JP2003152449A - デジタル制御温度補償水晶発振器およびそれを用いた電子装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＶＣＸＯに印加する温度補償電圧をなだらか
に変化させることによって発振周波数の急峻な変化が起
きないデジタル制御温度補償水晶発振器およびそれを用
いた電子装置を提供する。 【解決手段】 Ｄ／Ａ変換手段１０として、最新のデジ
タル温度補償データとその直前のデジタル温度補償デー
タとの差からの１ビットＤ／Ａ変換器６の駆動回数を計
算するパルス演算回路５と、その出力に基づいて制御さ
れる１ビットＤ／Ａ変換器６と、その出力をそれ自身の
現在の出力に対して順次積算して新しい出力とするアナ
ログ積算器７とを備える 【効果】 発振周波数の急峻な変化を防止できるため、
それを用いた通信装置の位相変調誤差の発生を低減する
ことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル制御温度
補償水晶発振器、特にデジタル位相変調を用いた変調方
式を採用する通信装置に用いられるデジタル制御温度補
償水晶発振器およびそれを用いた電子装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、通信装置においては局部発振器
の周波数安定のための基準発振器としてＴＣＸＯ（温度
補償水晶発振器）が用いられる。そして、ＴＣＸＯには
バラクタダイオードを備えていて、それに印加される電
圧によって発振周波数を変更できるＶＣＸＯ（電圧制御
水晶発振回路）を用いるものがある。温度補償の方法と
しては、サーミスタなどでネットワークを構成して、こ
れの発生する電圧を使うアナログ方式がある。その一方
で、温度に応じた補償データをあらかじめデジタル的に
記憶装置に記憶させておいて、周囲温度に応じて補償デ
ータを読み出してＤ／Ａ変換器でアナログに変換してＶ
ＣＸＯに備わっているバラクタダイオードなどに印加し
て周波数の安定化を図るデジタル方式もある。

【０００３】このような従来のデジタル方式において
は、周囲温度の検出が離散的にならざるを得ないため、
バラクタダイオードに印加される電圧の変化も段階的に
なる。そのため、ＶＣＸＯの発振周波数変化も段階的に
なり、温度補償時には急峻な発振周波数変化が引き起こ
されることになる。そして、ＶＣＸＯの急峻な発振周波
数変化は、それを基準周波数としている局部発振器にお
いても急峻な周波数変化を引き起こし、これによって通
信装置の位相変調に誤差が発生することがある。

【０００４】これに対する対策としては、ＶＣＸＯの温
度補償を行うときに急峻な周波数変化をしないようにす
ればよいということで、たとえば特開平７−２０２５６
８号公報（以下、従来例１とする）や特開平６−２９７
４２号公報（以下、従来例２とする）などに対策案が開
示されている。

【０００５】従来例１においては、温度補償のための一
定間隔での周囲温度の検出に加えて、その間における温
度変化を短い時間間隔で電気的に記憶しておき、その記
憶した情報を適当な重み付けをして温度補償の信号に加
算することによって、バラクタダイオードに印加される
電圧が段階的でなくなるようにしている。すなわち、温
度補償電圧の不連続部を周囲温度の傾きに比例した電圧
変化で補間するというものである。

【０００６】一方、従来例２においては、温度補償のた
めの電圧を遅延回路を介してバラクタダイオードに印加
することによって、電圧の変化をなだらかで連続的なも
のにするという構成が開示されている。なお、遅延回路
に代えて積分回路や平滑回路、ＬＰＦなどを利用すると
いう従来例も、列記は割愛するが多数開示されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、一般的なＶ
ＣＸＯにおいては、周囲温度の傾きと、その際の温度補
償電圧の傾きは必ずしも一致しない。たとえば０℃から
１℃に変化するときの周囲温度の傾きと３０℃から３１
℃に変化するときの周囲温度の傾きは同じであるが、そ
のときにバラクタダイオードに印加すべき温度補償電圧
の傾きは同じではない。そのため、従来例１において
は、ＶＣＸＯに印加する温度補償電圧の変化を必ずしも
連続的なものにできない可能性がある。

【０００８】一方、従来例２の場合は、周囲温度の変化
が急な場合には、たとえ遅延回路を用いてもＶＣＸＯに
印加する温度補償電圧の傾きは急なものになるため、通
信装置の位相変調に誤差が生じる可能性が残る。遅延回
路の時定数を大きくすれば傾きを緩やかなものにするこ
とができるが、逆に温度変化が少ないときには温度補償
に長い時間がかかるという問題がある。また、時定数を
大きくするためには時定数回路のコンデンサの容量を大
きくする必要があるが、これは遅延回路の大型化や高価
格化につながるという問題もある。

【０００９】本発明は上記の問題点を解決することを目
的とするもので、ＶＣＸＯに印加する温度補償電圧をな
だらかに変化させることによって発振周波数の急峻な変
化が起きないデジタル制御温度補償水晶発振器およびそ
れを用いた電子装置を提供する。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器は、測定
温度に対応したデジタル温度補償データを出力する記憶
手段と、該記憶手段から出力されたデジタル温度補償デ
ータをアナログ電圧に変換するＤ／Ａ変換手段と、該Ｄ
／Ａ変換手段から出力されるアナログ電圧に基づいて発
振周波数が変化する電圧制御水晶発振回路とを有するデ
ジタル制御温度補償水晶発振器において、前記Ｄ／Ａ変
換手段は、パルス演算回路と、該パルス演算回路の出力
に基づいて制御される１ビットＤ／Ａ変換器と、該１ビ
ットＤ／Ａ変換器の出力をそれ自身の現在の出力に対し
て順次積算して新しい出力とするアナログ積算器とを備
えてなり、前記パルス演算回路は、最新のデジタル温度
補償データとその直前のデジタル温度補償データとの差
から前記１ビットＤ／Ａ変換器の駆動回数を計算するこ
とを特徴とする。

【００１１】また、本発明のデジタル制御温度補償水晶
発振器は、前記Ｄ／Ａ変換手段が、前記アナログ積算器
の出力から高周波成分を取り除く低域濾波器を備えるこ
とを特徴とする。

【００１２】また、本発明のデジタル制御温度補償水晶
発振器は、前記Ｄ／Ａ変換手段のデジタル処理部を、論
理素子のみで実現したことを特徴とする。あるいは、前
記Ｄ／Ａ変換手段のデジタル処理部を、ＭＰＵを利用し
たソフトウェア処理で実現したことを特徴とする。

【００１３】また、本発明のデジタル制御温度補償水晶
発振器は、前記電圧制御水晶発振回路の水晶振動子を除
く部分と前記記憶手段と前記Ｄ／Ａ変換手段とを１チッ
プ集積回路化したことを特徴とする。

【００１４】また、本発明の電子装置は、上記のデジタ
ル制御温度補償水晶発振器を用いたことを特徴とする。

【００１５】このように構成することにより、本発明の
デジタル制御温度補償水晶発振器においては、温度補償
時の発振周波数の急激な変化をなくし、これを用いた通
信装置における位相変調誤差の発生を大幅に低減するこ
とができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１に、本発明のデジタル制御温
度補償水晶発振器の一実施例のブロック図を示す。図１
において、デジタル制御温度補償水晶発振器１は、周囲
温度を検出してアナログ電圧として出力する温度センサ
２、温度センサ２から出力された電圧をデジタル値に変
換するＡ／Ｄ変換器３、デジタル温度補償データを記憶
しているとともにＡ／Ｄ変換器３から出力される周囲温
度に対応するデジタル値に応じたデジタル温度補償デー
タを出力する記憶装置（ＲＯＭ）４、直前に記憶装置４
から出力されたデジタル温度補償データを一時記憶する
とともに、それと記憶装置４から出力された最新のデジ
タル温度補償データとの差から後述の１ビットＤ／Ａ変
換器６の駆動回数を計算して出力データ（ビット列）を
作成するパルス演算回路５と、パルス演算回路５から入
力されるデータ（ビット列）を所定のタイミングに合わ
せて所定の振幅値で１ビットＤ／Ａ変換する１ビットＤ
／Ａ変換器６、１ビットＤ／Ａ変換器６から出力される
アナログ電圧をそれ自身の直前の出力に積算するアナロ
グ積算器７、アナログ積算器７から出力される信号から
高周波成分を取り除く低域濾波器（ＬＰＦ）８、および
低域濾波器８から出力される電圧で周波数制御される電
圧制御水晶発振回路であるＶＣＸＯ９から構成されてい
る。このうち、記憶装置４が記憶手段を構成しており、
パルス演算回路５、１ビットＤ／Ａ変換器６、アナログ
積算器７、および低域濾波器８の４つででＤ／Ａ変換手
段１０を構成している。なお、このデジタル制御温度補
償水晶発振器１においては、Ｄ／Ａ変換手段１０のデジ
タル処理部は全て論理素子で構成されており、ＭＰＵ
（Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）など
は用いられていない。

【００１７】ここで、パルス演算回路５について説明す
る。パルス演算回路５は、直前に記憶装置４から出力さ
れたデジタル温度補償データを記憶する記憶部を備えて
いる。そして、記憶装置４から新しいデジタル温度補償
データが出力されると、記憶部に記憶されている直前の
デジタル温度補償データとの差を計算する。そして、そ
れと同時に新しいデジタル温度補償データを、次のデジ
タル温度補償データが入力されるときのために直前のデ
ジタル温度補償データに替えて記憶部に記憶する。な
お、直前のデジタル温度補償データはこの時点で消去さ
れる。このようにして、新しいデジタル温度補償データ
が入力されるたびに、直前のデジタル温度補償データと
の差が計算される。さらに、デジタル温度補償データの
差はＶＣＸＯ９に印加すべき電圧の差を意味しているの
で、その電圧差を１ビットＤ／Ａ変換器６の出力電圧の
振幅（ΔＴ）で割って、１ビットＤ／Ａ変換器６を駆動
する回数（パルス数）を計算する。そして、その数だけ
１または０の１ビットデータを連続して出力する。出力
されるデータが１になるか０になるかは、周囲温度が上
昇したか下降したかで決まる。

【００１８】次に、１ビットＤ／Ａ変換器６について説
明する。１ビットＤ／Ａ変換器６は、パルス演算回路５
から入力された１ビットのデータに基づいて、所定の時
間（ΔＴ）だけ所定の電圧（＋ΔＶもしくは−ΔＶ）を
出力する。仮に、入力された１ビットのデータが１であ
れば、１ビットＤ／Ａ変換器６はΔＴの時間だけ＋ΔＶ
を出力する。逆に入力された１ビットのデータが０であ
れば、１ビットＤ／Ａ変換器６はΔＴの時間だけ−ΔＶ
を出力する。そして、図２に示すように、これをパルス
演算回路５で計算されたパルス数だけ繰り返す。この繰
り返しが終わった後は、ΔＴ毎に所定の回数だけ＋ΔＶ
と−ΔＶを交互に出力する。なお、温度補償を連続させ
るために、次の周囲温度の測定とパルス数の計算は、１
ビットＤ／Ａ変換器６からの最後の出力が終わるまでに
行っておき、最後の出力が終わると同時に次の１ビット
Ｄ／Ａ変換器６を駆動するサイクルが開始される。

【００１９】このように、１ビットＤ／Ａ変換器６から
は１回の周囲温度の測定毎にパルス演算回路５から入力
されるデータに相当するパルス数に応じた時間だけ＋Δ
Ｖもしくは−ΔＶの電圧が連続して出力され、その後は
一定回数だけ＋ΔＶと−ΔＶの電圧が交互に出力され
る。そのため、１ビットＤ／Ａ変換器６の出力電圧を積
算するとパルス演算回路５で計算したＶＣＸＯ９に印加
すべき電圧に相当するアナログ電圧が得られることにな
る。

【００２０】次に、アナログ積算器７について説明す
る。アナログ積算器７はそれ自身の現在の出力電圧を内
部に保持しており、１ビットＤ／Ａ変換器６からΔＴ毎
に＋ΔＶもしくは−ΔＶの電圧が出力されると、その電
圧をその都度内部に保持している電圧に加算するように
して積算して新しい出力とする。そのため、アナログ積
算器７の出力電圧は、図２に示すように、Ｄ／Ａ変換器
６から＋ΔＶが連続して出ているときには一定の傾きで
上昇し、Ｄ／Ａ変換器６から＋ΔＶと−ΔＶが交互に出
ているときには互いにうち消し合うためにほぼ一定レベ
ルを保ち、Ｄ／Ａ変換器６から−ΔＶが連続して出てい
るときには一定の傾きで下降する。たとえば上記のよう
に１ビットＤ／Ａ変換器６から＋ΔＶの出力が６×ΔＴ
の時間だけ出力され、その後＋ΔＶと−ΔＶが交互に合
計６×ΔＴの時間だけ出力された場合には、アナログ積
算器７の出力は最初の６×ΔＴの間は一定の傾きで上昇
し、その後６×ΔＴの間はほぼ一定レベルを保つことに
なる。

【００２１】なお、図２の例では、最初に１ビットＤ／
Ａ変換器６から＋ΔＶの出力が６×ΔＴの時間だけ出力
され、その後＋ΔＶと−ΔＶが交互に合計６×ΔＴの時
間だけ出力され、次に＋ΔＶの出力が４×ΔＴの時間だ
け出力され、その後＋ΔＶと−ΔＶが交互に合計６×Δ
Ｔの時間だけ出力され、さらに−ΔＶの出力が８×ΔＴ
の時間だけ出力され、その後＋ΔＶと−ΔＶが交互に合
計６×ΔＴの時間だけ出力されていることを示してい
る。

【００２２】ここで、図３に、アナログ積算器７の内部
構成例のブロック図を示す。図３において、アナログ積
算器７は、入力側に設けられた第１のスイッチ１１、第
１のスイッチと後述の第２の電圧保持器の出力が入力側
に接続される電圧加算器１２、電圧加算器１２の出力を
保持する第１の電圧保持器１３、第１の電圧保持器１３
の出力と後述の第２の電圧保持器１５の入力との間に設
けられた第２のスイッチ１４、および第２のスイッチ１
４と電圧加算器１２の入力側との間に設けられた第２の
電圧保持器１５から構成されている。アナログ積算器７
の出力には第１の電圧保持器１３の出力が用いられる。
なお、第１のスイッチ１１や第２のスイッチ１４は、た
とえばＭＯＳＦＥＴなどの半導体を用いて実現すること
ができる。

【００２３】さらに、図４に、電圧加算器１２の具体的
例の回路図を示す。図４において、電圧加算器１２は抵
抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３とオペアンプＱ１からなる反転
加算器と、抵抗Ｒ４およびＲ５とオペアンプＱ２からな
る反転増幅器とを組み合わせたもので、抵抗Ｒ１〜Ｒ５
を全て同じ値にすることによって２つの入力端子ＩＮ
１、ＩＮ２から入力された電圧の加算値が出力端子ＯＵ
Ｔから出力される。なお、反転加算器と反転増幅器の構
成はオペアンプを用いた回路として一般的なものである
ため、動作説明については省略する。

【００２４】図３に戻って、このように構成されたアナ
ログ積算器７の動作について説明する。まず、第１の電
圧保持器１３と第２の電圧保持器１５には同じ電圧値が
保持されているものとする。ここで、１ビットＤ／Ａ変
換器６からΔＴの時間だけ＋ΔＶまたは−ΔＶの電圧が
出力されると、まず第１のスイッチ１１をオンする。こ
のとき第２のスイッチ１４はオフのままである。１ビッ
トＤ／Ａ変換器６の出力は第１のスイッチ１１を介して
電圧加算器１２に入力され、そこで第２の電圧保持器１
５から出力されている電圧に加算され、第１の電圧保持
器１３に入力される。第１の電圧保持器１３はそれまで
保持していた電圧に代えて新しく入力されている電圧を
保持して出力する。その後で第１のスイッチ１１はオフ
にされる。次に第１のスイッチ１１と同時にはオンにな
らないように時間をずらせて第２のスイッチ１４がオン
され、第一の電圧保持器１３の出力が第２の電圧保持器
１５に入力される。第２の電圧保持器１５はこの入力さ
れた電圧、すなわち現在のアナログ積算器７の出力電圧
を保持する。そして、第２のスイッチ１４がオフにされ
る。この一連の動作が１ビットＤ／Ａ変換器６から電圧
が出力されているΔＴの時間内に行われ、積算が行われ
る。そして、１ビットＤ／Ａ変換器６からの電圧が更新
されるたびに同じ動作が行われ、積算が継続する。

【００２５】アナログ積算器７の出力は、巨視的には急
峻で大きな電圧変化は無いものの、微視的には＋ΔＶあ
るいは−ΔＶの急峻な電圧変化は存在するため、高周波
成分を含んでいる。そこで、アナログ積算器７の出力は
高周波成分除去用の低域濾波器８を介してＶＣＸＯ９に
入力される。

【００２６】このように、本発明のデジタル制御温度補
償水晶発振器１においては、温度補償時におけるＶＣＸ
Ｏ９に印加される電圧の変化が上昇時も下降時も一定の
傾きを有する。そこで、１ビットＤ／Ａ変換器６の出力
の時間間隔（ΔＴ）と１ビットあたりの出力電圧の振幅
（ΔＶ）の関係を、通信装置の位相変調に誤差が発生し
ない程度の傾きになるように設定することによって、Ｖ
ＣＸＯ９の発振周波数が急峻な変化をすることがなくな
り、デジタル制御温度補償水晶発振器１を用いた通信装
置の位相変調誤差の発生を大幅に低減することができ
る。また、Ｄ／Ａ変換手段１０のデジタル処理部を、論
理素子のみで実現しているため、回路の集積度を下が
り、比較的素早く、しかも小型かつ安価にデジタル制御
温度補償水晶発振器を構成することができる。

【００２７】なお、上記の実施例において、１ビットＤ
／Ａ変換器６は、たとえば＋ΔＶを何回か連続して出力
した後に＋ΔＶと−ΔＶを交互に６×ΔＴの時間だけ出
力しているが、この交互に出力する部分の長さは自由に
設定できる。

【００２８】また、この部分はなくても構わないもので
ある。この場合は周囲温度の測定の間隔が短くなるが、
その頻度が高まることになり、発振周波数の安定性が高
まる。

【００２９】あるいはさらに、たとえば＋ΔＶを６回出
力した場合には＋ΔＶと−ΔＶを交互に６×ΔＴの時間
だけ出力し、＋ΔＶを２回出力した場合には＋ΔＶと−
ΔＶを交互に１０×ΔＴの時間だけ出力するというよう
に、１回の周囲温度の測定における１ビットＤ／Ａ変換
器６の合計駆動パルス数が同じになるように制御しても
構わないものである。この場合は、周囲温度の測定とそ
れによる温度補償の時間間隔は一定となる。

【００３０】また、上記の実施例においては、１ビット
Ｄ／Ａ変換器６を、入力される１ビットのデータに基づ
いて＋ΔＶもしくは−ΔＶを出力するという狭い意味で
の１ビットＤ／Ａ変換器であると定義した。しかしなが
ら、パルス演算回路５におけるパルス数を計算する部分
を取り込んで、複数ビットの入力データに対して内部で
パルス数を計算して所定回数＋ΔＶまたは−ΔＶを出力
するような１ビットＤ／Ａ変換器を用いても構わないも
ので、実質的な違いはないものである。

【００３１】また、上記の実施例においては、アナログ
積算器７とＶＣＸＯ９の間に高周波成分除去用の低域濾
波器８を備えているが、１ビットＤ／Ａ変換器６の１ビ
ットあたりの出力電圧の振幅（ΔＶ）が小さい場合には
高周波の発生が少なくなるため、必ずしも備えていなく
ても構わないものである。

【００３２】図５に、本発明のデジタル温度補償水晶発
振器の別の実施例のブロック図を示す。図５において、
図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、そ
の説明を省略する。

【００３３】図５において、デジタル温度補償水晶発振
器２０は、パルス演算回路５に替えてＭＰＵ２１を備え
ており、Ａ／Ｄ変換器３と記憶装置４、および１ビット
Ｄ／Ａ変換器６はＭＰＵ２１に接続されている。ＭＰＵ
２１の中には、パルス演算を行ったり１ビットＤ／Ａ変
換器６を制御するためのソフトウェアやデータの一次記
憶のための記憶装置が備わっている。デジタル温度補償
水晶発振器２０においては、ＭＰＵ２１、１ビットＤ／
Ａ変換器７、アナログ積算器８、および低域濾波器８の
４つでＤ／Ａ変換手段２２を構成している。

【００３４】このように構成されたデジタル温度補償水
晶発振器２０においては、ＭＰＵ２１がＡ／Ｄ変換器３
から出力される周囲温度に対応するデジタル値を取り込
み、記憶装置４に記憶されているデジタル温度補償デー
タに基づいて、最新のデジタル温度補償データと直前の
デジタル温度補償データの差を計算し、さらに１ビット
Ｄ／Ａ変換器６を駆動するパルス数を計算して駆動用の
データを作成し、それを用いて１ビットＤ／Ａ変換器６
を駆動する。

【００３５】このように、Ｄ／Ａ変換手段のデジタル処
理部をＭＰＵを利用したソフトウェア処理で実現する場
合、ＭＰＵや記憶装置として携帯電話などの通信装置に
別の用途で組み込まれたＭＰＵと記憶装置を利用するこ
とができるため、部品点数の削減によるデジタル温度補
償水晶発振器の低コスト化を実現することができる。

【００３６】なお、上記の各実施例では各回路要素を個
別に構成していたが、ＶＣＸＯ９の水晶振動子を除く部
分と記憶手段とＤ／Ａ変換手段は、デジタル・アナログ
混在回路ではあるが１チップに集積化することもでき
る。そして、これによって大幅な小型化を実現すること
ができる。

【００３７】ところで、本発明においては、上記の各実
施例に示したように、入力された数値情報を１ビット毎
の時系列情報に変換する回路をパルス演算回路と称し、
入力された１ビット毎の時系列情報に対して、その各ビ
ット毎に＋ΔＶもしくは−ΔＶの電圧を出力する装置を
１ビットＤ／Ａ変換器と称している。この点において、
例えば入力された数値情報をパルス演算回路で複数ビッ
ト毎の時系列情報に変換するものであって、その各複数
ビット毎に、それがたとえ３通り以上の数値を表すもの
であっても敢えて２通りの意味しか持たないものと判断
して＋ΔＶもしくは−ΔＶの２値の電圧を出力するよう
な構成が考えられる。しかしながら、このような場合
も、たとえ複数ビットといえども実質的に１ビットの情
報しか有していないことは明白であり、本発明の範囲を
逸脱するものではない。

【００３８】図６に、本発明の電子装置の一実施例の斜
視図を示す。図６において、電子装置の１つである携帯
電話３０は、筐体３１と、その中に配置されたプリント
基板３２と、プリント基板３２上に実装された本発明の
デジタル制御温度補償水晶発振器１を備えている。

【００３９】このように構成された携帯電話３０におい
ては、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器１を用
いているため、温度補償時の位相変調誤差の発生を低減
することができる。

【００４０】なお、図４においては電子装置として携帯
電話を示したが、電子装置としては携帯電話に限るもの
ではなく、本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器を
用いたものであれば何でも構わないものである。

【００４１】

【発明の効果】本発明のデジタル制御温度補償水晶発振
器によれば、Ｄ／Ａ変換手段として、最新のデジタル温
度補償データとその直前のデジタル温度補償データとの
差から後述の１ビットＤ／Ａ変換器の駆動回数を計算す
るパルス演算回路と、その出力に基づいて制御される１
ビットＤ／Ａ変換器と、その出力をそれ自身の現在の出
力に対して順次積算して新しい出力とするアナログ積算
器とを備えることによって、温度補償時の発振周波数の
急峻な変化が起きないようにできる。

【００４２】また、本発明の電子装置によれば、本発明
のデジタル制御温度補償水晶発振器を用いることによっ
て、位相変調誤差の発生を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器の一
実施例を示すブロック図である。

【図２】図１のデジタル制御温度補償水晶発振器におけ
る１ビットＤ／Ａ変換器とアナログ積算器の出力を示す
波形図である。

【図３】図１のデジタル制御温度補償水晶発振器におけ
るアナログ積算器の構成を示すブロック図である。

【図４】図３のアナログ積算器における電圧加算器を示
す回路図である。

【図５】本発明のデジタル制御温度補償水晶発振器の別
の実施例を示すブロック図である。

【図６】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図であ
る。

【符号の説明】

１、２０…デジタル制御温度補償水晶発振器 ２…温度センサ ３…Ａ／Ｄ変換器 ４…記憶装置 ５…パルス演算回路 ６…１ビットＤ／Ａ変換器 ７…アナログ積算器 ８…低域濾波器 ９…ＶＣＸＯ １０、２２…Ｄ／Ａ変換手段 ２１…ＭＰＵ ３０…携帯電話

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 測定温度に対応したデジタル温度補償デ
   ータを出力する記憶手段と、該記憶手段から出力された
   デジタル温度補償データをアナログ電圧に変換するＤ／
   Ａ変換手段と、該Ｄ／Ａ変換手段から出力されるアナロ
   グ電圧に基づいて発振周波数が変化する電圧制御水晶発
   振回路とを有するデジタル制御温度補償水晶発振器にお
   いて、 前記Ｄ／Ａ変換手段は、パルス演算回路と、該パルス演
   算回路の出力に基づいて制御される１ビットＤ／Ａ変換
   器と、該１ビットＤ／Ａ変換器の出力をそれ自身の現在
   の出力に対して順次積算して新しい出力とするアナログ
   積算器とを備えてなり、 前記パルス演算回路は、最新のデジタル温度補償データ
   とその直前のデジタル温度補償データとの差から前記１
   ビットＤ／Ａ変換器の駆動回数を計算することを特徴と
   するデジタル制御温度補償水晶発振器。
2. 【請求項２】 前記Ｄ／Ａ変換手段が、前記アナログ積
   算器の出力から高周波成分を取り除く低域濾波器を備え
   ることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル制御温
   度補償水晶発振器。
3. 【請求項３】 前記Ｄ／Ａ変換手段のデジタル処理部
   を、論理素子のみで実現したことを特徴とする、請求項
   １または２に記載のデジタル制御温度補償水晶発振器。
4. 【請求項４】 前記Ｄ／Ａ変換手段のデジタル処理部
   を、ＭＰＵを利用したソフトウェア処理で実現したこと
   を特徴とする、、請求項１または２に記載のデジタル制
   御温度補償水晶発振器。
5. 【請求項５】 前記電圧制御水晶発振回路の水晶振動子
   を除く部分と前記記憶手段と前記Ｄ／Ａ変換手段とを１
   チップ集積回路化したことを特徴とする、請求項１ない
   し４のいずれかに記載のデジタル制御温度補償水晶発振
   器。
6. 【請求項６】 請求項１ないし５のいずれかに記載のデ
   ジタル制御温度補償水晶発振器を用いたことを特徴とす
   る電子装置。