓ３が順次カウントアップして出力されるようになって
いる。

【００１５】図５の電圧制御回路３０の動作は、基本的
には図１の電圧制御回路２０の動作と同様であるが、以
下のような点が異なっている。図１の電圧制御回路２０
と異なり、分圧器３２から８個の分圧電圧が出力される
ようになっているので、出力電圧Ｖｏの信号波形を更に
滑らかにすることができる。また、図１のようなスイッ
チ回路２５及びキャパシタ２６が無く、ノードＮ４がノ
ードＮ５に直接接続されているので、ノードＮ２の電圧
が出力電圧Ｖｏの変化に伴って変化し、ノードＮ１との
間の電位差が時間とともに減少する。このため、分圧器
３２の各抵抗器３２ａ〜３２ｈによる分圧比の決定に
は、目的とする出力電圧Ｖｏの波形だけでなく、積分回
路３４の時定数をも考慮する必要がある。

【００１６】ここでは、入力電圧Ｖｉが第１の電圧Ｖａ
［Ｖ］から第２の電圧Ｖｂ［Ｖ］に変化したときに、出
力電圧Ｖｏがほぼ余弦曲線（ＣＯＳ）状に変化し、か
つ、４秒で入力電圧Ｖｉの変化分（Ｖａ−Ｖｂ）［Ｖ］
の９０％の電圧変化が得られるように、図５の抵抗器３
２ａ〜３２ｈ，３４ａの抵抗値Ｒ３２ａ〜Ｒ３２ｈ，Ｒ
３４ａ、及びキャパシタ３４ｂの容量Ｃ３４ｂを、次の
ように設定した。 Ｒ３２ａ＝１８．４ｋΩ Ｒ３２ｂ＝１９．７ｋΩ Ｒ３２ｃ＝４．７７ｋΩ Ｒ３２ｄ＝２．２９ｋΩ Ｒ３２ｅ＝１．００ｋΩ Ｒ３２ｆ＝ ４２０Ω Ｒ３２ｇ＝ １０Ω Ｒ３２ｈ＝ ４５０Ω Ｒ３４ａ＝ ５．６ＭΩ Ｃ３４ｂ＝ ０．１μＦ 図６は、上記の定数を有する図５の電圧制御回路３０の
動作を、コンピュータシミュレーションで求めた信号電
圧波形図である。図６に示すように、入力電圧Ｖｉが時
刻０秒において、２Ｖから１Ｖに変化したときに、ノー
ドＮ３の電圧Ｖ３は、折れ線状の変化をしているが、出
力電圧Ｖｏは、ほぼ余弦曲線に従って滑らかに変化し、
４秒後にほぼ１Ｖとなっていることが分かる。一方、図
６中の曲線Ｖｅは、４秒後にほぼ１Ｖとなるような時定
数を有する図３（ａ）のＬＰＦ５による出力電圧波形で
あるが、時刻０秒において急激な電圧変化が生じている
ことが分かる。

【００１７】このように、本実施形態の電圧制御回路３
０は、積分回路３４の出力信号ＶｏをノードＮ２にフィ
ードバックしているので、分圧器３２にかかる電位差
が、時間の経過とともに徐々に減少する。このため、所
望の出力電圧Ｖｏの変化曲線に対応する分圧器３２の各
抵抗器３２ａ〜３２ｈの抵抗値を求めることは容易では
なく、コンピュータシミュレーション等の手法を使用し
て決定する必要がある。しかし、適切な分圧比を使用す
ることにより、応答性が良く、かつより滑らかな電圧変
化を呈する出力電圧Ｖｏを得ることができる。

【００１８】なお、本発明は、上記実施形態に限定され
ず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例
えば、次のようなものがある。 （ａ） 図１及び図５の電圧制御回路２０，３０は、デ
ィジタル制御によるＴＣＸＯにおいて、ＶＣＸＯの制御
電圧を生成するための電圧制御回路として用いられてい
るが、ＴＣＸＯに限定されず、例えば、パルスモータの
駆動用電圧等を制御する電圧制御回路としても用いるこ
とができる。これにより、パルスモータ等の円滑な駆動
を行うことが可能である。 （ｂ） 分圧器２２，３２における分割数は、図１及び
図５の例に限定されず、目的とする出力信号Ｖｏの波形
によって自由に選択することができる。分割数を多くす
れば目的の波形に近付けることができるが、回路規模が
大きくなる。 （ｃ） 図５の電圧制御回路３０は、出力電圧Ｖｏが余
弦曲線状に変化するように分圧器３２を設計している
が、余弦曲線に限定されず、例えば、Ｓ字曲線等の滑ら
かな曲線に従って、出力電圧Ｖｏが変化するものであれ
ば、同様の効果を得ることができる。 （ｄ） 積分回路２４，３４は、抵抗器２４ａ及びキャ
パシタ２４ｂによるいわゆるＲＣ積分回路で構成されて
いるが、インダクタンスとキャパシタンスを組み合わせ
た低域通過フィルタや、演算増幅器等を用いたアクティ
ブフィルタで構成しても良い。 （ｅ） 分圧器２２，３２への電圧を供給するために、
ボルテージフォロワ回路を構成する演算増幅器２１，２
７，３１，３５を使用しているが、電圧供給側の出力イ
ンピーダンスが分圧器２２，３２のインピーダンスに比
べて十分小さければ、これらの演算増幅器２１等を省略
することができる。 （ｆ） 図１のスイッチ回路２３ａ〜２３ｃに対する制
御信号Ｓ１〜Ｓ３は、一定の時間間隔で出力されている
が、分圧器２２の分圧比に応じて、最適な時間間隔で制
御すれば良い。分圧比とこれに対応する時間間隔の設定
により、更にスムーズな電圧変化をする電圧制御回路を
得ることができる。

【００１９】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、入力電圧の変化前の電圧と変化後の電圧との
電位差を所定の割合で分割する分圧手段と、その分割さ
れた電圧を順次選択して出力する選択手段と、この選択
手段の出力信号を平滑化する積分手段とを有するので、
入力電圧の変化に対して電圧変化率の変化が緩和された
出力電圧を出力することができる。第２の発明によれ
ば、入力電圧とフィードバックされた出力電圧との電位
差を所定の割合で分割する分圧手段と、その分割された
電圧を順次選択して出力する選択手段と、この選択手段
の出力信号を平滑化する積分手段とを有するので、入力
電圧の変化に対して電圧変化率の変化が、更に緩和さ
れ、かつ応答速度の速い出力電圧を出力することができ
る。第３の発明によれば、ＴＣＸＯにおけるＶＣＸＯの
制御電圧として、第１または第２の発明による電圧制御
回路によって電圧変化率が緩和された電圧が与えられる
ので、周囲温度の変化による急激な周波数変動を伴わず
に、ほぼ一定の発振周波数を維持するＴＣＸＯを得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。

【図２】従来のＴＣＸＯの構成図である。

【図３】図２中のＬＰＦの回路図、及びその入出力波形
図である。

【図４】図１の動作を示す信号電圧波形図である。

【図５】本発明の第２の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。

【図６】図５の動作を示す信号電圧波形図である。

【符号の説明】

１ 温度センサ ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ ＲＯＭ ４ Ｄ／Ａ変換回路 １０ ＶＣＸＯ ２０，３０ 電圧制御回路 ２１，２７，３１，３５ 演算増幅器 ２２，３２ 分圧器 ２３ａ〜２３ｃ，２５ スイッチ回路 ２４，３４ 積分回路 ２６ キャパシタ ２８ スイッチ制御回路 ３３ 選択回路 ３６ カウンタ Ｖｉ 入力電圧 Ｖｏ 出力電圧 Ｓ１〜Ｓ４ 制御信号

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の電圧から第２の電圧へ階段状に変
   化する入力電圧が与えられ、該入力電圧と基準電圧間の
   電圧を所定の割合で分割して複数の分圧電圧を生成する
   分圧手段と、 前記複数の分圧電圧及び前記入力電圧が与えられ、該分
   圧電圧の中の前記基準電圧に最も近い分圧電圧から該入
   力電圧まで順次選択して出力する選択手段と、 前記選択手段の出力信号が与えられ、該出力信号中の高
   周波成分を除去することにより急激な変化を緩和して該
   出力信号の電圧変化に緩やかに追随した出力電圧を出力
   する積分手段と、 前記入力電圧に対応する前記出力電圧を保持して、該入
   力電圧の次の電圧変化に対する前記基準電圧として出力
   する保持手段とを、 備えたことを特徴とする電圧制御回路。
2. 【請求項２】 第１の電圧から第２の電圧へ階段状に変
   化する入力電圧が与えられ、該入力電圧と出力電圧間の
   電圧を所定の割合で分割して複数の分圧電圧を生成する
   分圧手段と、 前記複数の分圧電圧及び前記入力電圧が与えられ、該分
   圧電圧の中の前記基準電圧に最も近い分圧電圧から該入
   力電圧まで順次選択して出力する選択手段と、 前記選択手段の出力信号が与えられ、該出力信号中の高
   周波成分を除去することにより急激な変化を緩和して該
   出力信号の電圧変化に緩やかに追随した出力電圧を出力
   する積分手段と、 備えたことを特徴とする電圧制御回路。
3. 【請求項３】 周囲温度を検出して温度データを出力す
   る温度検出回路と、 前記温度データが与えられ予め定められた基準に従って
   該温度データに対応する発振周波数制御用の制御データ
   を出力する補正回路と、 前記制御データをそれに対応するアナログの入力電圧に
   変換するディジタル／アナログ変換回路と、 前記入力電圧が与えられ出力電圧を出力する請求項１ま
   たは２の電圧制御回路と、 前記出力電圧によって発振周波数が制御される圧電発振
   回路とを、 備えたことを特徴とする温度補償型圧電発振器。