CN108512546B - 电路装置、振荡器、电子设备、移动体及电路装置的制造方法 - Google Patents

电路装置、振荡器、电子设备、移动体及电路装置的制造方法 Download PDF

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Abstract

提供电路装置、振荡器、电子设备、移动体及电路装置的制造方法，通过切换多个模式来进行与状况对应的恰当的A/D转换。电路装置包含：A/D转换电路，其进行来自温度传感器的温度检测电压的A/D转换，输出温度检测数据；以及数字信号处理电路，其根据温度检测数据进行温度补偿处理，A/D转换电路按照第1模式进行动作，当给定的条件成立时，切换到第2模式。

Description

电路装置、振荡器、电子设备、移动体及电路装置的制造方法
技术领域
本发明涉及电路装置、振荡器、电子设备、移动体及电路装置的制造方法等。
背景技术
以往，广泛公知将模拟信号转换为数字数据的模拟数字转换(以下，记作A/D转换)以及包含A/D转换电路的电路装置。作为A/D转换电路的方式，公知有快速(flash)型、逐次比较型、ΔΣ型等各种方式。例如，在专利文献1中公开有执行逐次比较型的A/D转换的一种方法。
此外，公知有使用作为对来自温度传感器的温度检测信号(模拟信号)进行A/D转换而得到的结果的温度检测数据的各种电路。例如，一直以来，公知有一种被称作TCXO(temperature compensated crystal oscillator：温度补偿石英振荡器)的温度补偿型振荡器。该TCXO被用作例如便携通信终端、GPS相关设备、可穿戴设备或车载设备等的基准信号源等。作为数字方式的温度补偿型振荡器即DTCXO的现有技术，公知有专利文献2中公开的技术。
专利文献1：日本特开2011-223404号公报
专利文献2：日本特开昭64-82809号公报
在TCXO中，在产生频率漂移的情况下可能产生各种问题(例如GPS的锁定丢失)。因此，在A/D转换电路中，存在抑制输出变动的要求。另一方面，在甚至产生了急剧的温度变动等时抑制A/D转换结果的变动的情况下，作为A/D转换结果的温度检测数据达到恰当的值要花费时间。结果为，到振荡频率收敛于期望的值为止产生了较长的等待时间。
发明内容
根据本发明的几个方式，能够提供通过切换多个模式，而进行与状况对应的恰当的A/D转换的电路装置、振荡器、电子设备、移动体及电路装置的制造方法等。
本发明的一个方式涉及一种电路装置，其包含：A/D转换电路，其进行来自温度传感器的温度检测电压的A/D转换，输出温度检测数据；以及数字信号处理电路，其根据所述温度检测数据进行温度补偿处理，所述A/D转换电路按照第1模式进行动作，在所述第1模式下，进行基于第一A/D转换方式的A/D转换处理，求出所述温度检测数据，当给定的条件成立时，所述A/D转换电路切换到第2模式，在所述第2模式下，进行基于与所述第一A/D转换方式不同的第二A/D转换方式的A/D转换处理，求出所述温度检测数据。
在本发明的一个方式中，在求解温度补偿处理所使用的温度检测数据时，A/D转换电路在给定的条件成立时将A/D转换方式(模式)从第一A/D转换方式切换到第二A/D转换方式。这样，能够使A/D转换电路与状况对应地恰当地进行动作等。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述第一A/D转换方式是如下处理：，在设A/D转换中的数据的最小分辨率为LSB的情况下，以第1输出时刻的接下来的第2输出时刻的所述温度检测数据相对于所述第1输出时刻的所述温度检测数据的变化为k×LSB(k是满足k＜j的正整数，j是表示A/D转换的分辨率的正整数)以下的方式，求出所述温度检测数据。
这样，能够抑制温度检测数据的急剧变化，并且抑制由该变化引起的不良情况等。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述A/D转换电路包含：寄存部，其存储作为中途结果数据或者最终结果数据的结果数据；D/A转换器，其对所述结果数据进行D/A转换而输出D/A转换电压；比较电路，其进行来自所述温度传感器的所述温度检测电压、与来自所述D/A转换器的所述D/A转换电压之间的比较；以及处理电路，其根据所述比较电路的比较结果进行判定处理，基于所述判定处理，进行所述结果数据的更新处理，所述处理电路将作为所述更新处理的结果的所述最终结果数据作为所述温度检测数据而输出。
这样，通过基于比较结果的判定处理对结果数据进行更新，由此能够求出温度检测数据。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述第二A/D转换方式是如下处理：在第1判定期间，进行所述结果数据的MSB侧的所述判定处理，在作为比所述第1判定期间长的期间的第2判定期间，进行所述结果数据的LSB侧的所述判定处理。
这样，由于能够设定与各比特(比特范围)相适应的判定期间，因此，能够高速地实现高精度的A/D转换等。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，包含：接口；存储部，其经由所述接口写入所述电路装置的电路常数设定信息，在经由所述接口进行了所述电路常数设定信息的写入的情况下，所述A/D转换电路切换到所述第2模式。
这样，能够将向存储部写入电路常数设定信息设为切换到第2模式的触发。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述电路常数设定信息是基准电压调整信息、基准电流调整信息以及振荡频率调整信息中的至少1个。
这样，能够将对基准电压、基准电流、振荡频率进行调整的信息中的至少1个用作电路常数设定信息。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，包含接口，在经由所述接口输入了切换到所述第2模式的切换命令的情况下，所述A/D转换电路切换到所述第2模式。
这样，能够将切换命令的输入设为切换到第2模式的触发。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述A/D转换电路根据来自所述接口的切换信号，切换到所述第2模式。
这样，能够从接口输出用于切换到第2模式的切换信号。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述A/D转换电路包含温度变化检测电路，在由所述温度变化检测电路检测到给定的温度变化的情况下，所述A/D转换电路切换到所述第2模式。
这样，能够将检测到温度变化设为切换到第2模式的触发。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述A/D转换电路在所述给定的条件成立而切换到所述第2模式、并输出了作为该第2模式下的A/D转换结果的所述温度检测数据后，切换到所述第1模式。
这样，能够在切换到第2模式后，迅速返回到第1模式等。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述A/D转换电路在启动期间按照所述第2模式进行动作，在输出了作为该第2模式下的A/D转换结果的所述温度检测数据后，切换到所述第1模式，在切换到所述第1模式后，当所述给定的条件成立时，所述A/D转换电路切换到所述第2模式。
这样，能够包含启动期间地使A/D转换电路以恰当的模式进行动作。
此外，在本发明的一个方式中，可以是，包含振荡信号生成电路，所述数字信号处理电路根据所述温度检测数据，进行所述振荡信号生成电路的振荡频率的温度补偿处理，输出所述振荡频率的频率控制数据，所述振荡信号生成电路利用来自所述数字信号处理电路的所述频率控制数据和振子，生成根据所述频率控制数据而设定的所述振荡频率的振荡信号。
这样，能够输出频率不依赖于温度而稳定的振荡信号等。
本发明的其他方式涉及包含上述电路装置和所述振子的振荡器。
本发明的其他方式涉及包含上述任意一项所述的电路装置的电子设备。
本发明的其他方式涉及包含上述任意一项所述的电路装置的移动体。
本发明的其他方式涉及一种电路装置的制造方法，该电路装置包含A/D转换电路、存储部以及接口，进行来自温度传感器的温度检测电压的A/D转换，输出温度检测数据，在所述电路装置的制造方法中，进行用于确定电路常数设定信息的测量，在根据所述测量的结果而经由所述接口将所述电路常数设定信息写入到所述存储部时，将所述A/D转换电路的动作从第1模式切换到第2模式，在所述第1模式下，进行基于第一A/D转换方式的A/D转换处理，求出所述温度检测数据，在所述第2模式下，进行基于与所述第一A/D转换方式不同的第二A/D转换方式的A/D转换处理，求出所述温度检测数据。
附图说明
图1是ATCXO以及DTCXO的芯片尺寸与精度的关系图。
图2是ATCXO的频率漂移的例子。
图3是DTCXO的频率漂移的例子。
图4是对由于k×LSB以下的更新而产生的课题进行说明的图。
图5是对由于k×LSB以下的更新而产生的课题进行说明的另一图。
图6是A/D转换电路的结构例。
图7是电路装置的结构例。
图8是示出振子的温度特性及其偏差的例子的图。
图9是温度补偿处理的说明图。
图10是比较电路的结构例。
图11是对正常工作模式的处理进行说明的流程图。
图12是高速模式下的判定期间的设定例。
图13是高速模式下的判定期间的设定例。
图14是对高速模式的处理进行说明的流程图。
图15是判定处理的具体例。
图16是判定处理的具体例。
图17是对制造时的处理进行说明的流程图。
图18是对基准温度下的调整进行说明的流程图。
图19是对各温度下的调整值测量进行说明的流程图。
图20是模式切换时的A/D转换电路的动作例。
图21是电路装置的另一结构例。
图22是振荡器的结构例。
图23是电子设备的结构例。
图24是移动体的结构例。
标号说明
ANT：天线；IS：电流源；S1～S3：开关；T1～T3：端子；XTAL：振子；10：温度传感器；20：A/D转换电路；22：逻辑部；23：处理电路；24：寄存部；25：模拟部；26：D/A转换器；27：比较电路；28：温度传感器用放大器；29：温度变化检测电路；50：数字信号处理电路；80：D/A转换电路；140：振荡信号生成电路；142：可变电容电路；150：振荡电路；160：缓存电路；170：接口；180：存储部；206：汽车；207：车体；208：控制装置；209：车轮；400：振荡器；410：封装；420：振子；500：电路装置；510：通信部；520：处理部；530：操作部；540：显示部；550：存储部。
具体实施方式
以下，详细说明本发明的优选实施方式。并且，以下说明的本实施方式并非不当地限定权利要求书所述的本发明的内容，本实施方式中说明的全部结构并非都是作为本发明的解决手段所必须的。
1.本实施方式的方法
1.1频率漂移的概要
首先，对本实施方式的方法进行说明。公知有对给定的模拟信号进行A/D转换而取得数字数据的电路装置，尤其是根据该数字数据在数字信号处理电路(例如DSP，digitalsignal processor：数字信号处理器)中进行各种处理的电路装置。作为一例，公知有DTCXO，该DTCXO根据作为来自温度传感器的温度检测电压的A/D转换结果的温度检测数据，通过数字处理进行频率的温度补偿处理。
在DTCXO等数字方式的振荡器中存在如下问题：由于其振荡频率的频率漂移，在装入有振荡器的通信装置中发生通信错误等。在数字方式的振荡器中，对来自温度传感器的温度检测电压进行A/D转换，根据得到的温度检测数据进行频率控制数据的温度补偿处理，并根据该频率控制数据生成振荡信号。该情况下，已知在由于温度变化而导致频率控制数据的值大幅度地变化时，由此会产生跳频的问题。在发生这种跳频时，以GPS相关的通信装置为例，会产生GPS的锁定丢失等问题。要抑制这种问题的产生，需要抑制用于温度补偿处理的温度检测数据的变动。并且，还可以通过A/D转换以外的部分(例如数字信号处理电路的处理)来抑制跳频，在本实施方式的电路装置中，也可以组合使用上述方法。
以下，对TCXO采用数字方式的DTCXO的情况下可能产生的频率漂移的问题简单地进行说明。作为温度补偿型振荡器的TCXO要求提高频率精度以及低功耗化。例如内置有GPS的钟表或脉搏等活体信息的测量设备等可穿戴设备需要延长电池的工作持续时间。因此，要求作为基准信号源的TCXO在确保频率精度的同时更加低功耗。
此外，作为通信终端与基站之间的通信方式，提出有各种方式。例如在TDD(TimeDivision Duplex：时分双工)方式中，各设备在被分配的时隙中发送数据。并且，通过在时隙(上行线路时隙、下行线路时隙)之间设定保护时间，能够防止时隙重合。在下一代的通信系统中，例如已提出使用一个频带(例如50GHz)以TDD方式进行数据通信的方案。
可是，在采用这种TDD方式的情况下，各设备需要进行时刻同步，要求准确的绝对时刻的计时。为了实现这种要求，还考虑了例如在各设备中设置原子钟表(原子振荡器)作为基准信号源的方法，但是，产生设备的高成本化或者设备大型化等问题。
并且，在使用ATCXO(模拟方式的TCXO)作为基准信号源的情况下，在要使频率精度高精度化时，如图1所示，电路装置的芯片尺寸增加，难以实现低成本化以及低功耗化。另一方面，如图1所示，DTCXO存在如下优点：无需使电路装置的芯片尺寸太大，就能够实现频率精度的高精度化。
可是，由于存在上述频率漂移的问题，因此，尽管对于DTCXO等数字方式的振荡器提出了各种电路方式，但现状是，作为这样的通信错误成为问题的实际产品的基准信号源，几乎不采用数字方式的振荡器，而是采用ATCXO等模拟方式的振荡器。
例如，图2是示出ATCXO的频率漂移的图。如图2所示，在温度伴随着时间经过发生变化的情况下，ATCXO的频率漂移也收敛在允许频率漂移(允许频率误差)的范围内(±FD)。在图2中，以相对于标称振荡频率(例如16MHz左右)的比例(频率可靠度，ppb)示出频率漂移(频率误差)。例如，为了不产生通信错误，需要在规定期间TP(例如20msec)内将频率漂移收敛在允许频率漂移的范围内(±FD)。这里，FD例如为几ppb左右。
另一方面，图3是示出使用现有的DTCXO的情况下的频率漂移的图。如图3所示，在现有的DTCXO中，该频率漂移未收敛在允许频率漂移的范围内，发生了超过该范围的跳频。因此，发生由于该跳频引起的通信错误(GPS的锁定丢失等)，成为采用DTCXO作为实际产品的基准信号源的障碍。
并且，利用A/D转换结果数据、尤其是利用对温度检测电压VTD进行A/D转换而得到的温度检测数据DTD的电路装置并不限于DTCXO。例如，已知陀螺仪传感器的输出具有温度特性，由于该温度特性会导致输出数据产生误差。因此，有时会根据温度检测数据DTD来进行补偿陀螺仪传感器的输出的温度特性的处理(例如零点校正处理)，也可以将本实施方式中的电路装置用于这种陀螺仪传感器。
1.2第一A/D转换方式(第1模式、正常工作模式)的概要
因此，在本实施方式中，使用输出(A/D转换结果数据、温度检测数据)的变动相对较小的第一A/D转换方式作为A/D转换方式。
具体而言，第一A/D转换方式是如下处理：在设A/D转换中的数据的最小分辨率为LSB的情况下，以第1输出时刻的接下来的第2输出时刻的温度检测数据相对于第1输出时刻的温度检测数据的变化为k×LSB(k是满足k＜j的正整数，j是表示A/D转换的分辨率的正整数)以下的方式，求出温度检测数据。
并且，这里的输出时刻表示输出一个A/D转换结果数据的时刻，例如在以15比特进行A/D转换的情况下，表示输出15比特精度的A/D转换结果数据的时刻。在本实施方式中，进行多次基于暂定值(中途结果数据)的比较处理，根据该多次比较处理的结果，求出15比特精度的A/D转换结果数据(最终结果数据)。即，在输出一次A/D转换结果数据时，输出一个或多个中途结果数据作为多次比较处理的结果。中途结果数据在广义上也是A/D转换处理中的输出，但是，这里的“输出时刻”仅仅表示最终的A/D转换结果数据(15比特精度的数据)的输出，而不是中途结果数据的输出时刻。
此外，表示A/D转换的分辨率的整数j是依赖于A/D转换结果数据的比特数的值，在设比特数为p的情况下，也可以是j＝2p。
这样，相邻的两个时刻之间的A/D转换结果数据(狭义而言是温度检测数据DTD)的变动被抑制在k×LSB以下。并且，这里的LSB是A/D转换中的数据的最小分辨率，因此，例如，作为温度检测数据，在以p比特的数字数据来表现T1℃至T2(＞T1)℃的温度范围的情况下，1LSB的变动表示与(T2-T1)/2p℃对应的温度的变动。在不设置这样的条件的情况下，A/D转换结果数据最大可能变化2p(＝j)LSB。2pLSB的变化相当于如下情况：第1时刻的A/D转换结果数据为设想的最小值(最大值)，第2时刻的A/D转换结果数据为设想的最大值(最小值)。
由此，在DTCXO中，通过抑制温度检测数据的变动，跳频收敛在允许频率漂移的范围内的可能性提高。此外，在DTCXO以外的例子中，通过抑制A/D转换结果数据的变动，也能够抑制不良情况的产生。
已知自然条件下的温度变动(环境温度的变动)并不那么大，可以认为，最大也就是例如0.28℃/sec左右的温度变动。因此，如果设A/D转换的速率为2K采样/sec，则每个A/D转换期间的温度变动，即给定的输出时刻与其接下来的输出时刻之间的温度检测数据的设想最大变化量为0.14m℃/采样。
这里，如果设在电路装置中应考虑的温度范围为125℃(例如-40℃～85℃)，设A/D转换的比特数p为p＝15，则每LSB的温度变化为125/215≒4m℃/LSB。即，对上述的0.14m℃/采样与4m℃/LSB进行比较可知，只要设想在自然条件下进行30次A/D转换结果数据的输出的期间，会不会发生1LSB的值的变化这种程度的温度变化即可。
即，在正常状态下，相邻输出时刻之间的实际温度变化为小于1LSB的程度。这里的正常状态表示在自然条件下并且电路装置使用设定完的控制参数(电路常数设定信息)继续工作的状态。因此，可以认为，即使抑制了相对于前一输出时刻处的温度检测数据的变动，也不会产生温度检测电压(VTD)与温度检测数据(DTD)之间的偏离，能够进行恰当的A/D转换。此外，在本实施方式中，将在这样的正常状态下进行动作的期间设为正常工作期间。
此外，由于能够将值的变动限定在k×LSB以下，因此，还能够高效地(高速地)执行A/D转换。如果是正常的p比特的A/D转换，则在各输出时刻，2p个值全部成为候选，因此，必须执行可输出全部该2p个值的转换。例如，如果是一般的逐次比较型的A/D转换，则逐个确定p比特的各比特的值，因此，需要进行p次比较处理。关于这一点，如果是本实施方式的方法，则针对上次的输出时刻处的温度检测数据DTD，仅将原来的值(变化0)、±1LSB、±2LSB、…±k×LSB的值作为候选即可。尤其是，如果k＝1，则仅考虑值的候选是变化为0或±1LSB这三种即可，因此，能够简化A/D转换所需的处理。具体而言，能够减少比较电路27中的比较处理以及该比较处理中使用的模拟信号的生成处理(D/A转换处理)的次数。
1.3第二A/D转换方式(第2模式、高速模式)的概要
但是，在实际的电路装置中，也考虑有温度检测电压(VTD)与温度检测数据(DTD)产生偏离的情况。例如，在DTCXO中，需要在制造时设定数字信号处理电路50中的温度补偿处理用的参数(频率校正表，图9)。在频率校正表的设定中，如使用图17～图19的流程图而后述那样，进行不同的多个温度下的测量。
在制造时，由于使用恒温槽等检查装置来变更电路装置的周边温度(环境温度)，因此，相比于上述自然条件下，温度急剧地变动。即，来自温度传感器10的温度检测电压VTD急剧变化(具体而言，相比于与k×LSB对应的电压值而更大程度地变化)，因此，在第1模式下，作为输出的数字数据的温度检测数据DTD无法追随该变化。
图4示出该情况下的温度检测数据DTD的时间变化例。图4的纵轴表示温度检测数据DTD，横轴表示时间。DTDA是温度检测数据DTD的初始值，DTDB表示与实际温度对应的数字值。在第1模式下，相对于上次的输出的变动被抑制在k×LSB以下，因此，如图4所示，即使DTDA与DTDB之差较大，温度检测数据DTD也只能阶梯状地每次变化k×LSB。其结果是，温度检测数据DTD追随实际温度需要花费较长的时间。具体而言，直到变得稳定为止的时间T还取决于温度的变动程度和A/D转换期间的长度，最长可能需要10秒以上。特别地，由于在频率校正表的生成中，温度改变而需要多次测量，因此，产生了多次较长的测量等待时间。
此外，在制造时设定的参数也包含基准电流和基准电压等。基准电压是确定A/D转换的满量程电压的电压，因此，通过调整基准电压等，与温度检测电压VTD对应的温度检测数据DTD变动，在该情况下也可能产生偏离。如使用图17～图19而后述那样调整参数，使得在制造时例如振荡电路150的输出为期望值(26MHz)，而振荡频率的测量精度要求为10ppb左右的精度。
如图5的A1所示，当按照第1模式进行动作的情况下，伴随着参数变更的温度检测电压VTD与温度检测数据DTD之间的偏离消除需要较长时间(例如图4的T)，而且，也产生了从那时起到振荡频率稳定为止的等待时间。结果为，为了确保±10ppm的测量精度，必须设置一定程度的较长的测量等待时间。
此外，电路装置启动时也存在问题。在电路装置启动时，在此之前未取得温度检测数据DTD。因此，设定任意的值，例如15比特时，设定“100000000000000”这样的中间值作为初始值，则该初始值成为与实际温度没有任何关系的值。即，在启动后，在到输出最初的温度检测数据DTD为止的期间(启动期间)，温度检测电压VTD与温度检测数据DTD之间的偏离较大，在第1模式下，到振荡频率稳定为恰当的值为止需要时间。
鉴于以上情况，本实施方式的A/D转换电路20按照第1模式进行动作，进行基于第一A/D转换方式的A/D转换处理而求出温度检测数据，当给定的条件成立时，切换到第2模式，进行基于与第一A/D转换方式不同的第二A/D转换方式的A/D转换处理而求出温度检测数据。狭义而言，A/D转换电路20在正常工作期间按照第1模式进行动作，当给定的条件成立时切换到第2模式。这里的给定的条件能够使用如下各种条件：经由接口进行数字访问、输入了切换命令、检测到给定的温度变化等。在后文详细叙述A/D转换方式(模式)的切换的详细内容。
在第2模式下，只要能够在短时间内输出与温度检测电压VTD对应的温度检测数据DTD，则能够应用各种方法。例如，第二A/D转换方式可以使用广泛公知的逐次比较型、ΔΣ型、快速型等各种A/D转换。在一般的A/D转换中，在各输出时刻以全部比特为对象进行处理，因此，理想情况下，能够通过1次输出来消除温度检测电压VTD与温度检测数据DTD之间的偏离。
这样，由于能够缩短上述测量等待时间，因此，能够缩短电路装置的制造时间并且降低制造成本。并且，在输出温度检测数据DTD后，到振荡频率稳定为止产生了等待时间，这一点与第1模式同样，但如图5的A2所示，能够大幅缩短总的测量等待时间。
但是，也要求进一步提高A/D转换的速率(缩短A/D转换期间)。这是因为如果能够高速地取得温度检测数据，则利用了该温度检测数据的处理等的优点变大。如果是上述制造时的例子，则能够进一步缩短各测量等待时间。
此外，通过进一步提高A/D转换的速率，也能够实现电路装置的高速启动。例如，在便携电话的通信中利用DTCXO的情况下，具有从启动起在2msec以内使输出频率稳定的要求。因此，必须在最长2msec以内使温度补偿用的温度检测数据DTD成为高精度的值，A/D转换的高速化是重要的。
ΔΣ型由于要通过累计电路，因此难以进行高速的输出。此外，快速型虽然高速，但比特数越增多，则电路规模越增大，因此，不适合例如超过10比特的A/D转换。逐次比较型也需要次数与比特数相应的比较处理，因此，例如以2K采样/sec进行15次比较时，直到输出为止需要7.5msec，无法满足上述2msec的要求。
在逐次比较型的情况下，只要缩短每1比特的比较处理花费的时间，就能够缩短直到输出为止所需的时间。但是，已知如果缩短进行比较处理的时间，则判定精度变低。如果是使用图10而后述的利用斩波电路的比较电路27的例子，则采样模式以及比较器模式分别缩短，因此，在电路状态充分稳定之前输出比较处理的结果，导致精度降低。
综上所述，在本实施方式中，使用基于逐次比较型的方式、即兼顾速度和精度的A/D转换方法(第二A/D转换方法)。具体而言，如图6所示，本实施方式的A/D转换电路20包含：寄存部24，其存储作为中途结果数据或者最终结果数据的结果数据；D/A转换器26，其对结果数据进行D/A转换而输出D/A转换电压；比较电路27，其进行来自温度传感器10的温度检测电压VTD与来自D/A转换器26的D/A转换电压VDAC之间的比较；以及处理电路23，其根据比较电路27的比较结果进行判定处理，并根据判定处理进行结果数据的更新处理，从而求出输入电压的A/D转换结果数据。处理电路23将作为更新处理的结果的最终结果数据作为温度检测数据DTD而输出。
而且，第二A/D转换方式是如下处理：在第1判定期间，进行结果数据的MSB(mostsignificant bit：最高有效比特)侧的判定处理，在作为比第1判定期间长的期间的第2判定期间，进行结果数据的LSB(least significant bit：最低有效比特)侧的判定处理。
这里，中途结果数据和最终结果数据是存储于寄存部24的数字数据。最终结果数据与一个A/D转换结果(温度检测数据DTD)对应，中途结果数据是在求解最终结果数据的过程中求出的数据。在正常工作模式的情况下，上次的最终结果数据加上(减去)1LSB得到的数据与中途结果数据对应，通过判定处理求出的数据与最终结果数据对应。在高速模式下，精度相应于A/D转换的比特数(例如15比特)的数据是最终结果数据，求出该15比特精度的数据的处理的中途数据(例如仅确定了MSB侧的几个比特的数据)对应于中途结果数据。
此外，虽然“MSB侧”、“LSB侧”可以考虑各种定义，但是，例如也可以是，MSB侧是指由更靠近MSB(最高位比特)的位置的一个或多个比特构成的比特范围，LSB侧是指由相比MSB侧更靠近LSB(最低位比特)的位置的一个或多个比特构成的比特范围。狭义上也可以是，MSB侧是指包含MSB的一个或多个比特，LSB侧是指包含LSB的一个或多个比特。
MSB侧的数据表示较大的值，因此，与该比特是0的情况对应的模拟信号(电压值)和与该比特是1的情况对应的模拟信号之间的差异较大。相反地，LSB侧的数据表示较小的值，因此，与该比特是0的情况对应的模拟信号和与该比特是1的情况对应的模拟信号之间的差异较小。
即，MSB侧与LSB侧相比，即使进行粗略的比较处理，也能够降低误判定的可能性。考虑到这一点，通过相对地缩短MSB侧的判定处理的期间，能够缩短一次A/D转换所需的时间。可以考虑各种具体的数值例，但是，如果是使用例如图12、图13后述的例子，则在1.5msec左右的所需时间内就能够输出A/D转换结果数据。
并且，为了进一步提高A/D转换的精度，可以使用根据LSB侧的判定结果来更新(修正)MSB侧的判定结果的方法。在本实施方式中，由于LSB侧的判定时间相对较长，因此，可期待判定精度较高。即，利用精度较高的判定结果来更新精度相对较低的判定结果，由此，能够提高作为A/D转换整体的精度。具体的方法将后述。
以下，对本实施方式详细地进行说明。首先，对本实施方式的电路装置的结构例进行说明。如使用图7等后述的那样，对设想DTCXO等的数字方式的振荡器中使用的电路装置的结构例进行说明，但是，本实施方式的电路装置不限于此。然后，对图7的各部分的详细内容进行说明。具体而言，对A/D转换电路20中的第1模式、第2模式分别进行说明并且对切换模式的各种条件进行说明。并且，在以下的说明中，将第1模式记作正常工作模式，将第2模式记作高速模式(HS模式)。然后，对几个变形例进行说明，进而对包含本实施方式的电路装置的电子设备等的例子进行说明。
2.结构
图7示出本实施方式的电路装置的结构例。该电路装置是实现DTCXO、OCXO等数字方式的振荡器的电路装置(半导体芯片)。例如通过将该电路装置和振子XTAL收纳于封装中来实现数字方式的振荡器。
电路装置包含A/D转换电路20、数字信号处理电路50、振荡信号生成电路140、接口(接口部)170、存储部(存储器、存储装置)180。此外，电路装置可以包含端子T1～T3。端子T1是被供给第1基准电压VDD的端子。第2端子T2是被供给第2基准电压GND(狭义而言是地电压)的端子。第3端子T3是用于输出振荡信号或者经由接口170输入命令代码、地址信息或电路常数设定信息等的端子。
此外，电路装置可以包含温度传感器10(温度传感器部)以及缓存电路160。并且，电路装置的结构不限于图7的结构，可以实施省略其一部分结构要素(例如温度传感器、缓存电路等)或追加其他结构要素等各种变形。
振子XTAL例如是石英振子等压电振子。振子XTAL可以是设置于恒温槽内的恒温型振子(OCXO)。振子XTAL也可以是谐振器(机电的谐振器或者电子谐振电路)。作为振子XTAL，可以采用压电振子、SAW(Surface Acoustic Wave：表面声波)谐振器、MEMS(Micro ElectroMechanical Systems：微电子机械系统)振子等。作为振子XTAL的基板材料，可以采用石英、钽酸锂、铌酸锂等压电单晶，锆钛酸铅等压电陶瓷等压电材料或硅半导体材料等。作为振子XTAL的激励手段，可以采用基于压电效应的激励手段，也可以采用基于库仑力的静电驱动。
温度传感器10输出温度检测电压VTD。具体而言，输出根据环境(电路装置)的温度发生变化的温度依赖电压，作为温度检测电压VTD。
A/D转换电路20进行来自温度传感器10的温度检测电压VTD的A/D转换，输出温度检测数据DTD。A/D转换电路20的A/D转换方式可以切换使用正常工作模式和高速模式，详细内容将在后面叙述。
数字信号处理电路50(DSP部)进行各种信号处理。例如数字信号处理电路50(温度补偿部)根据温度检测数据DTD来进行振荡频率(作为振荡信号生成电路140的输出的振荡信号的频率)的温度补偿处理。然后，输出振荡频率的频率控制数据DDS。具体而言，数字信号处理电路50基于根据温度发生变化的温度检测数据DTD(温度依赖数据)和温度补偿处理用的系数数据(近似函数的系数数据)等，即使在存在温度变化的情况下，也进行用于使振荡频率恒定的温度补偿处理。该数字信号处理电路50可以通过门阵列等ASIC电路来实现，也可以通过处理器和在处理器上工作的程序来实现。
振荡信号生成电路140生成振荡信号SSC。例如，振荡信号生成电路140使用来自数字信号处理电路50的频率控制数据DDS和振子XTAL，生成根据频率控制数据DDS而设定的振荡频率的振荡信号SSC。作为一例，振荡信号生成电路140使振子XTAL以根据频率控制数据DDS设定的振荡频率进行振荡，生成振荡信号SSC。
并且，振荡信号生成电路140也可以是通过直接数字合成方式生成振荡信号SSC的电路。例如，也可以将振子XTAL(固定振荡频率的振荡源)的振荡信号作为参考信号，以数字的方式生成根据频率控制数据DDS设定的振荡频率的振荡信号SSC。
振荡信号生成电路140可以包含D/A转换电路80和振荡电路150。但是，振荡信号生成电路140不限于这样的结构，可以实施省略其一部分结构要素或追加其他结构要素等各种变形。
D/A转换电路80进行来自数字信号处理电路50的频率控制数据DDS的D/A转换。输入到D/A转换电路80的频率控制数据DDS是由数字信号处理电路50进行温度补偿处理之后的频率控制数据(频率控制代码)。作为D/A转换电路80的D/A转换方式，例如可以采用电阻串型(电阻分割型)。但是，D/A转换方式不限于此，可以采用电阻梯型(R-2R梯型等)、电容阵列型或脉宽调制型等各种方式。此外，除了D/A转换器以外，D/A转换电路80还可以包含其控制电路、调制电路和滤波电路等。
振荡电路150使用D/A转换电路80的输出电压VQ和振子XTAL，生成振荡信号SSC。振荡电路150经由第1振子用端子、第2振子用端子(振子用焊盘)与振子XTAL连接。例如，振荡电路150通过使振子XTAL(压电振子、谐振器等)振荡而生成振荡信号SSC。具体而言，振荡电路150使振子XTAL按照将D/A转换电路80的输出电压VQ作为频率控制电压(振荡控制电压)的振荡频率进行振荡。例如，在振荡电路150是通过电压控制来控制振子XTAL的振荡的电路(VCO)的情况下，振荡电路150可以包含电容值与频率控制电压对应地发生变化的可变电容式电容器(变容二极管等)。
并且，如上所述，也可以通过直接数字合成方式来实现振荡电路150，该情况下，振子XTAL的振荡频率成为参考频率，成为与振荡信号SSC的振荡频率不同的频率。
缓存电路160进行由振荡信号生成电路140(振荡电路150)生成的振荡信号SSC的缓存，输出缓存之后的信号SQ。即，进行用于使得能够充分驱动外部负载的缓存。信号SQ例如是限幅正弦波信号。但是，信号SQ也可以是矩形波信号。或者，缓存电路160也可以是能够输出限幅正弦波信号和矩形波信号双方来作为信号SQ的电路。
接口(接口部)170是用于对电路装置进行数字访问的接口，例如能够通过SPI(Serial Peripheral Interface：串行外围接口)、I2C(Inter-Integrated Circuit：内置集成电路)等各种方式而实现。
存储部180存储在电路装置中使用的各种信息，其功能通过闪存等存储器(非易失性存储器)而实现。但是，存储部180也可以包含SRAM(Static Random Access Memory：静态随机存取存储器)、DRAM(Dynamic Random Access Memory：动态随机存取存储器)或ROM(Read Only Memory：只读存储器)，通过HDD(Hard Disk Drive：硬盘驱动器)等存储装置来实现存储部180也无妨。存储部180存储后述的电路常数设定信息和频率校正表(系数数据)等。
并且，在图7中，为了使附图明了而省略了一部分连接关系，但接口170和存储部180可以与电路装置的各块连接。
图8是示出振子XTAL(AT振子等)的基于温度的振荡频率的频率偏差的一例的图。数字信号处理电路50进行温度补偿处理，该温度补偿处理用于使具有图8的温度特性的振子XTAL的振荡频率不依赖于温度而恒定。
具体而言，数字信号处理电路50执行使得A/D转换电路20的输出数据(温度检测数据DTD)和D/A转换电路80的输入数据(频率控制数据)成为图9所示的对应关系的温度补偿处理。能够使用图17～图19并通过后述的方法(制造工序、检查工序)来取得图9的对应关系(频率校正表)。
并且，将用于实现图9的对应关系的温度补偿用的近似函数的系数数据预先存储于电路装置的存储部180(非易失性存储器)。并且，数字信号处理电路50根据从存储部180读出的系数数据、和来自A/D转换电路20的温度检测数据DTD来进行运算处理，由此，实现用于使振子XTAL的振荡频率与温度无关地成为恒定的温度补偿处理。
并且，温度传感器10的温度检测电压VTD例如具有负的温度特性。因此，能够利用图9的温度补偿特性抵消图8的振子XTAL的振荡频率的温度依赖性来进行补偿。
3.A/D转换电路
接下来，对A/D转换电路20的详细内容进行说明。具体而言，对A/D转换电路20的结构例进行说明后，对正常工作模式、高速模式的各个模式的方法进行说明。而且，也对模式切换的具体例进行说明。
3.1结构例
A/D转换电路20的结构例如图6所示。如图6所示，A/D转换电路20包含处理电路23、寄存部24、D/A转换器26(DACE、DACF)、比较电路27以及温度变化检测电路29。此外，还可以包含温度传感器用放大器28。处理电路23、寄存部24、温度变化检测电路29作为逻辑部22而设置，D/A转换器26、比较电路27、温度传感器用放大器28作为模拟部25而设置。
寄存部24存储A/D转换的中途结果数据和最终结果数据等结果数据。该寄存部24例如相当于逐次比较方式中的逐次比较结果寄存器。D/A转换器DACE、DACF对寄存部24的结果数据进行D/A转换。作为上述DACE、DACF，可以采用广泛公知的各种D/A转换器。比较电路27进行D/A转换器26的输出电压(D/A转换电压VDAC)与温度检测电压VTD(由温度传感器用放大器28放大之后的电压，广义上说是输入电压)之间的比较。比较电路27例如可以通过斩波型比较器等来实现。
处理电路23根据比较电路27的比较结果来进行判定处理，并进行寄存部24的结果数据的更新处理。然后，将通过该更新处理求出的最终的温度检测数据DTD作为温度检测电压VTD的A/D转换结果从A/D转换电路20输出。利用这样的结构，能够实现正常工作模式、高速模式或一般的逐次比较方式等的A/D转换。
此外，D/A转换器26进行处理电路23中的更新处理之后的结果数据的D/A转换。由此，在接下来的比较处理中，可以将更新处理之后的结果数据用作与温度检测电压VTD进行比较的比较对象。
图10示出比较电路27的结构例。比较电路27包含：第1开关S1，其被输入作为由D/A转换器26对寄存部24的结果数据进行D/A转换而得到的结果的D/A转换电压；第2开关S2，其被输入温度检测电压VTD；电容器C，其一端(这里设为输入端子Nin)与S1和S2连接；晶体管Tr，其栅极端子与电容器C的另一端连接；第3开关S3，其设置在晶体管Tr的栅极端子与漏极端子之间；以及电流源IS，其设置在晶体管Tr的漏极端子与高电位侧电源端子之间。晶体管Tr的源极端子与低电位侧电源端子(接地)连接。此外，输出端子Nout与晶体管Tr的漏极端子连接，从Nout输出了输出电压Vout。
比较电路27具有采样模式和比较器模式这两个模式。在采样模式下，进行温度检测电压VTD的采样，在比较器模式下，进行温度检测电压VTD与D/A转换电压VDAC之间的比较。在图7的例子中，在采样模式下，开关S1被设定成断开，S2和S3被设定成接通。此外，在比较器模式下，S1被设定成接通，S2和S3被设定成断开。
这里，在温度检测电压VTD比D/A转换电压VDAC大的情况下进行上升判定，在温度检测电压VTD比D/A转换电压VDAC小的情况下进行下降判定。
在处理电路23中，只要根据上升或者下降的判定结果来确定作为输出的温度检测数据DTD的值即可。关于在D/A转换电压VDAC的生成中使用的具体的数字值以及温度检测数据DTD的具体的确定方法，将在后面对正常工作模式、高速模式的各个模式进行叙述。
此外，OR电路输出模式的切换信号。具体而言，OR电路输出来自接口170的切换信号(ACCESS_HS)、来自在启动时进行动作的电路(狭义而言是上电复位电路)的信号(VSTART_HS)以及来自温度变化检测电路29的信号(DTEMP_HS)的逻辑和。ACCESS_HS是根据数字访问而成为有效(H电平)的信号。VSTART_HS是在启动时成为H电平的信号。DTEMP_HS是在检测到规定以上的温度变化的情况下成为H电平的信号。具体而言，ACCESS_HS、VSTART_HS以及DTEMP_HS分别是指示向高速模式的切换的信号，在至少1个有效的情况下，OR电路的输出也变得有效，A/D转换电路20转移到高速模式。
3.2正常工作模式
图11是对正常工作模式下的处理进行说明的流程图。并且，这里，首先以k＝1的情况为例进行说明。当正常工作模式开始时，首先，由D/A转换器26对上次的温度检测数据DTD的代码进行D/A转换而使其成为D/A转换电压VDAC(S101)。而且，利用采样模式、比较器模式进行与温度检测电压VTD之间的比较处理，取得是上升判定还是下降判定的结果。
接下来，对寄存部24的值即上次的温度检测数据DTD的值本身加上1LSB，并由D/A转换器26对相加后的数据进行D/A转换而使其成为D/A转换电压VDAC(S102)。而且，利用采样模式、比较器模式进行与温度检测电压VTD之间的比较处理，取得是上升判定还是下降判定的结果。
比较电路27通过S101、S102输出第1比较结果和第2比较结果，所述第1比较结果是比较由D/A转换器26对上次的输出时刻的温度检测数据DTD(上次的最终结果数据)进行转换而得到的D/A转换电压VDAC和温度检测电压VTD的比较结果，所述第2比较结果是比较由D/A转换器26对上次的最终结果数据加上1LSB得到的第2数据进行转换而得到的D/A转换电压VDAC和温度检测电压VTD的比较结果。
处理电路23根据这两个比较处理的结果，行确定本次的温度检测数据DTD的判定处理(S103)。首先，在通过基于第1比较结果的判定处理判定为温度检测电压VTD大于D/A转换电压VDAC的情况下，即，是上升判定且基于第2比较结果的判定处理的结果也是上升判定的情况下，将本次的所述最终结果数据确定为第2数据、对上次的温度检测数据DTD加上1LSB得到的值(步骤S104)。
此外，在通过基于第1比较结果的判定处理判定为温度检测电压VTD小于D/A转换电压VDAC的情况下，即，是下降判定且基于第2比较结果的判定处理的结果也是下降判定的情况下，将本次的最终结果数据确定为上次的最终结果数据减去1LSB得到的数据(步骤S105)。
两个比较处理都为上升(下降)判定的情况，与当前的温度和上次的输出时刻的温度相比足够大(小)的状态对应。因此，可以使本次的温度检测数据DTD大于(小于)上次的温度检测数据DTD，这里，设变化幅度为1LSB以下，因此，输出加上(减去)1LSB得到的值即可。
此外，基于第1比较结果的判定处理的结果是上升判定、且基于第2比较结果的判定处理的结果是下降判定的情况与温度的变化不大的状态对应。因此，本次的温度检测数据DTD只要维持上次的温度检测数据DTD的值即可(步骤S106)。
此外，基于第1比较结果的判定处理的结果是下降判定、且基于第2比较结果的判定处理的结果是上升判定的情况是正常不可能产生的状态。在该状态下，有可能无法恰当地进行第1比较处理、第2比较处理中的至少一方，因此，由于这样的不恰当的判定而使输出的温度检测数据DTD的值变动是不可取的。由此，在本实施方式中，在第1比较结果是下降判定且第2比较结果是上升判定的情况下，本次的温度检测数据DTD维持上次的温度检测数据DTD的值(步骤S106)。
这里，设k＝1，因此，比较处理为两次，但是在k为2以上的情况下，也可简化处理，这一点是相同的。即，对于超过±k×LSB的MSB侧的比特，可以直接挪用已求出的上次的温度检测数据DTD的值，因此，具有可省略用于确定该比特的比较处理的效果。
在步骤S104～S106中的任意一个步骤的处理后，对是否结束正常工作模式，例如是否输入了无效信号进行判定(步骤S107)，在S107中为“是”的情况下，结束正常工作模式，在为“否”的情况下，返回步骤S101，继续处理。
3.3高速模式
MSB侧的比特与较大的值对应，因此，根据该比特为0还是1，值(在进行了D/A转换的情况下是作为模拟信号的电压值)大幅度地发生变化。因此，比较电路27中的比较处理的误判定的可能性比LSB侧低。但是，虽说如此，还是有误判定的可能性，而且，在本实施方式中，由于MSB侧的判定期间较短，因此误判定的可能性也增大。而且，MSB侧对值非常有帮助，因此，发生误判定时的影响非常大。
在本实施方式中，考虑到这一点，根据LSB侧的判定结果对MSB侧的判定结果进行修正。LSB侧的判定期间相对较长，因此，也能够提高判定精度。即，利用判定精度较高的LSB侧的结果来修正判定精度相对较低的MSB侧的结果，由此，能够提高温度检测数据DTD的精度。由此，以下对该修正方法进行说明。
并且，高速模式是以逐次比较型为标准的方法，从MSB侧1比特1比特地确定温度检测数据DTD的值也无妨。但是，如后所述，在要通过从低位比特起的进位或退位来实现基于LSB侧的结果的、MSB侧的结果修正的情况下，在每1比特的处理中必须对全部比特考虑进位、退位的可能性，从而比较处理的次数增加。例如在以15比特进行A/D转换的情况下，在除了最高位比特以外的14比特的处理中，每次都必须对有无进位退位进行判定。该情况下，即使缩短每次比较处理的时间，高速化的效果也有可能减弱。
由此，为了在进行从低位比特起的进位或退位的同时高效地进行高速化，减少对进位(退位)的发生进行判定的次数即可。例如，在以2比特为1个单位进行了处理的情况下，如后所述，15比特被划分为8个比特范围，在最高位2比特以外的7个比特范围内进行进位退位的判定即可。
由此，以下以如下情况为例进行说明：将A/D转换结果数据按照给定的比特宽度划分为多个比特范围，在划分出的各个比特范围内从MSB侧向LSB侧确定比特值。尤其在后述的例子中，给定的比特宽度是2比特。当然也可以将这里给定的比特宽度设为3比特以上，还可以如上所述以1比特为单位进行处理。此外，在图12和图13中，由最低位比特以1比特为单位可知，无需将全部比特范围设定为相同的比特宽度，例如可以在MSB侧和LSB侧设定不同的比特宽度。
3.3.1MSB侧与LSB侧的判定期间的差
图12、图13示出高速模式下的判定期间的设定例。图12的横轴表示时间。图12的上段表示模式，这里，即使在高速模式中，也设定有判定期间的长度不同的3个模式(模式1～模式3)。图12的下段表示15比特的A/D转换结果数据中的哪个比特成为判定对象。D[x：y]这样的表述表示A/D转换结果数据中的、从最低位比特(LSB)起数的第y比特至第x比特的具有x-y+1比特的宽度的数据。由于最低位比特为D[0]，因此，例如如果是D[14：13]，则表示最靠MSB侧的2比特。
根据图12可知，在D[14：13]～D[6：5]的5个分区中，设定成判定期间最短的(最高速的)模式1。并且，在图12中，在D[14：13]与除其以外的分区中，判定期间的长度不同，而这基于在最高位的比特中可以不考虑进位退位的观点，一次比较处理所需的时间不存在差异。
并且，在D[4：3]中，设定成判定期间比模式1长的模式2，在D[2：1]中，设定成判定期间更长的模式3。此外，对于最低位的比特D[0]，设定比模式3更长的判定期间。详细内容将在后面叙述，例如也可以通过与正常工作模式相同的处理来实现D[0]的判定。
图13是具体的判定期间的设定例。在图13的例子中，在最高速的模式1下，对于采样模式和比较器模式，都换算成A/D转换中使用的时钟来设定了2个时钟的期间。可以设定各种时钟，例如为128kHz。
对于D[14：13]，如使用图14的步骤S201、步骤S203(或步骤S204)后述的那样，为了确定该2比特的数据，进行两次比较处理即可。即，D[14：13]对于第一次采样模式、第一次比较器模式、第二次采样模式、第二次比较器模式分别需要2个时钟的期间，因此，合计设定8个时钟的期间作为判定期间。如果时钟为128kHz，则D[14：13]的判定期间为62.5μsec。
对于D[12：11]～D[6：5]这4个分区，如使用图14的步骤S206、步骤S208和步骤S209(或步骤S210和步骤S211)后述的那样，确定该2比特的数据和确定有无进位退位需要三次比较处理。由此，分别各执行三次采样模式和比较器模式，各个期间为2个时钟，因此，合计设定12个时钟的期间作为判定期间。如果时钟为128kHz，则D[12：11]～D[6：5]的各个分区的判定期间为93.75μsec。
在D[4：3]中，为了与MSB侧相比进一步提高判定精度，设定较长的判定期间。此时，延长比较器模式的期间比延长采样模式的期间对精度的帮助更大。这是因为对于比较器模式而言，到信号稳定为止需要更多的时间。由此，在图13的例子中，在模式2下，对采样模式分配2个时钟的期间，对比较器模式分配6个时钟的期间。在D[4：3]中，要进行的比较处理也是三次，因此，设定(2+6)×3的合计24个时钟的期间作为判定期间。如果时钟为128kHz，则D[4：3]的判定期间为187.5μsec。
在D[2：1]中，设定更长的判定期间。在图13的例子中，在模式3下，对比较器模式分配12个时钟的期间。此外，采样模式越长，精度越高，因此，这里将采样模式的期间也扩大到4个时钟。在D[2：1]中，要进行的比较处理也是三次，因此，设定(4+12)×3的合计48个时钟的期间作为判定期间。如果时钟为128kHz，则D[2：1]的判定期间为375μsec。
在D[0]中，设定更长的判定期间。在图13的例子中，对比较器模式分配24个时钟的期间，对采样模式分配8个时钟的期间。并且，也可以如后所述在D[0]中进行与正常工作模式相同的处理。该情况下，比较处理为两次，因此，设定(8+24)×2的合计64个时钟的期间作为判定期间。如果时钟为128kHz，则D[0]的判定期间为500μsec。
并且，在正常工作模式的说明中没有提到具体的判定期间，作为一例，与D[0]相同，对比较器模式分配24个时钟的期间，对采样模式分配8个时钟的期间即可。当然无需使D[0]的处理内容和判定期间与正常工作模式相同，可以实施各种变形。
此外，如使用图14的流程图后述的那样，考虑到高速模式本身是确定至D[14：1]的模式，在高速模式内，也可以不确定D[0]。该情况下，将由在高速模式下确定的D[14：1]和保持着初始状态(在后述的例子中为0)的D[0]构成的15比特的数据作为初始值，转移到正常工作模式。最低位的比特及其附近的比特与实际温度之间有可能产生误差，但该误差足够小，即使在正常工作模式下使值每次接近k×LSB的处理中也不会产生较大的问题。
观察图13的转换时间的累计可知，例如能够在1.5msec内执行15比特精度的A/D转换，能够满足上述的2msec以内的要求。
并且，图12、图13是高速模式下的判定期间的设定的一例，可以实施各种变形。例如，可以将对采样模式和比较器模式分配的时钟数设定成与图13不同的值，也可以省略第二次和第三次的采样模式本身。或者，如果在基于LSB侧的判定结果修正MSB侧的判定结果时，不考虑例如进位或退位，则能够使D[12：11]～D[2：1]的各个区间的比较处理的次数减少，因此，能够进一步实现高速化。此外，这里示出在高速模式的模式1～3和正常模式的4个阶段变更判定期间的设定例，但是，只要至少MSB侧与LSB侧的判定期间不同即可，因此，可以使判定期间的长度按照两个阶段或三个阶段发生变化，也可以使判定期间的长度按照5个阶段以上发生变化。
3.3.2基于LSB侧的判定结果修正MSB侧的判定结果
图14是对高速模式下的具体处理流程进行说明的流程图。高速模式大致可以分成对D[14：13]进行判定的部分(步骤S201～S205)以及对D[12：1]进行判定的部分(步骤S206～S213)。两者的差异为有无朝向MSB侧的进位退位。以下，详细地进行说明。
在开始高速模式时，设定中间值作为A/D转换结果数据。例如为“100000000000000”这样的数据。首先，在D[14：13]的判定中，对针对该2比特设置“10”而得的数据进行D/A转换而生成D/A转换电压VDAC，并进行与温度检测电压VTD之间的比较处理(步骤S201)，在处理电路23中进行基于其结果的判定处理(步骤S202)。并且，对于不作为判定对象的其他13比特，预先设置已判定完的值或初始值即可。在D[14：13]的情况下，D[12：0]为未判定且初始值全部为0，因此，在D[14：13]中设置了“10”时的数据为“100000000000000”。
在步骤S202中VTD＞VDAC即为上升判定的情况下，对在D[14：13]中设置了“11”的数据进行D/A转换而生成D/A转换电压VDAC，并进行与温度检测电压VTD之间的比较处理(步骤S203)。另一方面，在步骤S202中VTD＜VDAC即为下降判定的情况下，对在D[14：13]中设置了“01”的数据进行D/A转换而生成D/A转换电压VDAC，并进行与温度检测电压VTD之间的比较处理(步骤S204)。
然后，处理电路23对步骤S203或S204的结果进行判定(步骤S205)。图15是示出具体判定内容的图。在“10”是上升判定且“11”也是上升判定的情况下(转移至步骤S203，在步骤S203也是上升判定的情况下)，设D[14：13]＝“11”。在“10”是上升判定且“11”是下降判定的情况下(转移至步骤S203，在步骤S203是下降判定的情况下)，设D[14：13]＝“10”。在“10”是下降判定且“01”是上升判定的情况下(转移至步骤S204，在步骤S204是上升判定的情况下)，设D[14：13]＝“01”。在“10”是下降判定且“01”也是下降判定的情况下(转移至步骤S204，在步骤S204也是下降判定的情况下)，设D[14：13]＝“00”。以上的处理与一般的比较处理相同，尤其是可以不考虑进位退位。
接下来，转移至2比特LSB侧的判定处理。首先，对于D[12：11]的2比特，对设置了“10”的数据进行D/A转换而生成D/A转换电压VDAC，并进行与温度检测电压VTD之间的比较处理(步骤S206)，在处理电路23中进行基于其结果的判定处理(步骤S207)。该情况下，在D[14：13]中设置在步骤S205中确定的值，在D[10：0]中设置初始值(这里为“0”)。例如，在确定为D[14：13]＝“11”的情况下，在步骤S206中设置的数据为“111000000000000”。
在步骤S207中为上升判定的情况下，对在D[12：11]中设置了“11”的数据进行D/A转换而生成D/A转换电压VDAC，并进行与温度检测电压VTD之间的比较处理(步骤S208)。但是，在设置了“11”的情况下，即使VTD＞VDAC，在步骤S205中，仅通过如上所述将D[12：11]判定为“11”，无法进一步对MSB侧的比特(这里为D[14：13])进行修正。由此，为了考虑进位，与在D[12：11]中设置“11”相比，需要设置更大的值。
具体而言，对设置了产生进位的状态的数据后的数据进行D/A转换而生成D/A转换电压VDAC，并进行与温度检测电压VTD之间的比较处理(步骤S209)。在该例子中，可以设D[12：11]＝“00”并使D[13]的值增大1。例如，在判定为D[14：13]＝“01”的情况下，设置D[14：11]＝“1000”。即，在步骤S208中，设置D[14：11]＝“0111”，在步骤S209中，设置比其更大的“1000”。
此外，在步骤S207中为下降判定的情况下，对在D[12：11]中设置了“01”的数据进行D/A转换而生成D/A转换电压VDAC，并进行与温度检测电压VTD之间的比较处理(步骤S210)。但是，在设置了“01”的情况下，即使VTD<VDAC，在步骤S205中，仅通过如上所述将D[12：11]判定为“00”，无法进一步对MSB侧的比特进行修正(具体而言是减小的修正)。由此，为了考虑退位，与在D[12：11]中设置“01”相比，需要设置更小的值。具体而言，对在D[12：11]中设置了“00”的数据进行D/A转换而生成D/A转换电压VDAC，并进行与温度检测电压VTD之间的比较处理(步骤S211)。
然后，处理电路23进行基于步骤S208、S209的比较结果或步骤S210、S211的比较结果的判定。图16是示出具体判定内容的图。首先，对在207中为上升判定的情况进行说明。该情况下，进行步骤S208、S209的比较处理，关于各个比较处理，可能存在上升判定、下降判定，因此，合计可能存在4种模式。
可知在步骤S208、S209双方为上升判定的情况下，温度检测电压VTD大到需要进位的程度。由此，将作为判定对象的2比特的值确定为“00”，对其MSB侧的1个比特加上1。此外，可知在步骤S208、S209双方为下降判定的情况下，温度检测电压VTD位于设置了“10”的情况与设置了“11”的情况之间，因此，将作为判定对象的2比特确定为“10”。
此外，可知在步骤S208中为上升判定、在步骤S209中为下降判定的情况下，温度检测电压VTD位于设置了“11”的情况与产生进位的情况之间，因此，将作为判定对象的2比特确定为“11”。
此外，可知在步骤S208中为下降判定且在步骤S209中为上升判定的情况下，为正常不可能产生的错误状态。可以考虑各种错误状态时的处理，这里，设定“11”这样的值。
接下来，对在207中为下降判定的情况进行说明。该情况下，进行步骤S210、S211的比较处理，关于各个比较处理，可能存在上升判定、下降判定，因此，合计可能存在4种模式。
可知在步骤S210、S211双方为上升判定的情况下，温度检测电压VTD位于设置了“01”的情况与设置了“10”的情况之间，因此，将作为判定对象的2比特确定为“01”。可知在步骤S210、S211双方为下降判定的情况下，温度检测电压VTD小到需要退位的程度。由此，将作为判定对象的2比特的值确定为“11”，从其MSB侧的1个比特中减去1。例如，在D[14：13]＝“10”且被判定为在D[12：11]中需要退位的情况下，可以确定为D[14：11]＝“0111”。
此外，可知在步骤S210中为下降判定且在步骤S211中为上升判定的情况下，温度检测电压VTD位于设置了“00”的情况与设置了“01”的情况之间，因此，将作为判定对象的2比特确定为“00”。
此外，可知在步骤S210中为上升判定且在步骤S211中为下降判定的情况下，为正常不可能产生的错误状态。可以考虑各种错误状态时的处理，这里，设定“00”这样的值。
3.4 A/D转换电路的工作模式的转变例
正常工作模式与高速模式分别存在优点、缺点，因此，重要的是根据状况来恰当切换模式。以下，对具体的模式切换的例子进行说明。
图17是对在制造时进行的处理进行说明的流程图。并且，图17(以及图18、图19)的各步骤是通过在制造时使用的设备(与电路装置不同的外部设备)的处理部(处理器)等来执行的。但是，通过电路装置(狭义而言是数字信号处理电路50)来进行一部分处理也无妨。
在制造时，首先进行基准温度下的调整(步骤S301)。这里的基准温度例如是常温，具体而言是25℃等温度。但是，将其他温度作为基准温度也无妨。
图18是对基准温度下的调整(步骤S301)的详细内容进行说明的流程图。在基准温度下，进行基准电流的调整(步骤S401～S403)、基准电压的调整(步骤S404～S406)以及振荡频率的调整(步骤S407～S409)。
这里的基准电压是指供给到电路装置的各部分的电压，该基准电压在A/D转换电路20中用于确定A/D转换的满量程电压。基准电压例如是由基准电压生成电路生成的电压，基准电压生成电路可以是利用了功函数差的电路。此外，基准电流例如是在基准电压生成电路中用于生成基准电压的电流，但也可以在电路装置的其他部分中被利用。这样，由于基准电压以及基准电流用于确定电路装置的特性，因此，需要调整为充分接近给定的既定值。
此外，在TCXO中，需要补偿振子的温度特性，使振荡频率在宽广的温度范围内稳定。当然，在基准温度下，也必须能够输出期望的振荡频率(例如26MHz)的信号。
在上述例子的情况下，通过调整基准电流而使基准电压的值变动。由此，在图18的例子中，首先进行基准电流的调整。具体而言，在外部设备中测量基准电流的值(步骤S401)，判定电流值是否恰当，具体而言，判定是否充分接近期望的值(步骤S402)。并且，电路装置具有输出基准电流的节点(端子)，构成为能够测量来自外部设备的基准电流。
当在步骤S402中为“否”的情况下，进行使得基准电流成为期望的值的调整。具体而言，在电路装置的存储部180(存储器)的规定区域存储有用于调整基准电流的参数(基准电流调整信息)。由此，外部设备经由端子T3以及接口170进行数字访问，改写基准电流调整信息(步骤S403)。
在步骤S403的处理后，再次返回步骤S401，进行基准电流的测量以及是否恰当的判定。而且，在基准电流成为期望的值之后(在步骤S402中为“是”)，转移到步骤S404并开始基准电压的调整。
基准电压的调整也与基准电流同样。即，外部设备测量基准电压的值(步骤S404)，判定电压值是否恰当(步骤S405)，在不恰当(在步骤S405中为“否”)的情况下，改写电路装置的存储部180(存储器)的基准电压调整信息(步骤S406)，并返回步骤S404。此外，在判定为电压值恰当的情况下(在步骤S405中为“是”)，转移到步骤S407并开始基准温度下的振荡频率调整。
通过以上的处理对基准电流以及基准电压进行调整。这里，基准电流以及基准电压被用于A/D转换，因此，通过步骤S403或者S406的数字访问，温度检测电压VTD与温度检测数据DTD之间可能产生偏离。在步骤S401～S406的范围内，未将温度检测数据DTD(A/D转换结果、AD值)用于处理，因此，即使产生偏离，也不会成为问题。但是，当在后续的处理中进行基于温度检测数据DTD的处理的情况下，由于温度检测数据DTD的偏差而可能无法进行恰当的处理。
在图18的例子中，当在步骤S405中为“是”的情况下，为了调整振荡频率而测量从电路装置输出的信号的频率(步骤S407)。这里的振荡频率基于作为数字信号处理电路50的输出的频率控制数据DDS，频率控制数据DDS是根据来自A/D转换电路20的温度检测数据DTD而确定的。即，到步骤S407中的频率测量为止，需要使温度检测数据DTD的值收敛于与温度检测电压VTD对应的值(消除偏离)。如图5的A1所示，在电路装置以正常工作模式进行动作的情况下，到开始步骤S407为止的测量等待时间变长。
特别地，在图18的例子中，基准电流和基准电压的调整能够一定程度地高速地进行。因此，由于步骤S403或者S406的数字访问而产生的温度检测电压VTD与温度检测数据DTD之间的偏离未被消除，就开始步骤S407的情况也较多。
由此，在本实施方式中，将步骤S403和S406所示的数字访问用作切换到第2模式(高速模式)的触发。即，将完成了数字访问作为给定的条件的一例。具体而言，如图7所示，电路装置包含接口170以及经由接口170写入电路装置的电路常数设定信息的存储部180，A/D转换电路20在经由接口170写入了电路常数设定信息的情况下，切换到高速模式。这里，电路常数设定信息可以是上述基准电压调整信息以及基准电流调整信息中的至少一方。
此时，A/D转换电路20可以根据来自接口170的切换信号，切换到高速模式。即，可以将输入切换信号作为给定的条件。具体而言，接口170包含逻辑电路，该逻辑电路构成为在进行了写入电路常数设定信息的数字访问的情况下(狭义而言是在数字访问结束的情况下)，将切换信号输出到A/D转换电路20。这里的切换信号是指图6的ACCESS_HS。但是，从数字信号处理电路50等输出切换信号也无妨。
这样，在进行了写入电路常数设定信息的数字访问的情况下，A/D转换电路20切换到高速模式。电路常数设定信息是确定电路的工作特性的参数，因此通过改写，温度检测数据DTD的理想值(与温度检测电压VTD对应的值)可能大幅变动。关于这一点，通过切换到高速模式，能够使温度检测数据DTD高速地变化(追随理想值)。
图20是对向高速模式切换时的A/D转换电路20的动作进行说明的图。图20的横轴表示时间。首先A/D转换电路20以正常工作模式进行动作。然后，在步骤S403和S406中进行数字访问行。如图20所示，数字访问例如是收发包含命令代码、数据、地址的数据列(比特列)的处理。命令代码在这里是指针对存储部180(存储器)的写入命令，但也可以是从存储部180进行读出的命令或者指示电路装置的给定的块(例如测试用电路)的开关等的命令。地址是表示作为存储部180的访问对象的区域的地址，数据是指写入到该地址的数据。
通过结束数字访问，从而输出切换信号(ACCESS_HS)，开始高速模式。通过执行高速模式，温度检测电压VTD与温度检测数据DTD之间的偏离被消除，因此，A/D转换电路20返回正常工作模式。然后，只要等待振荡频率稳定所需的较短时间，就能够开始频率的测量。
返回图18的说明。外部设备测量振荡频率(步骤S407)，判定频率是否恰当(步骤S408)，在不恰当(在步骤S408中为“否”)的情况下，改写电路装置的存储部180(存储器)的振荡频率调整信息(步骤S409)，返回步骤S407。
这里，考虑有多种振荡频率调整信息的具体例，例如可以是对在电路装置中使用的给定的基准电压值进行调整的信息。上述电路常数设定信息可以包含振荡频率调整信息。即，当在步骤S409中，进行了改写振荡频率调整信息的数字访问的情况下，A/D转换电路20切换到高速模式。这样，能够缩短从步骤S409返回S407时的测量中的测量等待时间。在判定为频率恰当的情况下(步骤S408中的“是”)，外部装置结束基准温度下的调整(图17的步骤S302、S303)。
接下来，在外部设备中计算并存储频率校正表(系数数据)，使得即使在成为了与基准温度不同的温度的情况下，也能够进行恰当的温度校正处理而输出期望的振荡频率的信号。
考虑有多种系数数据的计算方法。例如，求出给定的温度下的AD值(温度检测数据DTD)，并且求出用于在该温度下输出期望的振荡频率的信号的DAC输入数据(频率控制数据DDS)。这样，求出1组用于输出期望的振荡频率的信号的、温度检测数据DTD与频率控制数据DDS的值的组。换言之，在图9的坐标上，能够绘制1个基于实测值的点。在外部设备中，在改变温度的同时绘制多个点，并根据这些点来生成图9所示的温度补偿表即可。例如，在通过n(n是正整数，例如n＝5)次函数对温度补偿表进行近似的情况下，系数为0次～n次的n+1个。由此，通过针对不同的n+1个温度求出温度检测数据DTD与频率控制数据DDS的值的组，能够计算用于对恰当的温度补偿表进行近似的系数数据。
图19是对图17的步骤S302的处理进行说明的流程图。当该处理开始时，首先将电路装置的环境温度设定为规定值(步骤S501)。这例如可以通过恒温槽的温度设定来进行，也可以通过上述外部设备来进行，还可以通过恒温槽的控制装置来进行。
通过步骤S501的设定，温度相比于自然环境下而急剧变化，因此，在正常工作模式下，温度检测数据DTD的变动无法追随温度(温度检测电压VTD)的变动，在温度检测数据DTD的测量中产生了等待时间。由此，在本实施方式中，在步骤S501中进行设定后，将A/D转换电路20切换到高速模式。例如，可以通过数字访问将包含切换到高速模式的命令代码的数据从外部设备发送到电路装置(步骤S502)。
换言之，A/D转换电路20可以在经由接口170输入了向高速模式的切换命令的情况下，切换到高速模式。即，可以将输入了切换命令作为给定的条件。例如，接口170包含逻辑电路，该逻辑电路构成为在进行了包含切换命令的数字访问的情况下，将切换信号输出到A/D转换电路20。在该情况下，在图20所示的数字访问中，仅发送命令代码即可，能够省略数据和地址。
这样，与图18的步骤S403等不同地，不需要针对存储部180的数据访问等。即，能够通过简单的控制将A/D转换电路20高速地切换到高速模式。而且，由于A/D转换电路20以高速模式进行动作，由此，能够高速追随步骤S501的结果所产生的温度变动，能够缩短温度检测数据DTD的测量(步骤S503)中的测量等待时间。
并且，由于在步骤S301中确定了基准电压等电路常数设定信息，因此，也认为能够根据该电路常数设定信息和温度来运算温度检测数据DTD(无需实测)。但是，在实际的电路装置中，也设想了由于个体差异等而导致温度检测数据DTD发生偏差，因此，通过像步骤S503那样对温度检测数据DTD进行实测，能够高精度地求出系数数据。
接下来，外部设备将电路装置设定为DAC值固定模式(步骤S504)。DAC值固定模式是能够将针对D/A转换电路80的输入固定为期望的值的模式，例如能够将存储于存储部180的规定区域的数据作为针对D/A转换电路80的输入值(DAC值)。即，在DAC值固定模式下，针对D/A转换电路80的输入能够设定为不依赖于温度检测数据DTD的值的任意的值。
然后，外部设备进行振荡频率的测量(步骤S505)，判定频率是否是期望的振荡频率(步骤S506)。当在步骤S506中为“否”的情况下，外部设备进行改写存储部180的DAC值的数字访问(步骤S507)。通过步骤S507的处理，针对D/A转换电路80的输入发生变化，发送频率也发生变化，因此，外部设备再次进行频率的测量以及判定(步骤S505、S506)。
当在步骤S506中为“是”的情况下，此时的DAC值是指在步骤S501所设定的温度下，针对实现期望的振荡频率的D/A转换电路80的输入值。由此，将该DAC值和在步骤S503中测量的温度检测数据DTD作为组而存储(步骤S508)。通过以上的处理，相对于图9的坐标的1个点的绘制结束。
由此，在外部设备中，判定规定数量(例如上述n+1)个温度下的测量是否结束(步骤S509)，在残留有未测量的温度的情况下，返回步骤S501，使用不同的温度继续进行测量。此外，在全部温度下的测量结束的情况下，步骤S302的处理结束。
通过图19(步骤S302)的处理，取得了温度检测数据DTD与实现期望的振荡频率的DAC值的成组的值。由此，外部设备根据取得的值计算系数数据，并存储于电路装置的存储部180(狭义而言是ROM)(步骤S303)。计算系数数据的处理例如进行求解联立方程式的处理(广义上说是求出最优解的处理)即可。
并且，以上，对以图18的步骤S403、S406、S409以及图19的步骤S502为触发的向高速模式的切换进行了说明。此时，可以时，当上述给定的条件成立时，A/D转换电路20切换到高速模式，在输出作为该高速模式下的A/D转换结果的温度检测数据DTD后，切换到正常工作模式。
这样，能够转变为高速模式后，迅速返回正常工作模式。即，能够抑制跳频的产生等。可以由A/D转换电路20的逻辑部22来判定输出了温度检测数据DTD，也可以由数字信号处理电路50来判定输出了温度检测数据DTD。此外，可以是，一旦将表示输出了温度检测数据DTD的信号回送到接口170，则从接口170向A/D转换电路20输出向正常工作模式切换的切换信号。此外，从高速模式向正常工作模式切换时的控制能够实施各种变形。
3.5工作模式转变的变形例
以下，对几个变形例进行说明。在图19中，在设定温度后，通过数字访问输出了切换到高速模式的切换命令(步骤S502)。与此相对，如图6所示，也可以是，A/D转换电路20包含温度变化检测电路29，在温度变化检测电路29检测到给定的温度变化的情况下，切换到高速模式。即，可以将检测到给定的温度变化作为给定的条件。具体而言，温度检测电路29在检测到给定的温度变化的情况下输出H电平(有效)的信号DTEMP_HS。
这里，温度变化检测电路29可以是对例如比较电路27中的上升判定的连续次数或者下降判定的连续次数进行计数的电路。如上所述，在自然环境下等温度变化较小的状况下，在几十帧内，1LSB的输出变化仅产生1次左右。在正常工作模式下的2次比较结果中，双方上升判定(或者双方下降判定)的情况较少，多数情况是一方为上升判定，另一方为下降判定。即，在温度变化检测电路29中，当相同判定结果持续了一定程度的次数的情况下，能够推断为发生了正常不会发生的急剧的温度变化。这里的次数能够进行各种设定，例如可以是20次～100次左右。
这样，与图19的S502的例子不同地，无需从外部输入明确的切换命令。具体而言，只要预先在正常工作模式的任意时刻打开温度变化检测电路29即可。并且，通过数字访问来控制温度变化检测电路29的开关也无妨。由此，当在保持正常工作模式的状态下温度检测数据DTD难以追随温度变化的情况下，能够在电路装置侧自动地切换到高速模式。
此外，在电路装置停止时或休眠时等、A/D转换电路20不进行动作的期间，不进行温度检测数据DTD的输出。因此，在启动时(从停止状态、休眠状态恢复时)，“上次的温度检测数据DTD”是不与温度对应的数据。由此，理想的是，A/D转换电路20在启动期间以高速模式进行动作。
A/D转换电路20在启动期间以高速模式进行动作，在输出作为高速模式下的A/D转换结果的温度检测数据DTD后，切换到正常工作模式。然后，在A/D转换电路20切换到正常工作模式后，当给定的条件成立的情况下，A/D转换电路20切换到高速模式。
这样，能够包含启动期间地，使A/D转换电路20以恰当的模式进行动作。即，能够实现：在启动后迅速地使输出信号的频率稳定；通过在稳定后使用正常工作模式来抑制频率漂移；以及在转移到正常工作模式后也根据需要而任意地转移到高速模式等。具体而言，可以是，在启动期间进行动作的上电复位电路等输出指示向高速模式的切换的信号VSTART_HS。
此外，上文对在切换到高速模式后，如果该高速模式下输出了温度检测数据DTD，则返回正常工作模式的方法进行了叙述。但是，本实施方式的方法不限于此。具体而言，可以是，在A/D转换电路20满足给定的条件而切换到高速模式的情况下，在输出温度检测数据DTD之后仍继续高速模式。
例如，在图17～图19所示的制造时，大多需要高速模式。此外，输出信号的频率偏差会妨碍测量，但由于在该时刻无需考虑GPS的锁定丢失等，因此，产生跳频的情况下的问题比较少。因此，A/D转换电路20可以继续高速模式。并且，这里，以制造时为例进行了说明，但即使在其他状况下，继续高速模式也无妨。例如，在跳频的可能性低、或者即使产生跳频也不成问题、或者即使容许些许跳频但也需要温度检测数据DTD的追随性等状况下，可以并非使高速模式1次结束，而是继续高速模式。并且，在该情况下，A/D转换电路20可以在使高速模式继续规定次数或者规定时间之后自动地切换到正常工作模式，也可以将接收切换信号作为触发而切换到正常工作模式。
4.振荡信号生成电路的变形例
图21示出本实施方式的变形例的电路装置的结构例。图21的电路装置包含：A/D转换电路20，其进行来自温度传感器10的温度检测电压VTD的A/D转换，输出温度检测数据DTD；数字信号处理电路50，其根据温度检测数据DTD进行振荡频率的温度补偿处理，输出振荡频率的频率控制数据DDS；以及振荡信号生成电路140。
并且，振荡信号生成电路140使用来自数字信号处理电路50的频率控制数据DDS和振子XTAL，生成根据频率控制数据DDS设定的振荡频率的振荡信号SSC。
即，在图21中，与图7不同，在振荡信号生成电路140中未设置D/A转换电路80。并且，根据来自数字信号处理电路50的频率控制数据DDS直接控制由振荡信号生成电路140生成的振荡信号SSC的振荡频率。即，不经由D/A转换部地控制振荡信号SSC的振荡频率。
例如，在图21中，振荡信号生成电路140具有可变电容电路142和振荡电路150。在该振荡信号生成电路140中未设置图7的D/A转换电路80。而且，该可变电容电路142的一端与振子XTAL的一端连接。
该可变电容电路142根据来自数字信号处理电路50的频率控制数据DDS来控制其电容值。例如，可变电容电路142具有：多个电容器(电容器阵列)；以及多个开关元件(开关阵列)，根据频率控制数据DDS来控制各开关元件的接通、断开。这多个开关元件的各开关元件与多个电容器的各电容器电连接。并且，通过使这多个开关元件接通或断开而使得多个电容器中的、一端与振子XTAL的一端连接的电容器的个数发生变化。由此，控制可变电容电路142的电容值，使得振子XTAL的一端的电容值发生变化。因此，能够利用频率控制数据DDS直接控制可变电容电路142的电容值，从而控制振荡信号SSC的振荡频率。
5.振荡器、电子设备、移动体等
图22示出包含本实施方式的电路装置500的振荡器400的结构例。如图22所示，振荡器400包含振子420和电路装置500。振子420和电路装置500被安装于振荡器400的封装410内。并且，振子420的端子与电路装置500(IC)的端子(焊盘)通过封装410的内部布线电连接。
图23示出包含本实施方式的电路装置500的电子设备的结构例。该电子设备包含本实施方式的电路装置500、石英振子等振子420、天线ANT、通信部510以及处理部520。此外，还可以包含操作部530、显示部540以及存储部550。由振子420和电路装置500构成振荡器400。并且，电子设备并不限于图23的结构，可以实施省略上述一部分结构要素或追加其他结构要素等各种变形。
作为图23的电子设备，例如可以设想下述的各种设备：内置有GPS的钟表、活体信息测量设备(脉搏计、测步计等)或头戴式显示装置等可穿戴设备；智能手机、便携电话、便携式游戏装置、笔记本电脑或平板电脑等便携信息终端(移动终端)或发布内容的内容提供终端；数字照相机或摄像机等视频设备；或者基站或路由器等网络相关设备等。
通信部510(无线电路)进行经由天线ANT从外部接收数据或向外部发送数据的处理。处理部520进行电子设备的控制处理、以及经由通信部510收发的数据的各种数字处理等。能够通过例如微型计算机等的处理器实现该处理部520的功能。
操作部530用于由用户进行输入操作，能够通过操作按钮或触摸面板显示器等来实现。显示部540用于显示各种信息，能够通过液晶或有机EL等显示器来实现。并且，在使用触摸面板显示器作为操作部530的情况下，该触摸面板显示器兼具操作部530和显示部540的功能。存储部550用于存储数据，其功能能够通过RAM、ROM等半导体存储器或HDD(硬盘驱动器)等来实现。
图24示出包含本实施方式的电路装置的移动体的例子。本实施方式的电路装置500(振荡器)例如可以装入汽车、飞机、摩托车、自行车或船舶等各种移动体中。移动体例如是具有发动机或马达等驱动机构、方向盘或舵等转向机构以及各种电子设备(车载设备)，且在地上、天空或海上移动的设备/装置。图24概要地示出作为移动体的具体例的汽车206。汽车206中装入有具有本实施方式的电路装置和振子的振荡器。控制装置208根据由该振荡器生成的时钟信号进行动作。控制装置208例如根据车体207的姿态来控制悬架的硬度，并且对各个车轮209的制动进行控制。例如也可以利用控制装置208来实现汽车206的自动运转。并且，装入本实施方式的电路装置及振荡器的设备并不限定于这样的控制装置208，还可以装入到设置于汽车206等移动体的各种设备(车载设备)。
此外，本实施方式的方法能够应用于进行来自温度传感器10的温度检测电压的A/D转换、并输出温度检测数据的电路装置的制造方法。电路装置包含A/D转换电路20、存储部180以及接口170。而且，在电路装置的制造方法中，进行用于确定电路常数设定信息的测量，在根据该测量的结果将电路常数设定信息经由接口170写入到存储部180时，使A/D转换电路20的动作从第1模式切换到第2模式，在该第1模式下，进行基于第一A/D转换方式的A/D转换处理而求出温度检测数据DTD，在该第2模式下，进行基于与第一A/D转换方式不同的第二A/D转换方式的A/D转换处理而求出温度检测数据DTD。
用于确定电路常数设定信息的测量例如与图18的步骤S401、S404、S407对应。此外，A/D转换电路20向第2模式的切换与步骤S403、S406、S409对应。这样，能够实现可抑制制造所需的时间和成本的电路装置的制造方法。
并且，作为图19的步骤S502及其变形例，如上所述，可以使用发送了切换命令的或检测到温度变化等，作为A/D转换电路20向第2模式切换的触发。即，本实施方式的制造方法能够扩展到：在进行用于确定电路常数设定信息的测量时、从第1模式切换到第2模式的各种方法。
并且，如上所述，对本实施方式详细地进行了说明，但本领域技术人员能够容易地理解可进行不实质上脱离发明的新颖性和效果的许多变形。因此，这样的变形例全部包含在本发明的范围内。例如，可以将至少一次与更广义或同义的不同的术语一同记载于说明书或附图中的术语在说明书或附图的任何一个位置替换成该不同的术语。此外，本实施方式和变形例的全部组合也包含在本发明的范围内。并且，本实施方式和变形例的所有组合也包含于本发明的范围内。此外，电路装置、振荡器、电子设备、移动体的结构/动作以及A/D转换方法、D/A转换方法、频率控制数据的处理方法、振子的频率控制方法等也不限于本实施方式中的说明，可以实施各种变形。

Claims (14)

1.一种电路装置，其特征在于，该电路装置包含：
A/D转换电路，其进行来自温度传感器的温度检测电压的A/D转换，输出温度检测数据；以及
数字信号处理电路，其根据所述温度检测数据进行温度补偿处理，
所述A/D转换电路按照第1模式进行动作，在所述第1模式下，进行基于第一A/D转换方式的A/D转换处理，求出所述温度检测数据，
当给定的条件成立时，所述A/D转换电路切换到第2模式，在所述第2模式下，进行基于与所述第一A/D转换方式不同的第二A/D转换方式的A/D转换处理，求出所述温度检测数据，
所述A/D转换电路包含温度变化检测电路，
在由所述温度变化检测电路检测到给定的温度变化的情况下，所述A/D转换电路切换到所述第2模式，
所述第一A/D转换方式是如下处理：在设A/D转换中的数据的最小分辨率为LSB的情况下，以第1输出时刻的接下来的第2输出时刻的所述温度检测数据相对于所述第1输出时刻的所述温度检测数据的变化为k×LSB以下的方式，求出所述温度检测数据，
其中，k是满足k＜j的正整数，j是表示A/D转换的分辨率的正整数。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述A/D转换电路包含：
寄存部，其存储作为中途结果数据或者最终结果数据的结果数据；
D/A转换器，其对所述结果数据进行D/A转换而输出D/A转换电压；
比较电路，其进行来自所述温度传感器的所述温度检测电压、与来自所述D/A转换器的所述D/A转换电压之间的比较；以及
处理电路，其根据所述比较电路的比较结果进行判定处理，基于所述判定处理，进行所述结果数据的更新处理，
所述处理电路将作为所述更新处理的结果的所述最终结果数据作为所述温度检测数据而输出。
3.根据权利要求2所述的电路装置，其特征在于，
所述第二A/D转换方式是如下处理：在第1判定期间，进行所述结果数据的MSB侧的所述判定处理，在作为比所述第1判定期间长的期间的第2判定期间，进行所述结果数据的LSB侧的所述判定处理。
4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，该电路装置包含：
接口；
存储部，其经由所述接口写入所述电路装置的电路常数设定信息，
在经由所述接口进行了所述电路常数设定信息的写入的情况下，所述A/D转换电路切换到所述第2模式。
5.根据权利要求4所述的电路装置，其特征在于，
所述电路常数设定信息是基准电压调整信息、基准电流调整信息以及振荡频率调整信息中的至少1个。
6.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
该电路装置包含接口，
在经由所述接口输入了切换到所述第2模式的切换命令的情况下，所述A/D转换电路切换到所述第2模式。
7.根据权利要求4所述的电路装置，其特征在于，
所述A/D转换电路根据来自所述接口的切换信号，切换到所述第2模式。
8.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
所述A/D转换电路在所述给定的条件成立而切换到所述第2模式、并输出了作为该第2模式下的A/D转换结果的所述温度检测数据后，切换到所述第1模式。
9.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
所述A/D转换电路在启动期间按照所述第2模式进行动作，在输出了作为该第2模式下的A/D转换结果的所述温度检测数据后，切换到所述第1模式，
在切换到所述第1模式后，当所述给定的条件成立时，所述A/D转换电路切换到所述第2模式。
10.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
该电路装置包含振荡信号生成电路，
所述数字信号处理电路根据所述温度检测数据，进行所述振荡信号生成电路的振荡频率的温度补偿处理，输出所述振荡频率的频率控制数据，
所述振荡信号生成电路利用来自所述数字信号处理电路的所述频率控制数据和振子，生成根据所述频率控制数据而设定的所述振荡频率的振荡信号。
11.一种振荡器，其特征在于，该振荡器包含：
权利要求10所述的电路装置；以及
所述振子。
12.一种电子设备，其特征在于，该电子设备包含权利要求1～10中的任意一项所述的电路装置。
13.一种移动体，其特征在于，该移动体包含权利要求1～10中的任意一项所述的电路装置。
14.一种电路装置的制造方法，该电路装置包含A/D转换电路、存储部以及接口，进行来自温度传感器的温度检测电压的A/D转换，输出温度检测数据，该电路装置的制造方法的特征在于，
进行用于确定电路常数设定信息的测量，
在根据所述测量的结果而经由所述接口将所述电路常数设定信息写入到所述存储部时，将所述A/D转换电路的动作从第1模式切换到第2模式，在所述第1模式下，进行基于第一A/D转换方式的A/D转换处理，求出所述温度检测数据，在所述第2模式下，进行基于与所述第一A/D转换方式不同的第二A/D转换方式的A/D转换处理，求出所述温度检测数据，
所述A/D转换电路包含温度变化检测电路，
在由所述温度变化检测电路检测到给定的温度变化的情况下，所述A/D转换电路切换到所述第2模式，
所述第一A/D转换方式是如下处理：在设A/D转换中的数据的最小分辨率为LSB的情况下，以第1输出时刻的接下来的第2输出时刻的所述温度检测数据相对于所述第1输出时刻的所述温度检测数据的变化为k×LSB以下的方式，求出所述温度检测数据，
其中，k是满足k＜j的正整数，j是表示A/D转换的分辨率的正整数。
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