JP6756173B2 - 回路装置、発振器、電子機器及び移動体 - Google Patents

Description

本発明は、回路装置、発振器、電子機器及び移動体等に関する。

従来より、ＯＣＸＯ（oven controlled crystal oscillator）、ＴＣＸＯ（temperature compensated crystal oscillator）等の発振器が知られている。例えばＯＣＸＯは、基地局、ネットワークルーター、測定機器等における基準信号源として用いられている。

このようなＯＣＸＯ、ＴＣＸＯなどの発振器では、高い周波数安定度が望まれている。しかしながら、発振器の発振周波数にはエージングと呼ばれる経年変化があり、経過時間と共に発振周波数が変動してしまうという問題がある。例えば、ＧＰＳ信号などの基準信号が受信不能になり、いわゆるホールドオーバー状態になった場合における発振周波数の変動を抑える従来技術としては、特許文献１に開示される技術がある。この従来技術では、発振周波数の制御電圧の補正値と経過時間との対応関係情報（エージング特性データ）を記憶する記憶部と、経過時間計測部を設ける。そして、ホールドオーバーが検出された場合には、記憶部に記憶された補正値と経過時間との対応関係情報と、経過時間計測部により測定された経過時間とに基づいて、エージング補正を実行する。

特開２０１５−８２８１５号公報

発振周波数の変動成分には、経年変化に起因するエージング変動成分に加えて、温度変化に起因する温度変動成分や、電源電圧変化に起因する電源電圧変動成分などがある。温度変動成分や電源電圧変動成分などの環境変動成分は、温度センサーや電圧検出回路などを用いて特定可能であるが、エージング変動成分については特定が難しい。

また発振器の個体間における発振周波数のエージング変動の挙動には、発振器を構成する部品の性能、部品や発振器の実装状態、または発振器の使用環境などの個体ばらつき（以下、素子ばらつきと称す）に起因した差があり、上記の従来技術では、この素子ばらつきに起因する周波数変動を低減することが難しい。

本発明の幾つかの態様によれば、より高精度のエージング補正を実現できる回路装置、発振器、電子機器及び移動体等を提供できる。

本発明の一態様は、周波数制御データに対して信号処理を行う処理部と、前記処理部からの前記周波数制御データと振動子を用いて、前記周波数制御データにより設定される発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、を含み、前記処理部は、環境変動成分情報を取得し、取得された前記環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データを取得し、前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データに基づいて、エージング補正を行う回路装置に関係する。

本発明の一態様によれば、処理部により周波数制御データに対する信号処理が行われ、処理部からの周波数制御データと振動子を用いて、周波数制御データにより設定される発振周波数の発振信号が生成される。そして本発明の一態様では、環境変動成分情報が取得され、取得された環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち環境変動成分が除かれた周波数制御データが取得される。そして環境変動成分が除かれた周波数制御データに基づいて、エージング補正が行われる。このようにすれば、取得された環境変動成分情報を用いて、周波数制御データの変動成分のうち環境変動成分が除かれた周波数制御データを取得できるようになる。そして、環境変動成分が除去され、エージング変動成分が残存する周波数制御データに基づいて、エージング補正を実行できるようになる。従って、従来では実現できなかった高精度のエージング補正の実現が可能になる。

また本発明の一態様では、前記処理部は、温度センサーからの温度検出電圧により求められた温度検出データに基づいて、前記環境変動成分情報である温度変動成分情報を取得し、取得された前記温度変動成分情報を用いて、前記温度変動成分が除かれた前記周波数制御データを取得し、前記温度変動成分が除かれた前記周波数制御データに基づいて、前記エージング補正を行ってもよい。

このようにすれば、温度センサーにより取得された温度変動成分情報を用いて、周波数制御データの変動成分のうち温度変動成分が除かれた周波数制御データを取得できるようになる。そして温度変動成分が除去され、エージング変動成分が残存する周波数制御データに基づいて、エージング補正を実行できるため、より高精度のエージング補正を実現できるようになる。

また本発明の一態様では、前記処理部は、前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データに対してカルマンフィルター処理を行って、前記周波数制御データについての真値を推定し、前記真値に基づいて、前記エージング補正を行ってもよい。

このようにすれば、システムノイズや観測ノイズの影響が最小限に抑えられた真値を、カルマンフィルター処理により推定して、エージング補正を実行できるため、より高精度なエージング補正の実現が可能になる。

また本発明の一態様では、前記処理部には、前記発振信号に基づく入力信号と基準信号との位相比較結果に基づく前記周波数制御データに対して前記信号処理を行い、前記処理部は、前記基準信号の消失又は異常によるホールドオーバーが検出される前の期間において、前記位相比較結果に基づく前記周波数制御データの観測値に対する真値を、カルマンフィルター処理により推定する処理を行い、前記ホールドオーバーが検出された場合に、前記ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの前記真値を保持し、前記真値に基づく演算処理を行うことで、エージング補正された前記周波数制御データを生成してもよい。

このようにすれば、カルマンフィルター処理により推定され、且つ、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングで保持された真値に基づいて、エージング補正を実現できるようになる。従って、従来では実現できなかった高精度のエージング補正の実現が可能になる。

また本発明の一態様では、前記処理部は、前記真値に対して補正値を加算する前記演算処理を行うことで、エージング補正された前記周波数制御データを生成してもよい。

このようにすれば、カルマンフィルター処理で推定された真値に対して、例えばエージングレートによる周波数変化を補償する補正値を加算する演算処理を行うことで、エージング補正が実現される。従って、簡素な処理で高精度のエージング補正を実現することが可能になる。

また本発明の一態様では、前記処理部は、前記真値に対してフィルター処理後の前記補正値を加算する前記演算処理を行ってもよい。

このようにすれば、変動の揺らぎがある補正値が真値に加算されることでエージング補正の精度が低下してしまうのを、効果的に抑制できるようになる。

また本発明の一態様では、前記処理部は、前記補正値を、前記カルマンフィルター処理における観測残差に基づき求めてもよい。

このようにすれば、カルマンフィルター処理における観測残差を反映させた補正値の更新処理が可能になり、より高精度なエージング補正を実現できる。

また本発明の一態様では、前記カルマンフィルター処理のシステムノイズの設定用のシステムノイズ定数と、前記カルマンフィルター処理の観測ノイズの設定用の観測ノイズ定数を記憶する記憶部を含んでもよい。

このようにすれば、システムノイズや観測ノイズの素子ばらつきの影響を低減したエージング補正を実現できるようになる。

また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置と、前記振動子と、を含む発振器に関係する。

また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む電子機器に関係する。

また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む移動体に関係する。

エージング特性の素子ばらつきについての説明図。 本実施形態の回路装置の基本的な構成例。 本実施形態の手法の説明図。 本実施形態の手法の説明図。 本実施形態の手法の説明図。 ホールドオーバー時におけるエージング補正についての説明図 ホールドオーバーについての説明図。 ホールドオーバーについての説明図。 ホールドオーバーについての説明図。 本実施形態の回路装置の詳細な構成例。 カルマンフィルター処理を用いたエージング補正の説明図。 カルマンフィルター処理を用いたエージング補正の説明図。 処理部の詳細な構成例。 温度補償処理の説明図。 温度補償処理の説明図。 温度補償処理の説明図。 処理部の動作説明図。 処理部の動作説明図。 エージング補正部の構成例。 カルマフィルターのモデルの例。 カルマンフィルター部の構成例。 本実施形態による予測周波数偏差と実測周波数偏差の例を示す図。 温度センサーの構成例。 発振回路の構成例。 本実施形態の変形例の説明図。 本実施形態の変形例の説明図。 電源電圧変動成分についての説明図。 発振器の構成例。 電子機器の構成例。 移動体の構成例。 発振器の詳細な構造例。 電子機器の１つである基地局の構成例。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．エージングによる発振周波数変動
ＯＣＸＯ、ＴＣＸＯ等の発振器では、エージングと呼ばれる経年変化により、発振周波数が変動する。図１のＡ１〜Ａ５は、出荷ロットが同じ又は異なる複数の発振器についてのエージング特性の測定結果の一例である。図１のＡ１〜Ａ５に示すようにエージング変動の様態には素子ばらつきに伴う差が存在する。

エージングによる発振周波数の変動の原因は、気密封止容器内で起こる振動子への粉塵の脱着や、何らかのアウトガスによる環境変化、或いは発振器に使用される接着剤の経年変化と言われている。

このようなエージングによる発振周波数の変動を抑えるための対策としては、出荷前に発振器を一定期間動作させるという初期エージングを実施して、発振周波数を初期変動させてから出荷する手法がある。しかしながら、高い周波数安定度が要求される用途では、このような初期エージングの対策だけでは不十分であり、エージングによる発振周波数の変動を補償するエージング補正が要望されている。

またその他には、発振器を、基地局の基準信号源として用いる場合には、いわゆるホールドオーバーの問題がある。例えば基地局では、ＧＰＳやネットワークからの基準信号に対して、ＰＬＬ回路を用いて発振器の発振信号（出力信号）を同期させることで、周波数変動を抑制している。しかしながら、ＧＰＳやネットワーク（インターネット）からの基準信号が消失又は異常となるホールドオーバーが発生すると、同期のための基準信号を得ることができなくなる。ＧＰＳを例にとれば、ＧＰＳアンテナの設置位置や設置方向により測位信号を受信できなかったり、妨害波により測位信号を正確に受信できなかったり、測位用衛星から測位信号が送信されなかった場合に、ホールドオーバーが発生し、基準信号を用いた同期処理を実行できなくなってしまう。

このようなホールドオーバーが発生すると、発振器の自走発振による発振信号が、基地局の基準信号源になる。従って、ホールドオーバーの発生タイミングから、ホールドオーバーからの復帰タイミング（解除タイミング）までのホールドオーバー期間において、発振器の自走発振による発振周波数の変動を抑えるというホールドオーバー性能が要求される。

しかしながら、上述のように発振器にはエージングによる発振周波数の無視することができないレベルの変動があるため、これが原因で、高いホールドオーバー性能を実現できないという課題がある。例えば２４時間等のホールドオーバー期間において、許容される周波数偏差（Δｆ／ｆ）が規定されている場合に、エージングによる発振周波数の変動があると、この許容周波数偏差の規定を満たせなくなってしまう。

例えば基地局と通信端末との通信方式としては、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）や、ＴＤＤ（Time Division Duplex）などの種々の方式が提案されている。そしてＴＤＤ方式では、上がりと下りで同じ周波数を用いて時分割でデータが送受信され、各機器に割り当てられたタイムスロットの間にはガードタイムが設定されている。このため、適正な通信を実現するためには、各機器において時刻同期を行う必要があり、正確な絶対時刻の計時が要求される。即ち、携帯電話、地上波デジタル放送等において広範囲なエリアでの無線通信システムを提供するためには、複数の基地局を設ける必要があり、これらの基地局間において計時時刻がずれてしまうと、適正な通信を実現できなくなる。ところが、ＧＰＳやネットワークからの基準信号が消失又は異常となるホールドオーバーが発生した場合には、基準信号が無い状態で発振器側が絶対時刻を計時する必要があり、この計時時刻がずれてしまうと、通信が破綻してしまう。このため、基地局等に用いられる発振器には、ホールドオーバー期間においても、非常に高い周波数安定度が要求される。従って、エージングによる周波数変動を補償するエージング補正に対しても、高精度の補正が要求される。

２．回路装置の構成
図２に本実施形態の回路装置の基本的な回路構成を示す。図２に示すように本実施形態の回路装置は、処理部５０と発振信号生成回路１４０を含む。なお本実施形態の回路装置の構成は図２の構成には限定されず、その一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

処理部５０は各種の信号処理を行う。例えば周波数制御データＤＦＣＩ（周波数制御コード）に対して信号処理を行う。具体的には処理部５０（デジタル信号処理部）は、例えばエージング補正処理、カルマンフィルター処理、必要に応じて温度補償処理などの信号処理（デジタル信号処理）を行う。そして信号処理後の周波数制御データＤＦＣＱを出力する。処理部５０は、カルマンフィルター部５４（カルマンフィルター処理の回路又はプログラムモジュール）、エージング補正部５６（エージング補正処理の回路又はプログラムモジュール）を含むことができる。この処理部５０は、ゲートアレイ等のＡＳＩＣ回路により実現してもよいし、プロセッサー（ＤＳＰ、ＣＰＵ）とプロセッサー上で動作するプログラム（プログラムモジュール）により実現してもよい。

振動子ＸＴＡＬは、例えばＡＴカットタイプやＳＣカットタイプなどの厚みすべり振動タイプの水晶振動子等や屈曲振動タイプなどの圧電振動子である。振動子ＸＴＡＬは、一例としては、オーブン型発振器（ＯＣＸＯ）の恒温槽内に設けられるタイプであるが、これに限定されず、恒温槽を備えないタイプのＴＣＸＯ用の振動子であってもよい。振動子ＸＴＡＬは共振器（電気機械的な共振子又は電気的な共振回路）であってもよい。なお振動子ＸＴＡＬとしては、圧電振動子として、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子、シリコン製振動子としてのＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子等を採用できる。振動子ＸＴＡＬの基板材料としては、水晶、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム等の圧電単結晶や、ジルコン酸チタン酸鉛等の圧電セラミックス等の圧電材料、又はシリコン半導体材料等を用いることができる。振動子ＸＴＡＬの励振手段としては、圧電効果によるものを用いてもよいし、クーロン力による静電駆動を用いてもよい。

発振信号生成回路１４０は発振信号ＯＳＣＫを生成する。例えば発振信号生成回路１４０は、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱ（信号処理後の周波数制御データ）と振動子ＸＴＡＬを用いて、周波数制御データＤＦＣＱにより設定される発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを生成する。一例としては、発振信号生成回路１４０は、周波数制御データＤＦＣＱにより設定される発振周波数で振動子ＸＴＡＬを発振させて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。

なお発振信号生成回路１４０は、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式で発振信号ＯＳＣＫを生成する回路であってもよい。例えば振動子ＸＴＡＬ（固定発振周波数の発振源）の発振信号をリファレンス信号として、周波数制御データＤＦＣＱで設定される発振周波数の発振信号ＯＳＣＫをデジタル的に生成してもよい。

発振信号生成回路１４０は、Ｄ／Ａ変換部８０と発振回路１５０を含むことができる。但し発振信号生成回路１４０は、このような構成には限定されず、その一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

Ｄ／Ａ変換部８０は、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱ（処理部の出力データ）のＤ／Ａ変換を行う。Ｄ／Ａ変換部８０に入力される周波数制御データＤＦＣＱは、処理部５０による信号処理後（例えばエージング補正、温度補償、或いはカルマンフィルターの処理後）の周波数制御データ（周波数制御コード）である。Ｄ／Ａ変換部８０のＤ／Ａ変換方式としては例えば抵抗ストリング型（抵抗分割型）を採用できる。但し、Ｄ／Ａ変換方式はこれには限定されず、抵抗ラダー型（Ｒ−２Ｒラダー型等）、容量アレイ型、又はパルス幅変調型などの種々の方式を採用できる。またＤ／Ａ変換部８０は、Ｄ／Ａ変換器以外にも、その制御回路や変調回路（ディザー変調又はＰＷＭ変調等）やフィルター回路などを含むことができる。

発振回路１５０は、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱと振動子ＸＴＡＬを用いて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。発振回路１５０は、第１、第２の振動子用端子（振動子用パッド）を介して振動子ＸＴＡＬに接続される。例えば発振回路１５０は、振動子ＸＴＡＬ（圧電振動子、共振子等）を発振させることで、発振信号ＯＳＣＫを生成する。具体的には発振回路１５０は、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱを周波数制御電圧（発振制御電圧）とした発振周波数で、振動子ＸＴＡＬを発振させる。例えば発振回路１５０が、電圧制御により振動子ＸＴＡＬの発振を制御する回路（ＶＣＯ）である場合には、発振回路１５０は、周波数制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量キャパシター（バリキャップ等）を含むことできる。

なお、前述のように発振回路１５０はダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式により実現してもよく、この場合には振動子ＸＴＡＬの発振周波数はリファレンス周波数となり、発振信号ＯＳＣＫの発振周波数とは異なる周波数になる。

このように本実施形態の回路装置は、周波数制御データＤＦＣＩに対して信号処理を行う処理部５０と、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱと振動子ＸＴＡＬを用いて、周波数制御データＤＦＣＱにより設定される発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを生成する発振信号生成回路１４０を含む。

処理部５０は、環境変動成分情報を取得する。そして取得された環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち（周波数制御データの変動成分のうち）、環境変動成分が除かれた周波数制御データを取得し、環境変動成分が除かれた周波数制御データに基づいて、エージング補正を行う。

なお、環境変動成分が除かれた周波数制御データとは、環境変動成分が完全に除かれた好適な状態の周波数制御データの他に、周波数制御データ内に無視できるレベルの環境変動成分が含まれている状態の周波数制御データも含む。

即ち図３に示すように、周波数制御データは、その変動成分として、環境変動成分と、エージング変動成分を含む。エージング変動成分は、経年変化に起因する周波数の変動成分である。環境変動成分は、温度変動成分又は電源電圧変動成分等である。温度変動成分は、温度変化に起因する周波数の変動成分である。電源電圧変動成分は、電源電圧の変化に起因する周波数の変動成分である。環境変動成分としては、これ以外にも、気圧変化に起因する気圧変動成分、或いは重力変化に起因する重力変動成分などの種々の変動成分を想定できる。

そして本実施形態では図３に示すように、環境変動情報取得部によって、環境変動成分を特定するための環境変動成分情報を取得し、取得した環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち環境変動成分が除かれた周波数制御データを取得する。例えば、取得した環境変動成分情報を用いて、周波数制御データの変動成分のうちの環境変動成分を除去し、エージング変動成分が残存する周波数制御データを取得する。そして、このように環境変動成分が除去されて、エージング変動成分が残存する周波数制御データに基づいて、エージング補正を行う。つまり、周波数制御データのエージング変動成分を特定し、特定されたエージング変動成分に基づいてエージング補正を行う。このエージング補正は図２のエージング補正部５６により実行される。こうすることで、従来では実現できなかった高精度のエージング補正を実現できる。

より具体的には本実施形態では、処理部５０は、例えば環境変動成分が温度変動成分であれば、環境変動情報取得部として温度センサー１０を用いて、環境変動成分情報である温度変動成分情報を取得する。具体的には、温度センサー１０からの温度検出電圧により求められた温度検出データに基づいて、環境変動成分情報である温度変動成分情報を取得する。そして、取得された温度変動成分情報を用いて、温度変動成分が除かれた周波数制御データを取得し、温度変動成分が除かれた周波数制御に基づいて、エージング補正を行う。

即ち、温度センサー１０を用いることで、周波数制御データの変動成分のうち、温度変動成分を特定することが可能になる。そして、周波数制御データの変動成分から、特定された温度変動成分を除いたものが、エージング変動成分になるため、エージング変動成分の特定が可能になる。

例えば後述する図１８のＥ１に示す周波数制御データの変動成分は、温度変動成分とエージング変動成分の両方を含んでいる。本実施形態では、温度センサー１０により取得された温度変動成分情報（例えば後述する温度補償データＴＣＯＤＥ）を用いて、Ｅ１に示す周波数制御データの変動成分から、温度変動成分を除去（低減）する。こうすることで、図１８のＥ２に示すように、温度変動成分が除かれた周波数制御データを取得できる。このＥ２に示す周波数制御データでは、エージング変動成分が残存しており、時間経過に伴い周波数制御データが変化している。このようなエージング変動成分による発振周波数の経年変化を補償（相殺）するエージング補正を行うことで、エージングによる発振周波数の変動が抑制された発振信号ＯＳＣＫを生成できる。即ち、発振周波数の経年変化を抑制し、例えば時間が経過しても一定の発振周波数となる発振信号ＯＳＣＫを生成できるようになる。

前述の図１のＡ１〜Ａ５に示すように、エージング変動には素子ばらつきが存在する。そして、このエージング変動の素子ばらつきを予測することは非常に困難である。

例えば、エージング変動は、振動子への粉塵の脱着、アウトガス、接着剤の経年変化などが原因で発生すると言われている。しかしながら、このようなエージング変動の原因を、例えば製品（発振器等）の製造、出荷時における検査工程で予測して、これに対処することは、極めて困難である。また製品の出荷後の通常動作時等において、上述の粉塵の脱着、アウトガス、接着剤の経年変化を、センサー等を用いて検出することも非常に難しい。

一方、環境変動成分については、センサーや検出回路により、その特定が可能である。例えば環境変動情報取得部としては、温度変動成分については、温度センサー１０により検出して特定できる。電源電圧変動成分については、電圧検出回路により検出して特定できる。気圧変動成分については気圧計により特定でき、重力変動については加速度センサー（傾斜センサーを含む）等により特定できる。

そこで、本実施形態では図３に示すように、このようなセンサーや検出回路を用いて、環境変動成分情報を取得する。一例としては図４に示すように環境変動情報取得部として温度センサー１０を用いて、温度変動成分情報を取得する。そして取得した環境変動成分情報を用いて、周波数制御データの変動成分のうちの環境変動成分を特定し、特定された環境変動成分が除かれた周波数制御データを取得する。そして、エージング変動成分が残存した周波数制御データに基づいて、エージング補正を実行する。

このようにすれば、図１のＡ１〜Ａ５に示すようにエージング変動に素子ばらつきが存在する場合にも、各素子（発振器）ごとのエージング変動成分を抽出して、エージング補正を実行できるようになる。従って、素子ばらつきの影響を低減した高精度のエージング補正の実現が可能になる。

また本実施形態では図５に示すように、処理部５０は、環境変動成分が除かれた周波数制御データに対してカルマンフィルター処理を行って、周波数制御データについての真値を推してもよい。このカルマンフィルター処理はカルマンフィルター部５４により実行される。そして、カルマンフィルター処理により推定された真値に基づいて、エージング補正を行う。

例えば、より適正な時刻同期の実現が求められる場合、より高精度のエージング補正が必要になる。即ち、エージング補正後の発振周波数の変動を適切に抑える必要がある。ところが、周波数制御データには、無視できないレベルのシステムノイズや観測ノイズが重畳している場合がある。従って、これらのノイズに対する対処を行うことなく、エージング補正を行うと、エージングによる変動にノイズの大きなレベル変動が混同するため、エージング補正の制御量に狂いが生じてしまい、エージング補正後の発振周波数の変動（周波数偏差）が、適正な時刻同期に許容される許容周波数変動（許容周波数偏差）を越えてしまうおそれがある。

この点、図５では、環境変動成分が除かれた周波数制御データに対してカルマンフィルター処理を行って、周波数制御データについての真値を推定し、この真値に基づいてエージング補正を行っている。従って、システムノイズや観測ノイズの影響が適切に抑えられた真値を用いて、エージング補正を実行できるようになる。これにより、エージング補正後の発振周波数の変動を、適正な時刻同期に許容される許容周波数変動の範囲内に収めることが可能になり、従来では実現できなかった高精度のエージング補正の実現が可能になる。

また図５の手法によれば、エージング補正における補正値についても、カルマンフィルター処理を利用して取得できるという利点がある。この補正値は、後述する図１１のＣ３に示す傾きに対応して設定される値であり、この傾きに相当するエージングレートの周波数変化を、小さくなるように補償（補正）するために、例えば相殺するための補正値である。

そして処理部５０は、カルマンフィルター処理により推定された真値に対して補正値を加算する演算処理（エージングによる周波数変化を補償する演算処理）を行うことで、エージング補正された周波数制御データを生成する。この補正値はフィルター処理後の補正値であってもよい。そして処理部５０は、この補正値を、カルマンフィルター処理における観測残差に基づき求める。即ち、カルマンフィルター処理では、各タイムステップにおいて観測残差が求められるが、この観測残差を有効活用して、エージングレート（図１１のＣ３の傾き）に対応する補正値を求める。即ち、エージングレートの周波数変化を小さくなるように補償するために、例えばキャンセル（相殺）するための補正値を求める。そして、求められた補正値を、カルマンフィルター処理により推定された周波数制御データの真値に加算する処理を行うことで、更に高精度のエージング補正を実現できるようになる。なお本実施形態の加算処理は負の値を加算する処理である減算処理を含む。

３．ホールドオーバー
次にホールドオーバーについて詳細に説明する。図６は、ホールドオーバー時におけるエージング補正について説明する図である。周波数制御データ生成部４０は、発振信号に基づく入力信号（入力クロック信号）と、ＧＰＳ又はネットワークからの基準信号（基準クロック信号）との位相比較（比較演算）を行って、周波数制御データを生成する。セレクター４８は、通常動作時には、周波数制御データ生成部４０からの周波数制御データを、発振信号生成回路１４０に出力する。発振信号生成回路１４０のＤ／Ａ変換部８０は、この周波数制御データを周波数制御電圧に変換して発振回路１５０に出力する。発振回路１５０は、この周波数制御電圧に対応する発振周波数で振動子ＸＴＡＬを振動させて、発振信号を生成する。周波数制御データ生成部４０と発振信号生成回路１４０とにより、ＰＬＬ回路のループが形成され、発振信号に基づく入力信号と基準信号とを同期させることが可能になる。

検出回路４７は、基準信号の検出動作を行って、基準信号が消失又は異常となるホールドオーバーを検出する。ホールドオーバーが検出されると、エージング補正部５６は、レジスター４９に保持された周波数制御データに対して、エージングによる周波数変動を補償するためのエージング補正を行う。そして発振信号生成回路１４０は、このエージング補正された周波数制御データに対応する発振周波数で、振動子ＸＴＡＬを発振させて、発振信号を生成する。これにより自走発振での発振信号を、基地局等の電子機器の基準信号源として供給できるようになる。

図７のＢ１は、ホールドオーバーが発生した場合における理想的な発振周波数のエージングの特性を示している。一方、Ｂ２（点線）は、エージングにより発振周波数が変動する特性を示している。Ｂ３が、エージングによる発振周波数の変動幅である。また図８のＢ４は、ホールドオーバーが発生した場合におけるＢ１の特性に近づけるための周波数制御電圧の推移を示している。一方、Ｂ５（点線）は、基準信号消失又は異常が発生した時点から周波数電圧制御が一定である状態を示している。

図７のＢ２に示す特性を、Ｂ１に示すような理想的な特性に近づける補正をするために、エージング補正が行われる。例えばエージング補正により、図８のＢ４に示すように周波数制御電圧を変化させれば、図７のＢ２に示す特性をＢ１に示す理想的な特性に近づける補正ができ、例えば補正精度を上げて行けばＢ２に示す特性をＢ１に示す理想的な特性へと補正できる。一方、図８のＢ５に示すようにエージング補正を行わなかった場合には、図７のＢ２に示すようにホールドオーバー期間において発振周波数が変動してしまい、例えばホールドオーバー性能に対する要求仕様が図７に示すＢ１であれば、その要求を満たすことができなくなる。

例えばホールドオーバー期間における発振周波数の変動に基づく時間のずれ量（総量）を表すホールドオーバー時間θ_ｔｏｔは、下式（１）のように表すことができる。

ここでＴ_１はホールドオーバーによるエージングの経過時間を表す。ｆ_０は公称発振周波数であり、Δｆ／ｆ_０は周波数偏差である。上式（１）において、Ｔ_１×ｆ_０は総クロック数を表し、（Δｆ／ｆ_０）×（１／ｆ_０）は１クロックでのタイミングのずれ量を表す。そしてホールドオーバー時間θ_ｔｏｔと経過時間Ｔ_１を用いて、周波数偏差Δｆ／ｆ_０は上式（２）のように表すことができる。

図９のＢ６に示すように、周波数偏差Δｆ／ｆ_０は、経過時間に対して１次関数的に一定の傾きで変化するものと想定している。この場合に、図９のＢ７に示すように、経過時間Ｔ_１が長くなるにつれてホールドオーバー時間θ_ｔｏｔは２次関数的に長くなる。

例えばＴＤＤ方式の場合には、ガードタイムが設定されたタイムスロットが重なってしまうのを防止するために、ホールドオーバー時間は例えばθ_ｔｏｔ＜１．５μｓであることが要求される。従って、上式（２）から明らかなように、発振器に許容される周波数偏差Δｆ／ｆ_０としては、非常に小さな値が要求されることになる。特に、この許容周波数偏差は、経過時間Ｔ_１が長くなるほど、小さな値が要求される。例えばホールドオーバーの発生タイミングから、メインテナンス作業によるホールドオーバーからの復帰タイミングまでの時間として想定される時間が、例えばＴ_１＝２４時間である場合には、許容周波数偏差として非常に小さな値が要求されることになってしまう。そして、周波数偏差Δｆ／ｆ_０には、例えば温度依存の周波数偏差と、エージングによる周波数偏差が含まれるため、上記要求を満たすためには、非常に高精度なエージング補正が必要になる。

４．回路装置の詳細な構成例
図１０に本実施形態の回路装置の詳細な構成例を示す。図１０では図２の構成に対して、温度センサー１０、Ａ／Ｄ変換部２０、デジタルＩ／Ｆ部３０、レジスター部３２、記憶部３４、周波数制御データ生成部４０（広義には位相比較部）が更に設けられている。なお回路装置の構成は図１０の構成には限定されず、その一部の構成要素（例えば周波数制御データ生成部）を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。例えば温度センサー１０として回路装置の外部に設けられた温度センサーを用いてもよい。

温度センサー１０は、温度検出電圧ＶＴＤを出力する。具体的には、環境（回路装置）の温度に応じて変化する温度依存電圧を、温度検出電圧ＶＴＤとして出力する。温度センサー１０の具体的な構成例については後述する。

Ａ／Ｄ変換部２０は、温度センサー１０からの温度検出電圧ＶＴＤのＡ／Ｄ変換を行って、温度検出データＤＴＤを出力する。例えば温度検出電圧ＶＴＤのＡ／Ｄ変換結果に対応するデジタルの温度検出データＤＴＤ（Ａ／Ｄ結果データ）を出力する。Ａ／Ｄ変換部２０のＡ／Ｄ変換方式としては、例えば逐次比較方式や逐次比較方式に類似する方式などを採用できる。なおＡ／Ｄ変換方式はこのような方式には限定されず、種々の方式（計数型、並列比較型又は直並列型等）を採用できる。

デジタルＩ／Ｆ部（インターフェース部）３０は、回路装置と外部装置（マイクロコンピューター、コントローラー等）との間でデジタルデータを入出力するためのインターフェースである。デジタルＩ／Ｆ部３０は、例えばシリアルクロック線とシリアルデータ線を用いた同期式のシリアル通信方式により実現できる。具体的には、Ｉ２Ｃ（Inter-Integrated Circuit）方式や、３線又は４線のＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）方式などにより実現できる。Ｉ２Ｃ方式は、シリアルクロック線ＳＣＬと、双方向のシリアルデータ線ＳＤＡの２本の信号線で通信を行う同期式のシリアル通信方式である。Ｉ２Ｃのバスには複数のスレーブを接続でき、マスターは、個別に決められたスレーブのアドレスを指定して、スレーブを選択した後に、当該スレーブと通信を行う。ＳＰＩ方式は、シリアルクロック線ＳＣＫと、単方向の２本のシリアルデータ線ＳＤＩ、ＳＤＯで通信する同期式のシリアル通信方式である。ＳＰＩのバスには複数のスレーブを接続できるが、それらを特定するためには、マスターは、スレーブセレクト線を用いてスレーブを選択する必要がある。デジタルＩ／Ｆ部３０は、これらの通信方式を実現する入出力バッファー回路や制御回路などにより構成される。

レジスター部３２は、ステータスレジスター、コマンドレジスター、データレジスターなどの複数のレジスターで構成される回路である。回路装置の外部装置は、デジタルＩ／Ｆ部３０を介してレジスター部３２の各レジスターにアクセスする。そして外部装置は、レジスター部３２のレジスターを用いて、回路装置のステータスを確認したり、回路装置に対してコマンドを発行したり、回路装置に対してデータを転送したり、回路装置からデータを読み出すことなどが可能になる。

記憶部３４は、回路装置の各種の処理や動作に必要な各種の情報を記憶するものである。この記憶部３４は、例えば不揮発性メモリーにより実現できる。不揮発性メモリーとしては、例えばＥＥＰＲＯＭなどを用いることができる。ＥＥＰＲＯＭとしては例えばＭＯＮＯＳ（Metal-Oxide-Nitride-Oxide-Silicon）型のメモリーなどを用いることができる。例えばＭＯＮＯＳ型のメモリーを用いたフラッシュメモリーを用いることができる。或いはＥＥＰＲＯＭとして、フローティングゲート型などの他のタイプのメモリーを用いてもよい。なお記憶部３４は、電源が非供給でも情報を保持して記憶できるものであればよく、例えばヒューズ回路等により実現することも可能である。

処理部５０は、この場合、カルマンフィルター部５４、エージング補正部５６に加えて、更にホールドオーバー処理部５２（ホールドオーバー処理の回路又はプログラムモジュール）、温度補償部５８（温度補償処理の回路又はプログラムモジュール）を有する。ホールドオーバー処理部５２は、ホールドオーバーに関する種々の処理を行う。温度補償部５８（処理部５０）は、Ａ／Ｄ変換部２０からの温度検出データＤＴＤに基づいて発振周波数の温度補償処理を行う。具体的には温度補償部５８は、温度に応じて変化する温度検出データＤＴＤ（温度依存データ）と、温度補償処理用の係数データ（近似関数の係数のデータ）などに基づいて、温度変化があった場合に発振周波数の変動を小さくするための温度補償処理を行う。

基準信号ＲＦＣＫは、回路装置の外部接続端子である端子ＴＲＦＣＫ（パッド）を介して回路装置に入力される。外部ＰＬＬ回路がロック状態となっているか否かを通知する信号ＰＬＯＣＫは、回路装置の外部接続端子である端子ＴＰＬＯＣＫ（パッド）を介して回路装置に入力される。

そして記憶部３４は、カルマンフィルター処理のシステムノイズの設定用のシステムノイズ定数（Ｖ）と、カルマンフィルター処理の観測ノイズの設定用の観測ノイズ定数（Ｗ）を記憶する。例えば製品（発振器等）の製造、出荷時において、発振周波数等の各種の情報をモニターするための測定（検査）が行われる。そしてこの測定結果に基づいて、システムノイズ定数や観測ノイズ定数が決定されて、例えば不揮発性メモリー等により実現される記憶部３４に書き込まれる。このようにすれば、素子ばらつきによる悪影響を低減したシステムノイズ定数や観測ノイズ定数の設定が可能になる。

周波数制御データ生成部４０は周波数制御データＤＦＣＩを生成する。例えば発振信号ＯＳＣＫに基づく入力信号と基準信号ＲＦＣＫとを比較して周波数制御データＤＦＣＩを生成する。生成された周波数制御データＤＦＣＩは処理部５０に入力される。ここで発振信号ＯＳＣＫに基づく入力信号は、発振信号ＯＳＣＫそのものであってもよいし、発振信号ＯＳＣＫから生成された信号（例えば分周した信号）であってもよい。以下では、入力信号が発振信号ＯＳＣＫそのものである場合を主に例にとり説明する。

周波数制御データ生成部４０は、位相比較部４１、デジタルフィルター部４４を含む。位相比較部４１（比較演算部）は、入力信号である発振信号ＯＳＣＫと基準信号ＲＦＣＫとの位相比較（比較演算）を行う回路であり、カウンター４２、ＴＤＣ４３（時間デジタル変換器）を含む。

カウンター４２は、基準信号ＲＦＣＫの基準周波数（例えば１Ｈｚ）を、発振信号ＯＳＣＫの発振周波数で除算した結果の整数部に相当するデジタルデータを生成する。ＴＤＣ４３は、当該除算結果の小数部に相当するデジタルデータを生成する。ＴＤＣ４３は、例えば、複数の遅延素子と、複数の遅延素子が出力する複数の遅延クロック信号を、基準信号ＲＦＣＫのエッジ（Ｈｉｇｈ）タイミングでラッチする複数のラッチ回路と、複数のラッチ回路の出力信号のコーディングを行うことで、除算結果の小数部に相当するデジタルデータを生成する回路を含む。そして位相比較部４１は、カウンター４２からの整数部に相当するデジタルデータと、ＴＤＣ４３からの小数部に相当するデジタルデータを加算し、設定周波数との位相誤差を検出する。そしてデジタルフィルター部４４が位相誤差の平滑化処理を行うことで、周波数制御データＤＦＣＩが生成される。例えば発振信号ＯＳＣＫの周波数をＦＯＳ、基準信号ＲＦＣＫの周波数をＦＲＦ、設定周波数に対応する分周数（分周比）をＦＣＷとした場合に、ＦＯＳ＝ＦＣＷ×ＦＲＦの関係が成り立つように、周波数制御データＤＦＣＩが生成される。或いはカウンター４２は、発振信号ＯＳＣＫのクロック数をカウントしてもよい。即ちカウンター４２は、発振信号ＯＳＣＫに基づく入力信号でカウント動作を行う。そして位相比較部４１は、基準信号ＲＦＣＫのｎ周期（ｎは２以上に設定可能な整数）におけるカウンター４２のカウント値と、カウント値の期待値（ｎ×ＦＣＷ）とを整数で比較してもよい。例えば期待値とカウンター４２のカウント値との差分が、位相誤差データとして位相比較部４１から出力される。

なお周波数制御データ生成部４０の構成は図１０に示す構成に限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば位相比較部４１をアナログ回路の位相比較器で構成したり、デジタルフィルター部４４をアナログ回路のフィルター部（ループフィルター）で構成してもよい。またデジタルフィルター部４４の処理（位相誤差データの平滑化処理）を処理部５０が行ってもよい。例えば処理部５０が、他の処理（ホールドオーバー処理、カルマンフィルター処理等）と時分割にデジタルフィルター部４４の処理を行う。例えば位相比較部４１の位相比較結果（位相誤差データ）に対するフィルター処理（平滑化処理）を処理部５０が行う。

また図１０では、回路装置が周波数制御データ生成部４０を内蔵する構成となっているが、周波数制御データ生成部は、回路装置の外部に設けられる回路であってもよい。この場合には、外部に設けられた周波数制御データ生成部から、デジタルＩ／Ｆ部３０を介して周波数制御データＤＦＣＩを処理部５０に入力すればよい。

このように本実施形態では、処理部５０（プロセッサー）は、発振信号ＯＳＣＫに基づく入力信号と基準信号ＲＦＣＫとの位相比較結果に基づく周波数制御データＤＦＣＩに対する信号処理を行う。即ち処理部５０は、位相比較部４１での位相比較結果に基づく周波数制御データＤＦＣＩに対して信号処理を行う。例えば処理部５０には、発振信号ＯＳＣＫに基づく入力信号と基準信号ＲＦＣＫとを比較して周波数制御データＤＦＣＩを生成する周波数制御データ生成部４０からの周波数制御データＤＦＣＩが入力される。処理部５０は、位相比較部４１の位相比較結果が入力されて、位相比較結果に対するフィルター処理（デジタルフィルター部４４の処理）を行ってもよい。そして処理部５０（プロセッサー）は、基準信号の消失又は異常によるホールドオーバーが検出される前の期間において、位相比較結果に基づく周波数制御データＤＦＣＩの観測値に対する真値を、カルマンフィルター処理により推定する処理を行う。この真値は、カルマンフィルター処理により推定された真値であり、本当の真の値であるとは限らない。カルマンフィルター処理はカルマンフィルター部５４により実行される。またホールドオーバーの検出による制御処理は、ホールドオーバー処理部５２により実行される。

そして処理部５０（プロセッサー）は、ホールドオーバーが検出された場合に、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの真値を保持する。この真値を保持するタイミングは、ホールドオーバーの検出タイミングそのものであってもよいし、当該タイミングの前のタイミング等であってもよい。そして処理部５０は、保持された真値に基づく演算処理を行うことで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。生成された周波数制御データＤＦＣＱは、発振信号生成回路１４０に出力される。このエージング補正された周波数制御データＤＦＣＱの生成処理は、エージング補正部５６により実行される。

例えば通常動作期間において、処理部５０は、位相比較結果に基づく周波数制御データＤＦＣＩに対して、例えば温度補償処理等の信号処理を行い、信号処理後の周波数制御データＤＦＣＱを発振信号生成回路１４０に出力する。発振信号生成回路１４０は、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱと振動子ＸＴＡＬを用いて、発振信号ＯＳＣＫを生成して、周波数制御データ生成部４０（位相比較部４１）に出力する。これにより、周波数制御データ生成部４０（位相比較部４１）、発振信号生成回路１４０等によるＰＬＬ回路のループが形成され、基準信号ＲＦＣＫに位相同期した正確な発振信号ＯＳＣＫを生成できるようになる。

そして本実施形態では、ホールドオーバーが検出される前の通常動作期間においても、処理部５０のカルマンフィルター部５４が動作し、周波数制御データＤＦＣＩに対するカルマンフィルター処理を実行している。即ち、周波数制御データＤＦＣＩの観測値に対する真値を、カルマンフィルター処理により推定する処理を行っている。

ホールドオーバーが検出されると、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの真値が、処理部５０において保持される。具体的にはエージング補正部５６が、この真値を保持する。そしてエージング補正部５６が、保持された真値に基づく演算処理を行うことで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。

このようにすれば、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの真値に基づいて、エージング補正が行われるため、エージング補正の精度を大幅に向上できる。即ち、観測ノイズやシステムノイズの影響を考慮したエージング補正を実現できるようになる。

なお発振信号生成回路１４０は、ホールドオーバーから復帰した場合には、位相比較結果に基づく周波数制御データＤＦＣＱに基づいて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。例えば周波数制御データ生成部４０（位相比較部４１）から処理部５０を介して入力された周波数制御データＤＦＣＱに基づいて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。例えば基準信号ＲＦＣＫの消失状態や異常状態が解消されると、ホールドオーバーの状態が解除されて、ホールドオーバーから復帰する。この場合には、回路装置の動作は通常動作に復帰する。そして発振信号生成回路１４０は、処理部５０がエージング補正を行うことで生成した周波数制御データＤＦＣＱに代えて、周波数制御データ生成部４０から処理部５０を介して入力された周波数制御データＤＦＣＱ（温度補償処理等の信号処理後の周波数制御データ）に基づいて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。

また処理部５０は、保持された真値に対して補正値を加算する演算処理（エージングによる周波数変化を補償する演算処理）を行うことで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。例えばホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの真値に対して、エージングレート（エージングの勾配、エージング係数）に対応する補正値（エージングレートによる周波数変化をキャンセルする補正値）を、所定タイミング毎に順次に加算することで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。

例えばタイムステップｋでの補正値をＤ（ｋ）とし、タイムステップｋでのエージング補正された周波数制御データをＡＣ（ｋ）とする。この場合に処理部５０は、タイムステップｋ＋１でのエージング補正された周波数制御データＡＣ（ｋ＋１）を、ＡＣ（ｋ＋１）＝ＡＣ（ｋ）＋Ｄ（ｋ）により求める。処理部５０は、このような各タイムステップごとの補正値Ｄ（ｋ）の加算処理を、ホールドオーバーからの復帰タイミング（解除タイミング）まで行う。

また処理部５０は、真値に対してフィルター処理後の補正値を加算する演算処理を行う。例えば、補正値Ｄ（ｋ）に対して、ローパスフィルター処理等のフィルター処理を行い、フィルター処理後の補正値Ｄ’（ｋ）を真値に対して順次に加算する演算処理を行う。具体的にはＡＣ（ｋ＋１）＝ＡＣ（ｋ）＋Ｄ’（ｋ）の演算処理を行う。

また処理部５０は、補正値を、カルマンフィルター処理における観測残差に基づき求める。例えば処理部５０は、ホールドオーバーが検出される前の期間において、観測残差に基づいて、エージング補正の補正値を推定する処理を行う。例えば観測残差をｅｋとした場合に、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋの処理を行うことで、補正値Ｄ（ｋ）を推定する。ここでＥは例えば定数であるが、定数Ｅの代わりにカルマンゲインを用いてもよい。そして、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの補正値を保持し、保持された補正値を真値に加算する演算処理を行うことで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。

また処理部５０は、ホールドオーバーの検出信号が入力される入力端子の電圧、又は、デジタルＩ／Ｆ部３０を介して入力されるホールドオーバーの検出情報に基づいて、ホールドオーバーの状態になった否かを判断する。これらの判断処理は、ホールドオーバー処理部５２が行う。例えばホールドオーバー処理部５２はステートマシーンの回路を有しており、このステートマシーンの状態遷移は、各種の信号や情報に基づいて実行される。そして、ホールドオーバーの検出信号が入力される入力端子の電圧や、デジタルＩ／Ｆ部３０を介して入力されるホールドオーバーの検出情報などに基づいて、ホールドオーバーの状態になったと判断されると、ステートマシーンの状態がホールドオーバーの状態に遷移する。そしてホールドオーバー時の各種処理（エージング補正等）が実行される。

ホールドオーバーの検出信号としては、例えば基準信号ＲＦＣＫや信号ＰＬＯＣＫを想定できる。この場合に処理部５０は、基準信号ＲＦＣＫが入力される端子ＴＲＦＣＫの電圧や、信号ＰＬＯＣＫが入力される端子ＴＰＬＯＣＫの電圧に基づいて、ホールドオーバーの状態になった否かを判断する。

例えば、回路装置の内部に設けられた周波数制御データ生成部４０によりＰＬＬ回路が形成される場合には、基準信号ＲＦＣＫが入力される端子ＴＲＦＣＫの電圧に基づいて、ホールドオーバーの状態になった否かを判断できる。例えば処理部５０は、端子ＴＲＦＣＫの電圧に基づいて、基準信号ＲＦＣＫが消失又は異常な状態になったことが検出された場合に、ホールドオーバーの状態になった否かを判断する。

一方、回路装置の外部に設けられた周波数制御データ生成部によりＰＬＬ回路が形成される場合には、信号ＰＬＯＣＫが入力される端子ＴＰＬＯＣＫの電圧に基づいて、ホールドオーバーの状態になった否かを判断できる。例えば外部装置（外部ＰＬＬ回路を制御する装置）は、外部ＰＬＬ回路がロック状態となっているか否かを通知する信号ＰＬＯＣＫを回路装置に出力する。そして例えば信号ＰＬＯＣＫにより、外部ＰＬＬ回路がロック状態になっていないと判断した場合には、処理部５０はホールドオーバーの状態であると判断する。なお、信号ＰＬＯＣＫに加えて、基準信号ＲＦＣＫも用いて、ホールドオーバーの状態になったか否かを判断してもよい。また外部ＰＬＬ回路は、例えば回路装置の外部に設けられた周波数制御データ生成部と、回路装置の発振信号生成回路１４０等により構成されるＰＬＬ回路である。

また、回路装置の外部に設けられた周波数制御データ生成部によりＰＬＬ回路が形成される場合に、デジタルＩ／Ｆ部３０を介して入力されるホールドオーバーの検出情報に基づいて、ホールドオーバーの状態になったか否かを判断してもよい。例えば外部ＰＬＬ回路を制御する外部装置（例えばマイクロコンピューター）は、基準信号の消失又は異常によりホールドオーバーの状態になったと判断した場合に、ホールドオーバーの検出情報を、デジタルＩ／Ｆ部３０を介してレジスター部３２のレジスター（通知レジスター）に設定する。処理部５０は、このレジスターに設定されたホールドオーバーの検出情報を読み出すことで、ホールドオーバーの状態になったか否かを判断する。このようにすればホールドオーバーの検出用の端子を新たに設ける必要がなくなり、回路装置の端子数の削減等を図れるようになる。

５．カルマンフィルター処理を用いたエージング補正
本実施形態では、カルマンフィルター処理を用いたエージング補正手法を採用している。具体的には本実施形態では、ホールドオーバーが検出される前の期間において周波数制御データ（発振周波数）の観測値に対する真値を、カルマンフィルター処理により推定する。そしてホールドオーバーが検出された場合には、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミング（時点）での真値を保持し、保持した真値に基づく演算処理を行うことで、エージング補正を実現する。

図１１は、エージングによる発振周波数の変動の測定結果の例を示す図である。横軸は経過時間（エージング時間）であり、縦軸は発振周波数の周波数偏差（Δｆ／ｆ_０）である。図１１のＣ１に示すように観測値である測定値には、システムノイズや観測ノイズに起因する大きなばらつきが存在する。このばらつきには、環境温度に起因するばらつきも含まれる。

このように測定値に大きなばらつきがある状況において、真値を正しく求めるために、本実施形態では、カルマンフィルター処理（例えば線形カルマンフィルター処理）による状態推定を行う。

図１２は、時系列の状態空間モデルを示すものであり、このモデルの離散時間状態方程式は、下式（３）、（４）の状態方程式、観測方程式により与えられる。

ｘ（ｋ）は時刻ｋにおける状態であり、ｙ（ｋ）は観測値である。ｖ（ｋ）はシステムノイズであり、ｗ（ｋ）は観測ノイズであり、Ａはシステム行列である。ｘ（ｋ）が発振周波数（周波数制御データ）である場合に、Ａは例えばエージングレート（エージング係数）に相当する。エージングレートは経過期間に対する発振周波数の変化率を表すものである。

例えば図１１のＣ２に示すタイミングでホールドオーバーが発生したとする。この場合に、基準信号ＲＦＣＫが途絶えたＣ２の時点での真の状態ｘ（ｋ）と、図１１のＣ３に示す傾きに相当するエージングレート（Ａ）とに基づいて、エージング補正を実行する。具体的には、Ｃ２の時点での発振周波数（周波数制御データ）の真値ｘ（ｋ）を、Ｃ３に示すエージングレートによる周波数変化を小さくするための補償（補正）として、例えば当該周波数変化をキャンセル（相殺）する補正値で、順次に変化させるエージング補正を行う。即ち図７のＢ２に示すようなエージングレートでの周波数変化をキャンセルして、Ｂ１に示すような理想的な特性になるような補正値で、真値ｘ（ｋ）を変化させる。このようにすれば、例えばホールドオーバーの期間が２４時間であった場合に、２４時間経過後における発振周波数の変動である図１１のＦＤＶを、エージング補正により補償できるようになる。

ここで図１１のＣ１に示す発振周波数（周波数偏差）の変動には、温度変動に起因するものと、エージングに起因するものが含まれる。そこで本実施形態では、例えば恒温槽を有するオーブン構造の発振器（ＯＣＸＯ）を採用することで、温度変動に起因する発振周波数の変動を最小限に抑える。また図１０の温度センサー１０等を用いて、温度変動に起因する発振周波数の変動を低減する温度補償処理を実行する。

そしてＰＬＬ回路（内部ＰＬＬ回路、外部ＰＬＬ回路）が基準信号ＲＦＣＫに同期している期間（通常動作期間）において、周波数制御データ（周波数制御コード）をモニターし、誤差（システムノイズ、観測ノイズ）を除去した真値を求めて、レジスターに保持しておく。そして、基準信号ＲＦＣＫの消失又は異常によりＰＬＬ回路のロックが外れた場合に、ロックが外れた時点において保持されている真値（周波数制御データの観測値に対する真値）に基づいて、エージング補正を実行する。例えば、保持された周波数制御データの真値に対して、図１１のＣ３の傾きであるエージングレートによる周波数変化を小さくするための補償として、例えばキャンセルする補正値を、順次に加算する処理を行うことで、ホールドオーバー期間の自走発振時における周波数制御データＤＦＣＱを生成して、振動子ＸＴＡＬを発振させる。このようにすれば、ホールドオーバーの突入時点での真値を、最小誤差で求めて、エージング補正を実行できるため、エージング変動による悪影響を最小限に抑えたホールドオーバー性能を実現できるようになる。

６．処理部の構成
図１３に処理部５０の詳細な構成例を示す。なお処理部５０の構成は図１３の構成には限定されず、その一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

図１３に示すように処理部５０は、カルマンフィルター部５４、エージング補正部５６、温度補償部５８、セレクター６２、６３、加算器６５を含む。

カルマンフィルター部５４は、周波数制御データＤＦＣＩ（環境変動成分が除去された周波数制御データ）が入力され、カルマンフィルター処理を実行する。そして、カルマンフィルター処理により推定された真値に相当する事後推定値ｘ^{^}（ｋ）を出力する。なお本明細書では、推定値であることを表すハットの記号「^」を、適宜、２文字に並べて記載する。

カルマンフィルター処理とは、観測値及びシステムの状態を表す変数にノイズ（誤差）が含まれると仮定し、過去から現在までに取得した観測値を用いてシステムの最適な状態を推定する処理である。具体的には、観測更新（観測過程）と時間更新（予測過程）を繰り返し行って状態を推定する。観測更新は、観測値と時間更新の結果を用いてカルマンゲイン、推定値、誤差共分散を更新する過程である。時間更新は、観測更新の結果を用いて、次の時刻での推定値、誤差共分散を予測する過程である。なお本実施形態では線形カルマンフィルター処理を用いた手法を主に説明するが、拡張カルマンフィルター処理を採用することも可能である。本実施形態のカルマンフィルター処理の詳細については後述する。

エージング補正部５６は、カルマンフィルター部５４から事後推定値ｘ^{^}（ｋ）と補正値Ｄ’（ｋ）が入力される。そして、周波数制御データの真値に相当する事後推定値ｘ^{^}（ｋ）に対して、補正値Ｄ’（ｋ）を加算する演算処理を行うことで、エージング補正された周波数制御データであるＡＣ（ｋ）を生成する。ここでＤ’（ｋ）は、フィルター処理後（ローパスフィルター処理後）の補正値Ｄ（ｋ）である。即ち、タイムステップｋ（時刻ｋ）での補正値（フィルター処理後の補正値）をＤ’（ｋ）とし、タイムステップｋでのエージング補正された周波数制御データをＡＣ（ｋ）とした場合に、エージング補正部５６は、タイムステップｋ＋１（時刻ｋ＋１）でのエージング補正された周波数制御データＡＣ（ｋ＋１）を、ＡＣ（ｋ＋１）＝ＡＣ（ｋ）＋Ｄ’（ｋ）により求める。

温度補償部５８は、温度検出データＤＴＤが入力されて、温度補償処理を行い、温度変動に対して発振周波数を一定に保つための温度補償データＴＣＯＤＥ（温度補償コード）を生成する。温度検出データＤＴＤは、図１０のＡ／Ｄ変換部２０が温度センサー１０からの温度検出電圧ＶＴＤをＡ／Ｄ変換することで得られるデータである。

例えば図１４、図１５、図１６に、初期発振周波数温度特性の例を示す。これらの図において横軸は周囲温度であり、縦軸は発振周波数の周波数偏差である。図１４〜図１６に示すように、発振周波数の温度特性は製品のサンプルごとに大きくばらつく。このため、製品（発振器）の製造、出荷時の検査工程において、発振周波数の温度特性や、周囲温度に対応する温度検出データの変化特性を測定する。そして測定結果に基づいて、下式（５）の多項式（近似関数）の係数Ａ_０〜Ａ_５を求め、求めた係数Ａ_０〜Ａ_５の情報を、図１０の記憶部３４（不揮発性メモリー）に書き込んで記憶させる。

上式（５）において、Ｘは、Ａ／Ｄ変換部２０により得られた温度検出データＤＴＤ（Ａ／Ｄ変換値）に相当する。周囲温度の変化に対する温度検出データＤＴＤの変化も測定されているため、上式（５）の多項式で表される近似関数により、周囲温度と発振周波数とを対応づけることができる。温度補償部５８は、記憶部３４から係数Ａ_０〜Ａ_５の情報を読み出し、この係数Ａ_０〜Ａ_５と、温度検出データＤＴＤ（＝Ｘ）とに基づいて、上式（５）の演算処理を行って、温度補償データＴＣＯＤＥ（温度補償コード）を生成する。これにより、周囲温度の変化に対して発振周波数を一定に保つための温度補償処理を実現できる。

セレクター６２、６３は、セレクト端子Ｓの入力信号の論理レベルが「１」（アクティブ）である場合に、「１」側の端子の入力信号を選択して、出力信号として出力する。またセレクト端子Ｓの入力信号の論理レベルが「０」（非アクティブ）である場合に、「０」側の端子の入力信号を選択して、出力信号として出力する。

信号ＫＦＥＮはカルマンフィルター処理のイネーブル信号である。カルマンフィルター部５４は、信号ＫＦＥＮが論理レベル「１」（以下、単に「１」と記載）である場合にカルマンフィルター処理を実行する。信号ＰＬＬＬＯＣＫはＰＬＬ回路がロック状態である場合に「１」になる信号である。信号ＨＯＬＤＯＶＥＲはホールドオーバーが検出されたホールドオーバー期間において「１」になる信号である。これらの信号ＰＬＬＬＯＣＫ、ＨＯＬＤＯＶＥＲは、図１０のホールドオーバー処理部５２のステートマシーンの回路により生成される。

信号ＴＣＥＮは、温度補償処理のイネーブル信号である。以下では信号ＴＣＥＮが「１」であり、セレクター６３が「１」側の入力信号を選択する場合を主に例にとり説明を行う。また信号ＫＦＥＮも「１」であるとする。

通常動作期間では、信号ＨＯＬＤＯＶＥＲが論理レベル「０」（（以下、単に「０」と記載）になるため、セレクター６２が「０」端子側の周波数制御データＤＦＣＩを選択する。そして、この周波数制御データＤＦＣＩに対して、加算器６５により温度補償データＴＣＯＤＥが加算され、温度補償処理後の周波数制御データＤＦＣＱが、後段の発振信号生成回路１４０に出力される。

一方、ホールドオーバー期間では、信号ＨＯＬＤＯＶＥＲが「１」なり、セレクター６２が「１」端子側のＡＣ（ｋ）を選択する。ＡＣ（ｋ）はエージング補正された周波数制御データである。

図１７はカルマンフィルター部５４の動作を説明する真理値表である。信号ＰＬＬＬＯＣＫ、ＫＦＥＮが共に「１」である場合には、カルマンフィルター部５４は真値推定処理（カルマンフィルター処理）を実行する。即ち、通常動作期間においてＰＬＬ回路（内部又は外部のＰＬＬ回路）がロック状態である場合に、観測値である周波数制御データＤＦＣＩの真値推定処理を行い続ける。

そしてホールドオーバーの状態になってＰＬＬ回路のロックが外れ、信号ＰＬＬＬＯＣＫが「０」になった場合には、カルマンフィルター部５４は前回の出力状態を保持する。例えば図１３において、周波数制御データＤＦＣＩの真値として推定される事後推定値ｘ^{^}（ｋ）や、エージング補正の補正値Ｄ’（ｋ）として、ホールドオーバーの検出タイミング（ＰＬＬ回路のロックが外れたタイミング）での値を、保持して出力し続ける。

エージング補正部５６は、ホールドオーバー期間において、カルマンフィルター部５４からの事後推定値ｘ^{^}（ｋ）、補正値Ｄ’（ｋ）を用いてエージング補正を行う。具体的にはホールドオーバーの検出タイミングにおける事後推定値ｘ^{^}（ｋ）、補正値Ｄ’（ｋ）を保持して、エージング補正を行う。

また図１３では、カルマンフィルター部５４には、温度変動成分（広義には環境変動成分）とエージング変動成分のうち、温度変動成分が除去された周波数制御データＤＦＣＩが入力される。カルマンフィルター部５４は、温度変動成分（環境変動成分）が除かれた周波数制御データＤＦＣＩに対してカルマンフィルター処理を行って、周波数制御データＤＦＣＩについての真値を推定する。即ち、事後推定値ｘ^{^}（ｋ）を求める。そしてエージング補正部５６は、推定された真値である事後推定値ｘ^{^}（ｋ）に基づいて、エージング補正を行う。より具体的には、カルマンフィルター部５４からの事後推定値ｘ^{^}（ｋ）と補正値Ｄ’（ｋ）に基づいて、エージング補正された周波数制御データＡＣ（ｋ）を求める。そしてエージング補正された周波数制御データであるＡＣ（ｋ）は、セレクター６２を介して、加算器６５に入力され、加算器６５がＡＣ（ｋ）に対して、温度補償データＴＣＯＤＥ（環境変動成分の補償用データ）を加算する処理を行う。

例えば図１８の模式図に示すように、温度が変動すると、Ｅ１に示すように周波数制御データもそれに応じて変動してしまう。従って、Ｅ１のように温度変動に伴い変動する周波数制御データを用いて、カルマンフィルター処理を行ってしまうと、ホールドオーバー検出タイミングでの真値にも揺らぎが生じてしまう。

そこで本実施形態では、温度変動成分が除去された周波数制御データを取得して、カルマンフィルター部５４に入力する。即ち、温度変動成分（環境変動成分）とエージング変動成分のうち、温度変動成分が除かれた周波数制御データを、カルマンフィルター部５４に入力する。つまり、図１８のＥ２に示すような周波数制御データを入力する。Ｅ２の周波数制御データは、温度変動成分が除かれており、エージング変動成分が残存した周波数制御データになっている。

カルマンフィルター部５４は、このように温度変動成分が除去されて、エージング変動成分が残存した周波数制御データＤＦＣＩに対して、カルマンフィルター処理を行うことで、真値として推定される事後推定値ｘ^{^}（ｋ）や、エージング補正の補正値Ｄ’（ｋ）を求める。そして、ホールドオーバーの検出タイミングで推定された真値である事後推定値ｘ^{^}（ｋ）や、補正値Ｄ’（ｋ）がエージング補正部５６に保持されて、エージング補正が実行される。

例えば加算器６５により温度補償データＴＣＯＤＥを加算する処理を行うことで、周波数制御データＤＦＣＱは温度補償された周波数制御データになる。従って、周波数制御データＤＦＣＱが入力された発振信号生成回路１４０は、温度補償された発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを出力することになる。従って、この発振信号生成回路１４０と共にＰＬＬ回路を構成する図１０の周波数制御データ生成部４０は、図１８のＥ２に示すように温度変動成分が除去された周波数制御データＤＦＣＩを、処理部５０に供給することになる。そして、この温度変動成分が除去された周波数制御データＤＦＣＩには、図１８のＥ２に示すように、経過時間と共に変化するエージング変動成分が残存している。従って、処理部５０のカルマンフィルター部５４が、このエージング変動成分が残存する周波数制御データＤＦＣＩに対するカルマンフィルター処理を行い、エージング補正部５６が、カルマンフィルター処理の結果に基づいてエージング補正を行えば、高精度のエージング補正を実現できるようになる。

なお図１３の変形例として、加算器６５での温度補償データＴＣＯＤＥの加算処理を行わずに、周波数制御データＤＦＣＩの温度変動成分（環境変動成分）を除去するための演算処理を行って、演算処理後の周波数制御データＤＦＣＩをカルマンフィルター部５４に入力するようにしてもよい。例えば図１３の加算器６５及びセレクター６３の構成を省略して、カルマンフィルター部５４の前段に、周波数制御データＤＦＣＩから温度補償データＴＣＯＤＥを減算する減算器を設け、この減算器の出力をカルマンフィルター部５４に入力する。またエージング補正部５６とセレクター６２の間に、エージング補正部５６の出力と温度補償データＴＣＯＤＥを加算する加算器を設け、加算器の出力をセレクター６２の「１」側の端子に入力する。このような構成によっても、温度変動成分が除去されて、エージング変動成分だけが残存した周波数制御データＤＦＣＩを、カルマンフィルター部５４に入力できるようになる。

図１９に、エージング補正部５６の詳細な構成例を示す。通常動作期間では、信号ＨＯＬＤＯＶＥＲが「０」になるため、セレクター３６０、３６１は「０」端子側を選択する。これにより、通常動作期間においてカルマンフィルター部５４により演算された事後推定値ｘ^{^}（ｋ）、補正値Ｄ’（ｋ）（フィルター処理後の補正値）が、各々、レジスター３５０、３５１に保持される。

ホールドオーバーが検出されて、信号ＨＯＬＤＯＶＥＲが「１」になると、セレクター３６０、３６１は「１」端子側を選択する。これによりセレクター３６１は、ホールドオーバーの検出タイミングでレジスター３５１に保持された補正値Ｄ’（ｋ）を、ホールドオーバー期間中は出力し続けることになる。

そして、加算器３４０は、ホールドオーバーの検出タイミングでレジスター３５０に保持された事後推定値ｘ^{^}（ｋ）に対して、レジスター３５１に保持されてセレクター３６１から出力された補正値Ｄ’（ｋ）（補正値）を、各タイムステップごとに順次に加算する処理を行う。これにより下式（６）に示すようなエージング補正が実現される。

即ち図１１のＣ２のタイミングで保持された真値である事後推定値ｘ^{^}（ｋ）に対して、Ｃ３の傾きに相当するエージングレートによる周波数変化をキャンセル（補償）する補正値Ｄ’（ｋ）を、順次に加算する処理が行われて、エージング補正が実現される。

７．カルマンフィルター処理
次に本実施形態のカルマンフィルター処理の詳細について説明する。図２０にカルマンフィルターのモデルの例を示す。図２０のモデルの状態方程式、観測方程式は下式（７）、（８）のように表される。

ｋは離散的な時間であるタイムステップを表す。ｘ（ｋ）はタイムステップｋ（時刻ｋ）におけるシステムの状態であり、例えばｎ次元のベクトルである。Ａはシステム行列と呼ばれるものである。具体的には、Ａはｎ×ｎの行列であり、システムノイズがない場合のタイムステップｋにおけるシステムの状態とタイムステップｋ＋１におけるシステムの状態を関連づけるものである。ｖ（ｋ）はシステムノイズである。ｙ（ｋ）は観測値であり、ｗ（ｋ）は観測ノイズである。Ｃは観測係数ベクトル（ｎ次元）であり、Ｔは転置行列を表す。

上式（７）、（８）のモデルのカルマンフィルター処理では、下式（９）〜（１３）の処理を行って、真値を推定する。

上式（９）、（１０）は時間更新（予測過程）の式であり、上式（１１）〜（１３）は観測更新（観測過程）の式である。離散的な時間であるタイムステップｋが１つ進む毎に、カルマンフィルター処理の時間更新（式（９）、（１０））及び観測更新（式（１１）〜（１３））が１回行われる。

ｘ^{^}（ｋ）、ｘ^{^}（ｋ−１）は、タイムステップｋ、ｋ−１でのカルマンフィルター処理の事後推定値である。ｘ^{^-}（ｋ）は、観測値を得る前に予測した事前推定値である。Ｐ（ｋ）は、カルマンフィルター処理の事後共分散であり、Ｐ^-（ｋ）は、観測値を得る前に予測した事前共分散である。Ｇ（ｋ）はカルマンゲインである。

カルマンフィルター処理では、観測更新において、上式（１１）によりカルマンゲインＧ（ｋ）が求められる。また観測値ｙ（ｋ）に基づいて上式（１２）により、事後推定値ｘ^{^}（ｋ）が更新される。また上式（１３）により、誤差の事後共分散Ｐ（ｋ）が更新される。

またカルマンフィルター処理では、時間更新において、上式（９）に示すように、タイムステップｋ−１での事後推定値ｘ^{^}（ｋ−１）と、システム行列Ａに基づいて、次のタイムステップｋでの事前推定値ｘ^{^-}（ｋ）を予測する。また上式（１０）に示すように、タイムステップｋ−１での事後共分散Ｐ（ｋ−１）と、システム行列Ａと、システムノイズｖ（ｋ）に基づいて、次のタイムステップｋでの事前共分散Ｐ^-（ｋ）を予測する。

さて、上式（９）〜（１３）のカルマンフィルター処理を実行しようとすると、処理部５０の処理負荷が過大になり、回路装置の大規模化を招く場合がある。例えば上式（９）のｘ^{^-}（ｋ）＝Ａｘ^{^}（ｋ−１）のＡを求めるためには、拡張カルマンフィルター処理が必要になる。そして拡張カルマンフィルター処理は、処理負荷が非常に重く、処理部５０を、拡張カルマンフィルター処理が可能なハードウェアにより実現しようとすると、処理部５０の回路面積が非常に大きくなり易い。このため、発振器に内蔵される回路装置に小型化が強く求められている状況においては不適なものになってしまう。一方、システム行列Ａとして固定値のスカラー値を用いると、適切なエージング補正を実現する際の難易度が上がる。

そこでこのような状況を避ける必要性がある場合の解決手段として、本実施形態では、カルマンフィルター処理を、上式（９）〜（１３）に代えて、下式（１４）〜（１９）に従った処理により実現する。即ち、処理部５０（カルマンフィルター部５４）は、下式（１４）〜（１９）に基づくカルマンフィルター処理を実行する。

なお本実施形態において、真値の推定処理の対象となるｘ（ｋ）は周波数制御データであり、観測値ｙ（ｋ）も周波数制御データであるため、Ｃ＝１になる。また、Ａのスカラー値は１に限りなく近いため、上式（１０）の代わりに上式（１５）を用いることができる。

前述したように、カルマンフィルター処理として、拡張カルマンフィルター処理を採用する場合と比較して、本実施形態のカルマンフィルター処理では、上式（１４）に示すように、タイムステップｋでの事前推定値ｘ^{^-}（ｋ）を、タイムステップｋ−１での事後推定値ｘ^{^}（ｋ−１）と補正値Ｄ（ｋ−１）の加算処理により求めている。このため、拡張カルマンフィルター処理を用いる必要がなくなり、処理部５０の処理負荷の軽減や回路規模の増加の抑制等を図れるという点で優れる。

本実施形態では下記のような式の変形により、上式（１４）を導出している。

例えば上式（２０）は上式（２１）のように変形できる。ここで上式（２１）の（Ａ−１）は非常に小さい数になるため、上式（２２）、（２３）に示すように、（Ａ−１）・ｘ^{^}（ｋ−１）を、（Ａ−１）・Ｆ_０に置き換える近似が可能になる。そして、この（Ａ−１）・Ｆ_０を、補正値Ｄ（ｋ−１）と置く。

そして上式（１９）に示すように、タイムステップｋ−１からタイムステップｋへの時間更新の際に、補正値Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・（ｙ（ｋ）−ｘ^{^-}（ｋ））＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋの更新処理を行う。ここで、ｅｋ＝ｙ（ｋ）−ｘ^{^-}（ｋ）は、カルマンフィルター処理における観測残差と呼ばれるものである。またＥは定数である。なお、定数Ｅの代わりに、カルマンゲインＧ（ｋ）を用いる変形実施も可能である。即ち、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｇ（ｋ）・ｅｋとしてもよい。

このように式（１９）では、観測残差をｅｋとし、定数をＥとした場合に、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋにより補正値Ｄ（ｋ）を求めている。このようにすることで、カルマンフィルター処理における観測残差ｅｋを反映させた、補正値Ｄ（ｋ）の更新処理が可能になる。

図２１にカルマンフィルター部５４の構成例を示す。カルマンフィルター部５４は、加算器３００、３０１、３０２、３０３、３０４、乗算器３０５、レジスター３１０、３１１、３１２、３１３、セレクター３２０、３２１、フィルター３３０、３３１、演算器３３２、３３３を含む。なおカルマンフィルター部５４の構成は図２１に示す構成に限定されず、その一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。例えば加算器３００〜３０４等の処理を１つの演算器による時分割処理により実現してもよい。

加算器３０４とレジスター３１２により上式（１４）の演算処理が実行される。またシステムノイズの設定用のシステムノイズ定数Ｖと、観測ノイズの設定用の観測ノイズ定数Ｗの情報は、図１０の記憶部３４から読み出されて、カルマンフィルター部５４（処理部５０）に入力される。そして、加算器３００とレジスター３１０により、上式（１５）の演算処理が実行される。また演算器３３２が、上式（１６）の演算処理を実行して、カルマンゲインＧ（ｋ）を求める。そして求められたカルマンゲインＧ（ｋ）に基づいて、加算器３０１、乗算器３０５、加算器３０２により、上式（１７）の演算処理が実行される。また演算器３３３が、上式（１８）の演算処理を実行して、事後共分散Ｐ（ｋ）を求める。

また加算器３０３、レジスター３１１、フィルター３３０により、上式（１９）の演算処理が実行される。フィルター３３０に入力される定数Ｅの情報は、図１０の記憶部３４から読み出される。定数Ｅはエージングレートの補正係数（フィルター定数）に相当する。例えばフィルター３３０が、定数Ｅに基づいてゲイン調整等を行うことで、上式（１９）のＥ・（ｙ（ｋ）−ｘ^{^-}（ｋ））を実現できる。

セレクター３２０、３２１は、各々、信号ＰＬＬＬＯＣＫ、ＫＦＥＮが「１」である場合には、「１」側の端子の入力信号を選択する。セレクター３２０の出力信号はレジスター３１３に保持される。従って、ホールドオーバーの状態になって、信号ＰＬＬＬＯＣＫが「１」から「０」になると、ホールドオーバーの検出タイミングでの真値であるｘ^{^}（ｋ）がレジスター３１３に保持されることになる。

フィルター３３１は、補正値Ｄ（ｋ）に対してフィルター処理を行う。具体的には補正値Ｄ（ｋ）に対してデジタルローパスフィルター処理を行い、フィルター処理後の補正値Ｄ’（ｋ）が、図１９のエージング補正部５６に入力される。定数Ｊはフィルター３３１のフィルター定数である。定数Ｊに基づいて、フィルター３３１の最適なカットオフ周波数が設定される。

例えば、エージングレートによる周波数変化を補償する補正値Ｄ（ｋ）には、図１１から明らかなように細かい変動の揺らぎがある。従って、このように揺らぎのある補正値Ｄ（ｋ）が、真値に加算されてしまうと、エージング補正の精度が低下してしまう。

この点、本実施形態では、真値に対して、フィルター処理後の補正値Ｄ’（ｋ）が加算されるため、より高精度のエージング補正を実現できるようになる。

以上のように本実施形態では、処理部５０は、上式（１４）に示すように、カルマンフィルター処理の事前推定値の更新処理（時間更新）において、今回のタイミングでの事前推定値ｘ^{^-}（ｋ）を、前回のタイミングでの事後推定値ｘ^{^}（ｋ−１）と補正値Ｄ（ｋ−１）との加算処理により求める処理を行う。そしてカルマンフィルター処理の結果に基づいて、周波数制御データのエージング補正を行う。即ち、前回のタイミングであるタイムステップｋ−１での事後推定値ｘ^{^}（ｋ−１）と補正値Ｄ（ｋ−１）との加算処理を行って、今回のタイミングであるタイムステップｋでの事前推定値ｘ^{^-}（ｋ）を、ｘ^{^-}（ｋ）＝ｘ^{^}（ｋ−１）＋Ｄ（ｋ−１）により求める。

そして処理部５０（エージング補正部５６）は、このカルマンフィルター処理の結果（真値、補正値）に基づいて、エージング補正を行う。即ち、タイムステップｋでの補正値をＤ（ｋ）（或いはＤ’（ｋ））とし、タイムステップｋでのエージング補正された周波数制御データをＡＣ（ｋ）とした場合に、タイムステップｋ＋１でのエージング補正された周波数制御データＡＣ（ｋ＋１）を、ＡＣ（ｋ＋１）＝ＡＣ（ｋ）＋Ｄ（ｋ）（或いはＡＣ（ｋ）＋Ｄ’（ｋ））により求める。

また処理部５０は、上式（１９）に示すように、今回のタイミングでの補正値Ｄ（ｋ）を、前回のタイミングでの補正値Ｄ（ｋ−１）とカルマンフィルター処理での観測残差ｅｋとに基づいて求める。例えば前回のタイミングでの補正値Ｄ（ｋ−１）に対して、観測残差に基づく値であるＥ・ｅｋ（或いはＧ（ｋ）・ｅｋ）を加算する処理を行うことで、今回のタイミングでの補正値Ｄ（ｋ）を求める。具体的には、今回のタイミングであるタイムステップｋでの補正値Ｄ（ｋ）を、前回のタイミングであるタイムステップｋ−１での補正値Ｄ（ｋ−１）とカルマンフィルター処理における観測残差ｅｋとに基づいて求める。例えば、観測残差をｅｋとし、定数をＥとした場合に、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋにより、補正値Ｄ（ｋ）を求める。

例えば本実施形態では、図１８で説明したように、温度変動成分情報等の環境変動成分情報を取得し、取得された環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち環境変動成分が除かれた周波数制御データを取得する。ここで環境変動成分情報は、電源電圧変動成分、気圧変動成分又は重力変動成分等であってもよい。そして環境変動成分が除かれた周波数制御データに基づいて、エージング補正を行う。具体的には図１０の温度センサー１０からの温度検出電圧ＶＴＤにより求められる温度検出データＤＴＤに基づいて、環境変動成分情報である温度変動成分情報を取得する。そして取得された温度変動成分情報を用いて、温度変動成分が除かれた周波数制御データが取得される。例えば図１３の温度補償部５８が温度補償データＴＣＯＤＥを取得し、加算器６５により温度補償データＴＣＯＤＥの加算処理を行うことで、温度変動成分が除去された周波数制御データＤＦＣＩが周波数制御データ生成部４０から入力され、処理部５０により取得されるようになる。即ち、図１８のＥ２に示すように、温度変動成分が除去される一方で、エージング変動成分が残存した周波数制御データＤＦＣＩが取得されて、カルマンフィルター部５４に入力されるようになる。

例えば温度変動成分情報、或いは電源電圧変動成分情報等の環境変動成分情報については、環境変動成分情報を検出する温度センサー、電圧検出回路等により取得することができる。一方、エージング変動成分は、時間経過と共に変化する発振周波数の変動成分であり、当該エージング変動成分の情報をセンサー等により直接に検出することは難しい。

そこで本実施形態では、センサー等により検出可能な温度変動成分情報等の環境変動成分情報を取得し、この環境変動成分情報を利用して、環境変動成分とエージング変動成分のうち環境変動成分が除かれた周波数制御データを取得する。即ち、周波数制御データの変動成分から、環境変動成分を除去する処理（例えば加算器６５による加算処理）を行うことで、図１８のＥ２に示すようにエージング変動成分だけが残存した周波数制御データを取得できる。そして、エージング変動成分が残存した周波数制御データに基づいて、カルマンフィルター処理等を行えば、周波数制御データのエージング変動成分についての真値を推定できる。そして、このようにして推定された真値に基づいて、エージング補正を行えば、従来例では実現できなかった高精度のエージング補正を実現できるようになる。

このように本実施形態では、カルマンフィルター部５４には、温度変動成分（環境変動成分）が除去される一方で、エージング変動成分が残存する周波数制御データＤＦＣＩが入力されている。そして図１、図１１に示すように、期間を限定すれば、その期間内では、発振周波数は一定のエージングレートで変化するものと想定できる。例えば図１１のＣ３に示すような一定の傾きで変化するものと想定できる。

本実施形態では、このようなエージング変動成分による一定のエージングレートでの周波数変化を、補償（キャンセル）するための補正値を、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋの式により求めている。即ち、図１１のＣ３の傾きに相当するエージングレートによる周波数変化を、補償するための補正値Ｄ（ｋ）を求めている。ここで、エージングレートは一定ではなく、図１、図１１に示すように、経過時間に応じて変化する。

この点、本実施形態では、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋというように、カルマンフィルター処理の観測残差ｅｋ＝ｙ（ｋ）−ｘ^{^-}（ｋ）に基づいて、エージングレートに対応する補正値Ｄ（ｋ）の更新処理を行っている。従って、経過時間に応じたエージングレートの変化についても反映させた補正値Ｄ（ｋ）の更新処理を実現できるようになる。従って、より高精度なエージング補正の実現が可能になる。

例えば図２２では、実測周波数偏差と予測周波数偏差を対比して示している。Ｄ１は、実測の発振周波数の周波数偏差であり、Ｄ２は、本実施形態のカルマンフィルターの推定処理による予測の発振周波数の周波数偏差である。Ｄ１に示す実測周波数偏差に対して、Ｄ２に示す予測周波数偏差は許容誤差範囲内に入っており、本実施形態により高精度なエージング補正が実現されていることが示されている。

８．温度センサー、発振回路
図２３に温度センサー１０の構成例を示す。図２３の温度センサー１０は、電流源ＩＳＴと、電流源ＩＳＴからの電流がコレクターに供給されるバイポーラートランジスターＴＲＴを有する。バイポーラートランジスターＴＲＴは、そのコレクターとのベースが接続されるダイオード接続となっており、バイポーラートランジスターＴＲＴのコレクターのノードに、温度特性を有する温度検出電圧ＶＴＤが出力される。温度検出電圧ＶＴＤの温度特性は、バイポーラートランジスターＴＲＴのベース・エミッター間電圧の温度依存性によって生じる。この温度センサー１０の温度検出電圧ＶＴＤは、例えば負の温度特性（負の勾配を有する１次の温度特性）を有する。

図２４に発振回路１５０の構成例を示す。この発振回路１５０は、電流源ＩＢＸ、バイポーラートランジスターＴＲＸ、抵抗ＲＸ、可変容量キャパシターＣＸ１、キャパシターＣＸ２、ＣＸ３を有する。

電流源ＩＢＸは、バイポーラートランジスターＴＲＸのコレクターにバイアス電流を供給する。抵抗ＲＸは、バイポーラートランジスターＴＲＸのコレクターとベースの間に設けられる。

容量が可変である可変容量キャパシターＣＸ１の一端は、振動子ＸＴＡＬの一端に接続される。具体的には、可変容量キャパシターＣＸ１の一端は、回路装置の第１の振動子用端子（振動子用パッド）を介して振動子ＸＴＡＬの一端に接続される。キャパシターＣＸ２の一端は、振動子ＸＴＡＬの他端に接続される。具体的には、キャパシターＣＸ２の一端は、回路装置の第２の振動子用端子（振動子用パッド）を介して振動子ＸＴＡＬの他端に接続される。キャパシターＣＸ３は、その一端が振動子ＸＴＡＬの一端に接続され、その他端がバイポーラートランジスターＴＲＸのコレクターに接続される。

バイポーラートランジスターＴＲＸには、振動子ＸＴＡＬの発振により生じたベース・エミッター間電流が流れる。そしてベース・エミッター間電流が増加すると、バイポーラートランジスターＴＲＸのコレクター・エミッター間電流が増加し、電流源ＩＢＸから抵抗ＲＸに分岐するバイアス電流が減少するので、コレクター電圧ＶＣＸが低下する。一方、バイポーラートランジスターＴＲＸのベース・エミッター間電流が減少すると、コレクター・エミッター間電流が減少し、電流源ＩＢＸから抵抗ＲＸに分岐するバイアス電流が増加するので、コレクター電圧ＶＣＸが上昇する。このコレクター電圧ＶＣＸはキャパシターＣＸ３を介して振動子ＸＴＡＬにフィードバックされる。

振動子ＸＴＡＬの発振周波数は温度特性を有しており、この温度特性は、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱ（周波数制御電圧）により補償される。即ち、出力電圧ＶＱは可変容量キャパシターＣＸ１に入力され、出力電圧ＶＱにより可変容量キャパシターＣＸ１の容量値が制御される。可変容量キャパシターＣＸ１の容量値が変化すると、発振ループの共振周波数が変化するので、振動子ＸＴＡＬの温度特性による発振周波数の変動が補償される。可変容量キャパシターＣＸ１は、例えば可変容量ダイオード（バラクター）などにより実現される。

なお、本実施形態の発振回路１５０は、図２４の構成に限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば図２４ではＣＸ１を可変容量キャパシターとする場合を例に説明したが、ＣＸ２又はＣＸ３を、出力電圧ＶＱで制御される可変容量キャパシターとしてもよい。また、ＣＸ１〜ＣＸ３のうち複数を、ＶＱで制御される可変容量キャパシターとしてもよい。

また、発振回路１５０は、振動子ＸＴＡＬを発振させるためのすべての回路要素を含んでいなくてもよい。例えば、回路装置５００の外部に設けたディスクリート部品によって一部の回路要素を構成し、外部接続端子を介して発振回路１５０と接続するような構成であってもよい。

９．変形例
次に本実施形態の種々の変形例について説明する。図２５に本実施形態の変形例の回路装置の構成例を示す。

図２５では、図２、図１０とは異なり、発振信号生成回路１４０にＤ／Ａ変換部８０が設けられていない。そして発振信号生成回路１４０により生成される発振信号ＯＳＣＫの発振周波数が、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱに基づいて、直接に制御される。即ちＤ／Ａ変換部を介さずに発振信号ＯＳＣＫの発振周波数が制御される。

例えば図２５では、発振信号生成回路１４０が、可変容量回路１４２と発振回路１５０を有する。この発振信号生成回路１４０には図２、図１０のＤ／Ａ変換部８０は設けられていない。そして図２４の可変容量キャパシターＣＸ１の代わりに、この可変容量回路１４２が設けられ、可変容量回路１４２の一端が振動子ＸＴＡＬの一端に接続される。

この可変容量回路１４２は、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱに基づいて、その容量値が制御される。例えば可変容量回路１４２は、複数のキャパシター（キャパシターアレイ）と、周波数制御データＤＦＣＱに基づき各スイッチ素子のオン、オフが制御される複数のスイッチ素子（スイッチアレイ）を有する。これらの複数のスイッチ素子の各スイッチ素子は、複数のキャパシターの各キャパシターに電気的に接続される。そして、これらの複数のスイッチ素子がオン又はオフされることで、複数のキャパシターのうち、振動子ＸＴＡＬの一端に、その一端が接続されるキャパシターの個数が変化する。これにより、可変容量回路１４２の容量値が制御されて、振動子ＸＴＡＬの一端の容量値が変化する。従って、周波数制御データＤＦＣＱにより、可変容量回路１４２の容量値が直接に制御されて、発振信号ＯＳＣＫの発振周波数を制御できるようになる。

また本実施形態の回路装置を用いてＰＬＬ回路を構成する場合に、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式のＰＬＬ回路とすることも可能である。図２６にダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式の場合の回路構成例を示す。

位相比較部３８０（比較演算部）は、基準信号ＲＦＣＫと発振信号ＯＳＣＫ（発振信号に基づく入力信号）の位相比較（比較演算）を行う。デジタルフィルター部３８２は、位相誤差の平滑化処理を行う。位相比較部３８０の構成、動作は図１０の位相比較部４１と同様であり、カウンターやＴＤＣ（時間デジタル変換器）を含むことができる。デジタルフィルター部３８２は図１０のデジタルフィルター部４４に相当するものである。数値制御型発振器３８４は、振動子ＸＴＡＬを有する基準発振器３８６からの基準発振信号を用いて、任意の周波数や波形をデジタル的に合成する回路である。即ちＶＣＯのようにＤ／Ａ変換器からの制御電圧に基づいて発振周波数を制御するのではなく、デジタルの周波数制御データと基準発振器３８６（振動子ＸＴＡＬ）を用いて、デジタル演算処理により任意の発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを生成する。図２６の構成により、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式のＡＤＰＬＬ回路を実現できる。

また、以上では環境変動成分が温度変動成分である場合について主に説明したが、本実施形態はこれに限定されない。例えば環境変動成分は、センサーや検出回路により検出可能な変動成分であればよく、電源電圧変動成分、気圧変動成分又は重力変動成分等であってもよい。例えば図２７に電源電圧の変化に起因する発振周波数偏差の変動の例を示す。図２７では電源電圧がＶＤＤＲである場合に発振周波数偏差が０になっている。そして電源電圧がＶＤＤＲから変化すると、これに応じて発振周波数偏差も変化する。周波数制御データの変動成分が、このような電源電圧変動成分を有している場合には、この電源電圧変動成分情報を、例えば電圧検出回路等を用いて取得する。そして、電源電圧変動成分とエージング変動成分のうち電源電圧変動成分が除かれた周波数制御データを取得し、電源電圧変動成分が除かれた周波数制御データに基づいて、エージング補正を行えばよい。

また、以上に説明した本実施形態の手法では、周波数制御データの変動成分から環境変動成分を除去することで得られたエージング変動成分についてのカルマンフィルター処理を行って、ばらつきを除去した真値を推定している。そして更に、エージング補正のための補正値（発振特性変動係数）を算出して、真値と補正値を用いてエージング補正を行うことにより、発振周波数を一定にする制御を実現している。しかしながら、本実施形態の手法は、このよう手法には限定されず、種々の変形実施が可能である。

例えば本実施形態の第１の変形例の手法では、計測値から環境変動成分を除去したエージング変動成分の値を、記憶部（メモリー）に保存しておく。そして、記憶しておいた複数のエージング変動成分の値と、予め用意しておいた１次の線形式や複数次の多項式の近似式に基づいて、発振周波数を制御するようにしてもよい。

また本実施形態の第２の変形の手法では、例えば、計測値から環境変動成分を除去したエージング変動成分の値が、所与の値以上になった場合に、予備として備えておいた別の発振器に切り替えることにより、エージングの影響をある一定範囲内に抑えるようにしてもよい。

また本実施形態の回路装置は、ＰＬＬ回路のループを構成する回路装置としてだけではなく、自走の発振器用の回路装置としても適用可能である。

１０．発振器、電子機器、移動体
図２８に、本実施形態の回路装置５００を含む発振器４００の構成例を示す。図２８に示すように、発振器４００は、振動子４２０と回路装置５００を含む。振動子４２０と回路装置５００は、発振器４００のパッケージ４１０内に実装される。そして振動子４２０の端子と、回路装置５００（ＩＣ）の端子（パッド）は、パッケージ４１０の内部配線により電気的に接続される。

図２９に、本実施形態の回路装置５００を含む電子機器の構成例を示す。この電子機器は、本実施形態の回路装置５００、水晶振動子等の振動子４２０、アンテナＡＮＴ、通信部５１０、処理部５２０を含む。また操作部５３０、表示部５４０、記憶部５５０を含むことができる。振動子４２０と回路装置５００により発振器４００が構成される。なお電子機器は図２９の構成に限定されず、これらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

図２９の電子機器としては、例えば基地局又はルーター等のネットワーク関連機器や、高精度の計測機器や、ＧＰＳ内蔵時計、生体情報測定機器（脈波計、歩数計等）又は頭部装着型表示装置等のウェアラブル機器や、スマートフォン、携帯電話機、携帯型ゲーム装置、ノートＰＣ又はタブレットＰＣ等の携帯情報端末（移動端末）や、コンテンツを配信するコンテンツ提供端末や、デジタルカメラ又はビデオカメラ等の映像機器などの種々の機器を想定できる。

通信部５１０（無線回路）は、アンテナＡＮＴを介して外部からデータを受信したり、外部にデータを送信する処理を行う。処理部５２０は、電子機器の制御処理や、通信部５１０を介して送受信されるデータの種々のデジタル処理などを行う。この処理部５２０の機能は、例えばマイクロコンピューターなどのプロセッサーにより実現できる。

操作部５３０は、ユーザーが入力操作を行うためのものであり、操作ボタンやタッチパネルディスプレイをなどにより実現できる。表示部５４０は、各種の情報を表示するものであり、液晶や有機ＥＬなどのディスプレイにより実現できる。なお操作部５３０としてタッチパネルディスプレイを用いる場合には、このタッチパネルディスプレイが操作部５３０及び表示部５４０の機能を兼ねることになる。記憶部５５０は、データを記憶するものであり、その機能はＲＡＭやＲＯＭなどの半導体メモリーやＨＤＤ（ハードディスクドライブ）などにより実現できる。

図３０に、本実施形態の回路装置を含む移動体の例を示す。本実施形態の回路装置（発振器）は、例えば、車、飛行機、バイク、自転車、或いは船舶等の種々の移動体に組み込むことができる。移動体は、例えばエンジンやモーター等の駆動機構、ハンドルや舵等の操舵機構、各種の電子機器（車載機器）を備えて、地上や空や海上を移動する機器・装置である。図３０は移動体の具体例としての自動車２０６を概略的に示している。自動車２０６には、本実施形態の回路装置と振動子を有する発振器（不図示）が組み込まれる。制御装置２０８は、この発振器により生成されたクロック信号により動作する。制御装置２０８は、例えば車体２０７の姿勢に応じてサスペンションの硬軟を制御したり、個々の車輪２０９のブレーキを制御する。例えば制御装置２０８により、自動車２０６の自動運転を実現してもよい。なお本実施形態の回路装置や発振器が組み込まれる機器は、このような制御装置２０８には限定されず、自動車２０６等の移動体に設けられる種々の機器（車載機器）に組み込むことが可能である。

図３１は、発振器４００の詳細な構造例である。図３１の発振器４００はダブルオーブン構造（広義にはオーブン構造）の発振器となっている。

パッケージ４１０は、基板４１１とケース４１２により構成される。基板４１１には不図示の種々の電子部品が搭載される。ケース４１２の内部には、第２の容器４１４が設けられ、第２の容器４１４の内部には第１の容器４１３が設けられる。そして第１の容器４１３の上面の内側面（下側面）に振動子４２０が実装される。また第１の容器４１３の上面の外側面（上側面）に、本実施形態の回路装置５００、ヒーター４５０、温度センサー４６０が実装される。ヒーター４５０（発熱素子）により、例えば第２の容器４１４の内部の温度を調整できる。そして温度センサー４６０により、例えば第２の容器４１４の内部の温度を検出できる。

第２の容器４１４は基板４１６上に設けられる。基板４１６は各種の電子部品を搭載可能な回路基板である。基板４１６のうち、第２の容器４１４が設けられる面の裏側面に、ヒーター４５２、温度センサー４６２が実装されている。例えばヒーター４５２（発熱素子）により、ケース４１２と第２の容器４１４の間の空間の温度を調整できる。そして温度センサー４６２により、ケース４１２と第２の容器４１４の間の空間の温度を検出できる。

ヒーター４５０、４５２の発熱素子としては、例えば発熱パワーバイポーラートランジスター、発熱ヒーターＭＯＳトランジスター、発熱抵抗体、ペルチェ素子等を用いることができる。これらのヒーター４５０、４５２の発熱の制御は、例えば回路装置５００のオーブン制御回路により実現できる。温度センサー４６０、４６２としては例えばサーミスター、ダイオードなどを用いることができる。

図３１ではダブルオーブン構造の恒温槽で、振動子４２０等の温度調整を実現できるため、振動子４２０の発振周波数の安定化等を図れる。

図３２は電子機器の１つである基地局（基地局装置）の構成例である。物理層回路６００はネットワークを介した通信処理における物理層の処理を行う。ネットワークプロセッサー６０２は、物理層よりも上位層の処理（リンク層等）を行う。スイッチ部６０４は通信処理の各種の切替処理を行う。ＤＳＰ６０８は、通信処理に必要な各種のデジタル信号処理を行う。ＲＦ回路６０８は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）により構成される受信回路、や、パワーアンプにより構成される送信回路や、Ｄ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器などを含む。

セレクター６１２は、ＧＰＳ６１０からの基準信号ＲＦＣＫ１、物理層回路６００からの基準信号ＲＦＣＫ２（ネットワークからクロック信号）のいずれかを、基準信号ＲＦＣＫとして、本実施形態の回路装置５００に出力する。回路装置５００は、基準信号ＲＦＣＫに対して発振信号（発振信号に基づく入力信号）を同期させる処理を行う。そして周波数が異なる各種のクロック信号ＣＫ１、ＣＫ２、ＣＫ３、ＣＫ４、ＣＫ５を生成して、物理層回路６００、ネットワークプロセッサー６０２、スイッチ部６０４、ＤＳＰ６０６、ＲＦ回路６０８に供給する。

本実施形態の回路装置５００によれば、図３２に示すような基地局において、基準信号ＲＦＣＫに発振信号を同期させ、当該発振信号に基づいて生成された周波数安定度の高いクロック信号ＣＫ１〜ＣＫ５を、基地局の各回路に供給できるようになる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（環境変動成分等）と共に記載された用語（温度変動成分等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また回路装置、発振器、電子機器、移動体の構成・動作や、エージング補正処理、カルマンフィルター処理、ホールドオーバー処理、温度補償処理等も本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

ＸＴＡＬ…振動子、ＴＲＦＣＫ、ＴＰＬＯＣＫ…端子、
ＤＦＣＩ、ＤＦＣＱ…周波数制御データ、ＶＱ…出力電圧（周波数制御電圧）、
ＶＴＤ…温度検出電圧、ＤＴＤ…温度検出データ、
ＯＳＣＫ…発振信号、ＲＦＣＫ、ＲＦＣＫ１、ＲＦＣＫ２…基準信号、
１０…温度センサー、２０…Ａ／Ｄ変換部、３０…デジタルＩ／Ｆ部、
３２…レジスター部、３４…記憶部、４０…周波数制御データ生成部、
４１…位相比較部、４２…カウンター、４３…ＴＤＣ、４４…デジタルフィルター部、
４７…検出回路、４８…セレクター、４９…レジスター、５０…処理部、
５２…ホールドオーバー処理部、５４…カルマンフィルター部、
５６…エージング補正部、５８…温度補償部、
６２、６３…セレクター、６５…加算器、８０…Ｄ／Ａ変換部、
１４０…発振信号生成回路、１４２…可変容量回路、１５０…発振回路、
２０６…自動車、２０７…車体、２０８…制御装置、２０９…車輪、
３００、３０１、３０２、３０３、３０４…加算器、３０５…乗算器、
３１０、３１１、３１２、３１３…レジスター、３２０、３２１…セレクター、
３３０、３３１…フィルター、３３２、３３３…演算器、
３４０…加算器、３５０、３５１…レジスター、３６０、３６１…セレクター、
３８０…位相比較部、３８２…デジタルフィルター部、
３８４…数値制御型発振器、３８６…基準発振器、
４００…発振器、４１０ パッケージ、４１１…基板、４１２…ケース、
４１３…第１の容器、４１４…第２の容器、４１６…基板、４２０…振動子、
４５０、４５２…ヒーター、４６０、４６２…温度センサー、
５００…回路装置、５１０…通信部、５２０…処理部、５３０…操作部、
５４０…表示部、５５０…記憶部、
６００…物理層回路、６０２…ネットワークプロセッサー、６０４…スイッチ部、
６０６…ＤＳＰ、６０８…ＲＦ回路、６１０…ＧＰＳ、６１２…セレクター

Claims (10)

1. 周波数制御データに対して信号処理を行う処理部と、
   前記処理部からの前記信号処理後の前記周波数制御データと振動子を用いて、前記信号処理後の前記周波数制御データにより設定される発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、
   を含み、
   前記処理部は、
   環境変動成分情報を取得し、取得された前記環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データを取得し、前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データに対してカルマンフィルター処理を行って、前記周波数制御データについての真値を推定し、前記真値に対して、エージングによる前記発振周波数の変化をキャンセルする補正値を加算する演算処理を行うことで、エージング補正された前記周波数制御データを生成することを特徴とする回路装置。
2. 請求項１に記載の回路装置において、
   前記処理部は、
   前記真値に対してフィルター処理後の前記補正値を加算する前記演算処理を行うことを特徴とする回路装置。
3. 請求項１又は２に記載の回路装置において、
   前記処理部は、
   前記補正値を、前記カルマンフィルター処理における観測残差に基づき求めることを特
   徴とする回路装置。
4. 周波数制御データに対して信号処理を行う処理部と、
   前記処理部からの前記信号処理後の前記周波数制御データと振動子を用いて、前記信号処理後の前記周波数制御データにより設定される発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、
   記憶部と、
   を含み、
   前記処理部は、
   環境変動成分情報を取得し、取得された前記環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データを取得し、前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データに対してカルマンフィルター処理を行って、前記周波数制御データについての真値を推定し、前記真値に基づいて、エージング補正を行い、
   前記記憶部は、
   前記カルマンフィルター処理のシステムノイズの設定用のシステムノイズ定数と、前記カルマンフィルター処理の観測ノイズの設定用の観測ノイズ定数を記憶することを特徴とする回路装置。
5. 周波数制御データに対して信号処理を行う処理部と、
   前記処理部からの前記信号処理後の前記周波数制御データと振動子を用いて、前記信号処理後の前記周波数制御データにより設定される発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、
   を含み、
   前記処理部は、前記発振信号に基づく入力信号と基準信号との位相比較結果に基づく前記周波数制御データに対して前記信号処理を行い、
   前記処理部は、
   前記基準信号の消失又は異常によるホールドオーバーが検出される前の期間において、環境変動成分情報を取得し、取得された前記環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データを取得し、前記環境変動成分が除かれた前記周波数制御データに対してカルマンフィルター処理を行って、前記周波数制御データについての真値を推定し、
   前記ホールドオーバーが検出された場合に、前記ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの前記真値を保持し、前記真値に基づく演算処理を行うことで、エージング補正された前記周波数制御データを生成することを特徴とする回路装置。
6. 請求項５に記載の回路装置において、
   前記処理部は、
   前記真値に対して、エージングによる前記発振周波数の変化をキャンセルする補正値を加算する前記演算処理を行うことで、エージング補正された前記周波数制御データを生成することを特徴とする回路装置。
7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記処理部は、
   温度センサーからの温度検出電圧により求められた温度検出データに基づいて、前記環境変動成分情報である温度変動成分情報を取得し、取得された前記温度変動成分情報を用いて、前記温度変動成分が除かれた前記周波数制御データを取得し、前記温度変動成分が除かれた前記周波数制御データに基づいて、前記エージング補正を行うことを特徴とする回路装置。
8. 請求項１乃至７のいずれか一項に記載の回路装置と、
   前記振動子と、
   を含むことを特徴とする発振器。
9. 請求項１乃至７のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
10. 請求項１乃至７のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする移動体。